CN102931837B - 工作周期调整电路以及信号产生装置 - Google Patents

Abstract

一种工作周期调整电路以及信号产生装置。此工作周期调整电路调整第一驱动信号的工作周期。此工作周期调整电路包括滤波器、第一比较器、以及第一工作周期调整器。滤波器接收比较结果信号，且对第一比较结果信号进行滤波以产生工作周期信息信号。此工作周期信息信号指示比较结果信号的工作周期。第一比较器接收工作周期信息信号，且判断工作周期信息信号的直流电平是否落在预先定义电压范围内以产生第一调整信号。第一工作周期调整器接收第一调整信号以及第一驱动信号，且根据第一调整信号来调整第一驱动信号的工作周期。

Description

工作周期调整电路以及信号产生装置

技术领域

本发明涉及一种工作周期调整电路，特别涉及一种用于信号产生装置的工作周期调整电路，用以平衡信号产生装置的输出电流。

背景技术

一般而言，单相位（single-phase）的直流-直流电压转换器提供较小的电流。因此，功率传输能力不足以驱动配置在其后的电路。因此，在直流-直流电压转换器中使用了多相位（multi-phase）技术，此的功率传输能力可增加两倍或多倍。多相位技术的成功应用取决于多相位之间的电流平衡。当多相位电流不平衡时，在具有较大电流的相位的电流路径上的元件将会受到损坏。

发明内容

本发明提供一种工作周期调整电路(duty adjustment circuit)。此工作周期调整电路调整第一驱动信号的工作周期。此工作周期调整电路包括滤波器、第一比较器、以及第一工作周期调整器。滤波器接收比较结果信号，且对第一比较结果信号进行滤波以产生工作周期信息信号。此工作周期信息信号指示比较结果信号的工作周期。第一比较器接收工作周期信息信号，且判断工作周期信息信号的直流电平是否落在预先定义电压范围内以产生第一调整信号。第一工作周期调整器接收第一调整信号以及第一驱动信号，且根据第一调整信号来调整第一驱动信号的工作周期。

本发明提供一种信号产生装置。此信号产生装置产生输出信号。此信号产生装置包括第一输出电路、第二输出电路、以及工作周期调整电路。第一输出电路根据第一控制信号来提供第一输出电流至第一节点。第二输出电路根据第二控制信号来提供第二输出电流至第二节点。工作周期调整电路对比较结果信号进行滤波以产生工作周期信息信号，根据第一驱动信号以及工作周期信息信号来产生第一控制信号，且根据第二驱动信号以及工作周期信息信号来产生第二控制信号。工作周期信息信号指示比较结果信号的工作周期。第一与第二控制信号根据工作周期信息信号的直流电平是否落在预先定义电压范围内而产生。第一控制信号的工作周期以及第二控制信号的工作周期被调整以平衡第一与第二输出电流。

附图说明

图1表示根据本发明一示范实施例的信号产生装置；

图2表示在图1的信号产生装置中工作周期调整电路之一示范实施例：

图3A～图3C表示在电流平衡与电流不平衡情况下比较信号以及工作周期信息信号的波形；

图4表示根据本发明另一示范实施例的信号产生装置；

图5表示根据本发明又一示范实施例的信号产生装置；以及

图6表示在本发明的信号产生装置中工作周期调整器的一示范实施例。

【主要元件符号说明】

1～信号产生电路；

10～工作周期调整电路；

11A、11B～输出电路；

12～负载电路；

13～驱动电路

20～比较器；

21～滤波器；

22～窗型比较器；

23A、23B～工作周期调整器；

40A、40B、40C～充电晶体管；

41A、41B、41C～放电晶体管；

42A、42B、42C～预驱动器；

43A、43B、43C～电感器；

50～比较器；

51～滤波器；

52～窗型比较器；

53～工作周期调整器；

60A与60B～电路级；

61、62～反相器；

63、64、66；67～下拉晶体管；

65、69、68、70～互补晶体管；

120A、120B、120C～电阻器；

121～电容器；

130A、130B、130C～驱动装置；

IoutA、IoutB、IoutC～输出电流；

GND～参考接地；

LVset～指定电平；

N10A、N10B、N10C～节点；

N40A、N40B、N40C～节点；

N60、N61、N62、N63～节点；

Nout～输出节点；

S10A、S10B、S10C～控制信号；

S11A、S11B、S11C～反馈电压信号；

S13A、S13B、S13C～驱动信号；

S20、S50～比较结果信号；

S21、S51～工作周期信息信号；

S22A、S22B、S52～调整信号；

S420A、S420A、S420C～驱动信号；

S421A、S421A、S421C～驱动信号；

Sout～输出信号；

VB60～预设偏压；

VCC～供应电压；

Vref20、Vref21～参考电压。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举一优选实施例，并配合附图，作详细说明如下。

在具有N个相位的电压转换器中，突波频率为Nf，其中，f为每一相位的切换频率。因此，突波减小，且对于输入与输出滤波器的要求则降低。每一开关与电感器传导的电流，小于等效传统电压转换器的N倍。然而，这具有电流不平衡的潜在问题。热限制（thermal constraints）以及每一相位的半导体与电感器的尺寸取决于其传输的最大电流，每一相位的特性中的小变化将可产生显著的电流不平衡，导致需要过度设计（overdesign）这些元件。除此之外，假使电流实际上没有平衡，在频率Nf之下的频率分量将出现在输入电流中，且在此电流路径上的装置可能会受到损坏。总之，假使电流不平衡，将失去多相位电压转换的优点。

在多相位电压转换器中，通常使用一误差放大器来增加在直流-直流电压转换器中的电流感测的敏感度。此外，为了调整每一相位的输出电流，每一相位需要由一振荡器所产生的一参考电压，而当对应相位的输出电流需要调整时，则需要由一偏移电压来调整此参考电压。在设计多相位电压转换器时，这些复杂的设计增加了设计工作以及布局面积。因此，本发明期望发展一种具有精简架构（即不需要大型装置）的工作周期调整电路，用来平衡一信号产生装置（例如多相位电压转换器）的多个输出电流。

在图1的信号产生装置的示范实施例中，信号产生装置1包括工作周期调整电路10、输出电路11A与11B、负载电路12、以及驱动电路13。信号产生装置1用来产生输出信号Sout10。驱动电路13包括驱动装置130A与130B。驱动装置130A与130B如同在已知电压转换器中一般，根据一参考电压以及在节点N10A与N10B上各自输出电压之间的差来分别提供驱动信号S13A与S13B，以通过工作周期调整电路10来分别控制输出电路11A与11B。工作周期调整电路10根据其两个输入电压信号以及驱动信号S13A与S13B来分别产生控制信号S10A与S10B。输出电路11A接收控制信号S10A，且根据控制信号S10A于节点N10A上产生输出电流IoutA。输出电路11B接收控制信号S10B，且根据控制信号S10B于节点N10B上产生输出电流IoutB。在此实施例中，输出电流IoutA的电流量是由控制信号S10A的工作周期来决定，而输出电流IoutB的电流量是由控制信号S10B的工作周期来决定。负载电路12耦接节点N10A与N10B。参阅图1，负载电路12包括电阻器120A与120B以及电容器121。电阻器120A耦接于节点N10A与输出节点Nout之间，而电阻器120B耦接于节点N10B与输出节点Nout之间。电容器121耦接于输出节点Nout与参考接地GND之间。负载电路12根据输出电流IoutA与IoutB而于输出节点Nout上产生输出信号Sout。此外，由于电阻器120A与120B的配置，分别根据电阻器120A与1201B的电阻值以及输出电流流IoutA与IoutB而于节点N10A与N10B上产生反馈电压信号S11A与S11B。工作周期调整电路10接收反馈电压信号S11A与S11B以作为其两个输入电压信号。在此实施例中，工作周期调整电路10分别根据反馈电压信号S11A与S 11B来决定控制信号S10A与S 10B的工作周期，以分别控制输出电流IoutA与IoutB的电流量，藉此平衡输出电流IoutA与IoutB。驱动装置130A与130B可包括一般电压转换器内的多个电路元件，以根据在节点N10A与N10B上的输出电压与参考电压之间的差来控制输出电路11A与11B。在一实施例中，驱动装置130A（130B）可包括一比较器，其多个输入端接收参考电压以及在节点N10A（N10B）上的输出电压，且其一输出端则输出驱动信号S 13A（S13B）。如此一来，当在节点N10A（N10B）上的输出电压改变时，驱动信号S13A（S13B）也随之改变。

图2是表示根据本发明一示范实施例的工作周期调整电路10。参阅图2，工作周期调整电路10包括比较器20、滤波器21、窗型比较器22、以及工作周期调整器23A与23B。比较器20接收分别衍生自输出电流IoutA与IoutB的反馈电压信号S11A与S11B，且产生比较结果信号S20。因此，比较结果信号S20的工作周期由输出电流IoutA与IoutB的平衡状态来决定。滤波器21接收比较结果信号S20，且对比较结果信号S20进行滤波以产生工作周期信息信号S21。通过滤波器21的滤波操作，工作周期信息信号S21的直流（direct-current，DC）电平指示出比较结果信号S20的工作周期。换句话说，工作周期信息信号S21的DC电平随着比较结果信号S20的工作周期而改变。因此，工作周期信息信号S21的DC电平提供了关于出电流IoutA与IoutB的平衡状态的信息。窗型比较器22接受两个参考电压Vref20与Vref21，以预先定义一电压范围，其中，一参考电压Vref20作为上述电压范围的上限电压（限制电压），而另一参考电压Vref21作为上述电压范围（Vref20～Vref21）的下限电压（限制电压）。窗型比较器22还接收工作周期信息信号S21，且判断工作周期信息信号S21的DC电平是否落在上述预先定义的电压范围内以产生两调整信号S22A与S22B。工作周期调整器23A与23B分别产生控制信号S10A与S10B。工作周期调整器23A接收调整信号S22A以及驱动信号S13A，且根据调整信号S22A以及驱动信号S13A来决定控制信号S10A的工作周期。工作周期调整器23B接收调整信号S22B以及驱动信号S13B，且根据调整信号S22B以及驱动信号S13B来决定控制信号S10B的工作周期。根据控制信号S10A与S10B的工作周期的决定，控制信号S10A与S10B的工作周期可以被调整，使得输出电流IoutA与IoutB可平衡。此外，当控制信号S10A（S10B）的工作周期被调整时，节点N10A（N10B）上的输出电压改变，使得驱动信号S13A（S13B）改变。

详细的工作周期决定以及调整操作将于下文中参阅第1-2图以及第3A-3C图来说明。

具有预先定义的电压范围的窗型比较器22用来提供一不平衡容忍范围，在此不平衡容忍范围内，将不会需要工作周期调整。当在不同相位的输出电流IoutA与IoutB之间的差落在一可接受范围内（即上述不平衡容忍范围）时，工作周期调整电路10不需采取行动来调整输出电流IoutA与IoutB，且输出电流IoutA与IoutB可维持稳定。在另一实施例中，窗型比较器22可以具有单一参考电压的普通比较器来取代，而此比较器则没有提供不平衡容忍范围。在一实施例中，滤波器21可以是一切换电容（switched-capacitor）RC滤波器。

在此实施例中，如图3A所示，当输出电流IoutA与IoutB平衡时，根据反馈电压信号S11A与S11B之间的比较而产生的比较结果信号S20的工作周期等于指定工作周期，例如50％。在此时，工作周期信息信号S21的DC电平处于指定电平LVset。当输出电流IoutA与IoutB不平衡时，比较结果信号S20的工作周期高于或低于指定工作周期50％，且工作周期信息信号S21的DC电平高于或低于指定电平LVset。如图3B所示，当输出电流IoutA与IoutB不平衡且输出电流IoutA的电流量大于输出电流IoutB的电流量时，比较结果信号S20的工作周期大于指定工作周期50％（>50％，例如60％）。此时，工作周期信息信号S21的DC电平高于指定电平LVset。如图3C所示，当输出电流IoutA与IoutB不平衡且输出电流IoutA的电流量小于输出电流IoutB的电流量时，比较结果信号S20的工作周期小于指定工作周期50％（<50％，例如40％）。此时，工作周期信息信号S21的DC电平低于指定电平LVset。如此一来，输出电流IoutA与IoutB是否平衡可以根据工作周期信息信号S21的DC电平来得知。

在此实施例中，窗型比较器22的预先定义的电压范围是为了电流不平衡容忍度而设定。根据在电流平衡情况下比较结果信号S20的工作周期以及工作周期信息信号S21的DC电平，关于预先定义的电压范围的上限电压Vref20是设定为具有当比较结果信号S20的工作周期等于一上限工作周期（高于指定工作周期50％，例如60％）时工作周期信息信号S21的DC电平；而关于预先定义的电压范围的下限电压Vref21是设定为具有当比较结果信号S20的工作周期等于一下限工作周期（低于指定工作周期50％，例如40％）时工作周期信息信号S21的DC电平。当窗型比较器22判断出工作周期信息信号S21的DC电平落在预先定义的电压范围时，控制信号S10A与S10B的工作周期则决定为不需要调整。相反的，当窗型比较器22判断出工作周期信息信号S21的DC电平没有落在预先定义的电压范围时，控制信号S10A与S 10B的工作周期则决定为需要调整。根据上述，预先定义的电压范围的上限电压Vref20以及下限电压Vref21定义了控制信号S10A与S 10B的工作周期调整的条件，藉此决定输出电流IoutA与IoutB的平衡精确度。

如上所述，当输出电流IoutA与IoutB平衡时，比较结果信号S20的工作周期等于指定工作周期50％，且工作周期信息信号S21的DC电平为指定电平LVset（其落在预先定义的电压范围）。窗型比较器22产生例如具有逻辑“0”的调整信号S22A以及例如具有逻辑“0”的调整信号S22B。工作周期调整器23A接收具有逻辑“0”的调整信号S22A，且工作周期调整器23B接收具有逻辑“0”的调整信号S22B。在控制信号S10A与S10B的工作周期不会相对地调整。如此一来，分别根据制信号S10A与S10B而产生的输出电流IoutA与IoutB的电流量不会相对地改变。

当输出电流IoutA与IoutB不平衡时，比较结果信号S20的工作周期不等于指定工作周期50％。在输出电流IoutA的电流量大于输出电流IoutB的电流量许多的情况下，工作周期信息信号S21的DC电平可能高于上限电压Vref20（不落在预先设定电压范围中）。窗型比较器22产生例如具有逻辑“0”的调整信号S22A以及例如具有逻辑“1”的调整信号S22B。工作周期调整器23B接收具有逻辑“1”的调整信号S22B，且根据调整信号S22B来相对地增加控制信号S10B的工作周期。此外，工作周期调整器23A接收具有逻辑“0”的调整信号S22A，且根据调整信号S22A而不调整控制信号S10A的工作周期。如此一来，根据控制信号S10B而产生的输出电流IoutB的电流量相对地增加。

在输出电流IoutB的电流量大于输出电流IoutA的电流量许多的情况下，工作周期信息信号S21的DC电平可能低于下限电压Vref21（不落在预先设定电压范围中）。窗型比较器22产生例如具有逻辑“1”的调整信号S22A以及例如具有逻辑“0”的调整信号S22B。工作周期调整器23A接收具有逻辑“1”的调整信号S22A，且根据调整信号S22A来相对地增加控制信号S10A的工作周期。此外，工作周期调整器23B接收具有逻辑“0”的调整信号S22B，且根据调整信号S22B而不调整控制信号S10B的工作周期。如此一来，根据控制信号S10A而产生的输出电流IoutA的电流量相对地增加。通过控制信号S10A与S10B的工作周期决定以及调整，输出电流IoutA与IoutB最后彼此平衡。

在上述实施例中，控制信号S10A与S10B的工作周期调整通过相对地增加对应较小输出电流的相位的控制信号的工作周期来执行。在其他实施例中，控制信号S10A与S10B的工作周期调整可通过相对地减少对应较大输出电流的相位的控制信号的工作周期来执行。在输出电流IoutA的电流量大于输出电流IoutB的电流量许多的情况下，工作周期信息信号S21的DC电平可能高于上限电压Vref20。窗型比较器22产生例如具有逻辑“1”的调整信号S22A以及例如具有逻辑“0”的调整信号S22B。工作周期调整器23A接收具有逻辑“1”的调整信号S22A，且根据调整信号S22A而不调整控制信号S10A的工作周期。此外，工作周期调整器23B接收具有逻辑“0”的调整信号S22B，且根据调整信号S22B来相对地增加控制信号S10B的工作周期。如此一来，根据控制信号S10B而产生的输出电流IoutB的电流量相对地增加，换句话说，根据控制信号S10A而产生的输出电流IoutA的电流量相对地减少。在输出电流IoutB的电流量大于输出电流IoutA的电流量许多的情况下，工作周期信息信号S21的DC电平可能低于下限电压Vref21。窗型比较器22产生例如具有逻辑“0”的调整信号S22A以及例如具有逻辑“1”的调整信号S22B。工作周期调整器23B接收具有逻辑“1”的调整信号S22B，且根据调整信号S22B而不调整控制信号S10B的工作周期。此外，工作周期调整器23A接收具有逻辑“0”的调整信号S22A，且根据调整信号S22A来相对地增加控制信号S 10A的工作周期。如此一来，根据控制信号S10A而产生的输出电流IoutA的电流量相对地增加，换句话说，根据控制信号S10B而产生的输出电流IoutB的电流量相对地减少。通过控制信号S10A与S10B的工作周期决定以及调整，输出电流IoutA与IoutB最后彼此平衡。

在窗型比较器22以具有单一参考电压的普通比较器来取代的另一实施例中，不具有容忍范围，且每当输出电流IoutA与IoutB不平衡时则进行上述调整，换句话说，每当比较结果信号S20的工作周期不等于指定工作周期（例如50％）时则进行上述调整。

在此实施例中，输出电路11A与11B以直流-直流电压转换器来实施。如图4所示，输出电路11A包括充电晶体管40A、放电晶体管41A、预驱动器42A、以及电感器43A。预驱动器42A耦接工作周期调整电路10，且接收控制信号10A。预驱动器42A根据控制信号S10A来产生驱动信号S420A与S421A。驱动信号S420A的致能电平与驱动信号S421A的致能电平彼此不重叠。在此实施例中，充电晶体管40A以P型晶体管来实施，而放电晶体管41A以N型晶体管来实施。充电晶体管40A的漏极（称为第一电极）耦接节点N40A，其源极（称为第二电极）接收供应电压VCC，且其栅极（称为控制电极）接收驱动信号S420A。放电晶体管41A的漏极耦接节点N40A，其源极耦接参考接地GND，且其栅极接收驱动信号S421A。当驱动信号S420A或S421A处于致能电平时，对应的晶体管40A或41A导通。由于驱动信号S420A与S421A的致能电平彼此不重叠，因此晶体管40A与41A于不同时间导通。如图4所示，电感器43A的一端耦接节点N40A，而其另一段耦接节点N10A。

参阅图4所示，输出电路11B包括充电晶体管40B、放电晶体管41B、预驱动器42B、以及电感器43B。预驱动器42B耦接工作周期调整电路10，且接收控制信号10B。预驱动器42B根据控制信号S10B来产生驱动信号S420B与S421B。驱动信号S420B的致能电平与驱动信号S421B的致能电平彼此不重叠。在此实施例中，充电晶体管40B以P型晶体管来实施，而放电晶体管41B以N型晶体管来实施。充电晶体管40B的漏极耦接节点N40B，其源极接收供应电压VCC，且其栅极接收驱动信号S420B。放电晶体管41B的漏极耦接节点N40B，其源极耦接参考接地GND，且其栅极接收驱动信号S421B。当驱动信号S420B或S421B处于致能电平时，对应的晶体管40A或41B导通。由于驱动信号S420B与S421B的致能电平彼此不重叠，因此晶体管40B与41B于不同时间导通。如图4所示，电感器43B之一端耦接节点N40B，而其另一段耦接节点N10B。虽然在此以大型直流-直流电压转换器为例来说明，但本发明不以此为限。

参阅图4，输出电路11A与11B形成双相位电压转换器。如上所述，通过工作周期调整电路10的操作，工作周期调整电路10控制控制电压S10A与S10B的工作周期。输出电路11A与11B分别接收控制信号S10A与S10B，且分别提供输出电流IoutA与IoutB至节点N10A与N10B。通过控制控制电压S10A与S10B的工作周期，输出电流IoutA与IoutB的电流量也受到控制。如此一来，双相位电压转换器的输出电流IoutA与IoutB彼此平衡。

在图5的实施例中，工作周期调整电路10可用来平衡三相位电压转换器的多个输出电流。如第图所信号产生装置1还包括输出电路11C。驱动电路13还包括驱动装置130C，其提供驱动信号S13C。工作周期调整电路10还根据其第三个输入电压信号以及驱动信号S13C来产生控制信号S10C。输出电路10接收控制信号S10C，且根据控制信号S10C而于节点N10C上产生输出电流IoutC。输出电流IoutC的电流量由控制信号S10C的工作周期来决定。负载电路12还包括耦接于节点N10C与输出节点Nout之间的电阻器120C。在图5的实施例中，负载电路12根据输出电流输出电流IoutA、IoutB、与IoutC而于输出节点Nout上产生输出信号Sout。由于电阻器120C的配置，根据电阻器120C的电阻值以及输出电流IoutC而于节点N10C上产生反馈电压信号S11C。工作周期调整电路10接收反馈电压信号S11C作为其第三个输入电压信号。在此实施例中，工作周期调整电路10根据反馈电压信号S11C调整控制信号S10C的工作周期，以改变输出电流IoutC的电流量。通过控制信号S10A、S10B、与S10C的工作周期决定以及调整，输出电流IoutA、IoutB、与IoutC可彼此平衡。

如图5所示，输出电路11C包括充电晶体管40C、放电晶体管41C、预驱动器42C、以及电感器43C。在输出电路11C内的元件的连接架构以及操作与输出电路11A与11B内的元件相似，因此省略相关叙述。

参阅图5，工作周期调整电路10还包括比较器50、滤波器51、窗型比较器52、以及工作周期调整器53。比较器50、滤波器51、窗型比较器52、以及工作周期调整器53的操作分别相似于比较器20、滤波器21、窗型比较器22、以及工作周期调整器23A与23B的上述操作。在此实施例中，比较器50接收分别衍生自输出电流IoutA与IoutC的反馈电压信号S11A与S11C，且产生比较结果信号S50。滤波器51接收比较结果信号S50，且对比较结果信号S50进行滤波以产生工作周期信息信号S51，其中，工作周期信息信号S51指示出比较结果信号S50的工作周期。窗型比较器52接受两个参考电压Vref20与Vref21，以预先定义与窗型比较器22相同的电压范围。窗型比较器52判断工作周期信息信号S51的DC电平是否落在上述预先定义的电压范围内以产生调整信号S52。工作周期调整器53产生控制信号S10C。工作周期调整器53接收调整信号S52以及驱动信号S13C，且根据调整信号S52以及驱动信号S13C来决定控制信号S10C的工作周期。接着，依据工作周期信息信号S51的DC电平是否落在预先定义的电压范围内，工作周期调整器53可调整或不调整控制信号S10C的工作周期。控制信号S10C的工作周期决定以及调整操作相似于上述控制信号S10A与S10B的工作周期决定以及调整操作，因此省略相关叙述。通过控制信号S10A、S10B、与S10C的工作周期决定以及调整，出电流IoutA、IoutB、与IoutC最后彼此平衡。

在图5的实施例中，由于是三相位电压转换器，因此，在电流平衡情况下比较结果信号S20与S50的指定工作周期以及工作周期信息信号S21与S51的指定电平LVset不同于图2的实施例。此外，用来定义控制信号S10A、S10B、与S10C的工作周期调整条件的上限电压Vref20以及下限电压Vref21以及关于不平衡容忍度的电压范围也不同于图2的实施例。本发明的概念可类似地推广来平衡具有任何数目的相位的多相位电压转换器的电流。

图6是表示根据本发明一示范实施例的工作周期调整电路23A、23B、以及53，其实现了相对地增加对应较小输出电流相位的控制信号的工作周期。工作周期调整器接收对应的驱动信号S13A、S13B、或S13C以及对应的调整信号S22A、S22B、与S52，且通过根据对应的调整信号S22A、S22B、与S52调整对应驱动信号S13A、S13B、或S13C的转态时间来调整对应驱动信号S13A、S13B、或S13C的工作周期。具有经调整的工作周期的对应驱动信号S13A、S13B、或S13C则作为对应的控制信号S10A、S10B、与S10C，并将其输出。换句话说，工作周期调整器根据对应的驱动信号S13A、S13B、或S13C以及对应的调整信号S22A、S22B、与S52来决定并调整对应的控制信号S10A、S10B、与S10C的工作周期。在一实施例中，每一工作周期调整器包括两个串接的电路级60A与60B，其提供工作周期调整。如图6所示，第一电路级60A包括一对互补晶体管65与69、耦接在互补晶体管65与69后的反相器61、以及两个下拉晶体管63与64。第一电路级60B包括一对互补晶体管68与70、耦接在互补晶体管68与70后的反相器62、以及两个下拉晶体管66与67。在此实施例中，晶体管63～68以N型晶体管来实施，而晶体管69与70以P型晶体管来实施。晶体管69与70的源极耦接供应电压VCC，且晶体管63、64、66、与67的源极耦接参考接地GND。晶体管65的源极耦接晶体管63与64的漏极于节点N60，且晶体管68的源极耦接晶体管66与67的漏极于节点N62。

互补晶体管65与69由对应的驱动信号S13A、S13B、或S13C来驱动，且在节点N61的输出信号耦合至反相器61。两下拉晶体管63与64通过调整在节点N61的输出信号的下降时间来调整对应的驱动信号S13A、S13B、或S13C的工作周期。下拉晶体管64的栅极接收预设偏压VB60（其电压对应一预设下降时间），而下拉晶体管63的栅极接收对应的调整信号S33A、S22B、或S52。当下拉晶体管63的栅极接收具有逻辑“1”的调整信号时，由于下拉晶体管63导通且通过晶体管65抽取较多的电流，增加了下拉晶体管63的下拉能力。这使得与接收具有逻辑“0”的调整信号比较起来，节点N61的输出信号具有相对减少的下降时间。因此，反相器61的输出信号（也是第一电路级60A的输出信号）具有相对减少的上升时间，导致相对增加的工作周期。第二电路级60B以相类似的方式操作，其中，第一电路级60A的输出信号用来驱动互补晶体管68与70。因此，由工作周期调整器的第二电路级60B所输出的对应控制信号S10A、S10B、或S10C具有相对更增加的工作周期。虽然在此以二个电路级60A与60B来作为示范例，但在工作周期调整器中电路级的数量可依据实际需求来设计，本发明不以此为限。

关于通过相对地减少对应较大输出电流相位的控制信号的工作周期的实施例而言，在晶体管63与66接收对应的调整信号S22A、S22B、或S52之前，可加入一反相器，其耦接晶体管63与66的栅极。当加入的反相器接收具有逻辑“0”的调整信号时，与接收具有逻辑“1”的调整信号比较起来，下拉晶体管63与66导通，且在节点N61与N63上的输出信号具有相对减少的下降时间。因此，当对应的调整信号具有逻辑“0”时，与具有逻辑“1”比较起来，此工作周期调整器所输出的对应控制信号S10A、S10B、或S10C具有相对增加的工作周期。换句话说，当对应的调整信号具有逻辑“1”时，与具有逻辑“0”比较起来，此工作周期调整器所输出的对应控制信号S10A、S10B、或S10C具有相对减少的工作周期。

综上所述，本发明提出一种具有精简架构的工作周期调整电路，用来平衡一信号产生装置（例如多相位电压转换器）的多个输出电流。提出的工作周期调整电路不需要复杂的设计，例如误差放大器或由振荡器所产生且由偏移电压来调整的参考电压。在设计多相位电压转换器所需的设计工作以及布局面积则因此显著地减少。

本发明虽以优选实施例公开如上，然其并非用以限定本发明的范围，本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可做些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视所附权利要求书所界定范围为准。

Claims (17)

1.一种工作周期调整电路，用以调整一第一驱动信号的工作周期，包括：

一滤波器，接收一比较结果信号，且对该比较结果信号进行滤波以产生一工作周期信息信号，其中，该工作周期信息信号指示该比较结果信号的工作周期；

一第一比较器，接收该工作周期信息信号，且判断该工作周期信息信号的直流电平是否落在一预先定义电压范围内以产生一第一调整信号；以及

一第一工作周期调整器，接收该第一调整信号以及该第一驱动信号，且根据该第一调整信号来调整该第一驱动信号的工作周期，

其中，该第一工作周期调整器包括：

一对互补晶体管，包括一P型晶体管以及一N型晶体管，其中，该P型晶体管的栅极以及该N型晶体管的栅极接收该第一驱动信号，该P型晶体管的漏极耦接该N型晶体管的漏极，且该P型晶体管的源极耦接一供应电压；

一第一下拉晶体管，其中，该第一下拉晶体管的漏极耦接该N型晶体管的源极，该第一下拉晶体管的源极耦接一参考接地，且该第一下拉晶体管的栅极受控于该第一调整信号；

一第二下拉晶体管，其中，该第二下拉晶体管的漏极耦接该N型晶体管的源极，该第二下拉晶体管的源极耦接一参考接地，且该第二下拉晶体管的栅极接收一预设偏压，其中该预设偏压对应一预设下降时间；以及

一反相器，耦接该P型晶体管的漏极。

2.如权利要求1所述的工作周期调整电路，还包括：

一第二比较器，接收一第一反馈电压信号以及一第二反馈电压信号，且比较该第一反馈电压信号与该第二反馈电压信号以产生该比较结果信号。

3.如权利要求2所述的工作周期调整电路，其中，该第一驱动信号根据一参考电压与该第一反馈电压信号之间的差产生。

4.如权利要求1所述的工作周期调整电路，其中，当该工作周期信息信号的直流电平高于一限制电压时，该第一工作周期调整器通过根据该第一调整信号调整该第一驱动信号的转态时间来调整该第一驱动信号的工作周期。

5.如权利要求1所述的工作周期调整电路，其中，当该工作周期信息信号的直流电平低于一限制电压时，该第一工作周期调整器通过根据该第一调整信号调整该第一驱动信号的转态时间来调整该第一驱动信号的工作周期。

6.如权利要求1所述的工作周期调整电路，还包括：

一第二工作周期调整器，接收一第二调整信号以及一第二驱动信号，且根据该第二调整信号来调整该第二驱动信号的工作周期；

其中，该第一比较器根据该工作周期信息信号的直流电平是否落在该预先定义电压范围内而还产生该第二调整信号。

7.如权利要求6所述的工作周期调整电路，其中，当该工作周期信息信号的直流电平高于一上限电压时，该第一工作周期调整器通过根据该第一调整信号调整该第一驱动信号的转态时间来调整该第一驱动信号的工作周期；

其中，当该工作周期信息信号的直流电平低于一下限电压时，该第二工作周期调整器通过根据该第二调整信号调整该第二驱动信号的转态时间来调整该第二驱动信号的工作周期；以及

其中，该上限电压高于该下限电压。

8.如权利要求7所述的工作周期调整电路，其中，当该工作周期信息信号的直流电平低于该上限电压且高于该下限电压时，所述第一与第二工作周期调整器分别根据所述第一与第二调整信号来维持所述第一与第二驱动信号的工作周期。

9.如权利要求6所述的工作周期调整电路，其中，该第一驱动信号驱动一第一电压转换器，且该驱动信号驱动一第二电压转换器。

10.一种信号产生装置，用以产生一输出信号，包括：

一第一输出电路，根据一第一控制信号来提供一第一输出电流至一第一节点；

一第二输出电路，根据一第二控制信号来提供一第二输出电流至一第二节点；以及

一工作周期调整电路，对一比较结果信号进行滤波以产生一工作周期信息信号，根据一第一驱动信号以及该工作周期信息信号来产生该第一控制信号，且根据一第二驱动信号以及该工作周期信息信号来产生该第二控制信号；

其中，该工作周期信息信号指示该比较结果信号的工作周期；

其中，所述第一与第二控制信号根据该工作周期信息信号的直流电平是否落在一预先定义电压范围内而产生；以及

其中，该第一控制信号的工作周期以及该第二控制信号的工作周期被调整以平衡所述第一与第二输出电流，其中，该工作周期调整电路包括：

一滤波器，接收该比较结果信号，且对该比较结果信号进行滤波以产生该工作周期信息信号；

一第一比较器，接收该工作周期信息信号，且判断该工作周期信息信号的直流电平是否落在该预先定义电压范围内以产生一第一调整信号以及一第二调整信号；

一第一工作周期调整器，接收该第一调整信号以及该第一驱动信号，且根据该第一调整信号来调整该第一驱动信号的工作周期以产生该第一控制信号；以及

一第二工作周期调整器，接收该第二调整信号以及该第二驱动信号，且根据该第二调整信号来调整该第二驱动信号的工作周期以产生该第二控制信号，

其中，该第一工作周期调整器包括：

一对互补晶体管，包括一P型晶体管以及一N型晶体管，其中，该P型晶体管的栅极以及该N型晶体管的栅极接收该第一驱动信号，该P型晶体管的漏极耦接该N型晶体管的漏极，且该P型晶体管的源极耦接一供应电压；

一第一下拉晶体管，其中，该第一下拉晶体管的漏极耦接该N型晶体管的源极，该第一下拉晶体管的源极耦接一参考接地，且该第一下拉晶体管的栅极受控于该第一调整信号；

一第二下拉晶体管，其中，该第二下拉晶体管的漏极耦接该N型晶体管的源极，该第二下拉晶体管的源极耦接一参考接地，且该第二下拉晶体管的栅极接收一预设偏压，其中该预设偏压对应一预设下降时间；以及

一反相器，耦接该P型晶体管的漏极。

11.如权利要求10所述的信号产生装置，其中，该工作周期调整电路还包括：

一第二比较器，接收一第一反馈电压信号以及一第二反馈电压信号，且比较该第一反馈电压信号与该第二反馈电压信号以产生该比较结果信号。

12.如权利要求11所述的信号产生装置，其中，该第一驱动信号根据一参考电压与该第一反馈电压信号之间的差产生，且该第二驱动信号根据该参考电压与该第二反馈电压信号之间的差产生。

13.如权利要求10所述的信号产生装置，其中，当该工作周期信息信号的直流电平高于一上限电压时，该第一工作周期调整器通过根据该第一调整信号调整该第一驱动信号的转态时间来调整该第一驱动信号的工作周期；

其中，当该工作周期信息信号的直流电平低于一下限电压时，该第二工作周期调整器通过根据该第二调整信号调整该第二驱动信号的转态时间来调整该第二驱动信号的工作周期；以及

其中，该上限电压高于该下限电压。

14.如权利要求13所述的信号产生装置，其中，当该工作周期信息信号的直流电平低于该上限电压且高于该下限电压时，所述第一与第二工作周期调整器分别根据所述第一与第二调整信号来维持所述第一与第二驱动信号的工作周期。

15.如权利要求10所述的信号产生装置，还包括：

一负载电路，耦接所述第一与第二节点，且根据所述第一与第二输出电流而于一输出节点产生该输出信号；

其中，一第一反馈电压信号根据该第一输出电流而产生于该第一节点，且一第二反馈电压信号根据该第二输出电流而产生于该第二节点；以及

其中，该比较结果信号通过比较该第一反馈电压信号与该第二反馈电压信号而产生。

16.如权利要求15所述的信号产生装置，其中，还包括：

一驱动电路，根据一参考电压与该第一反馈电压信号之间的差来产生该第一驱动信号，且根据该参考电压与该第二反馈电压信号之间的差来产生该第二驱动信号。

17.如权利要求10所述的信号产生装置，还包括：

多个多相位输出电路，每一该多相位输出电路根据一多相位控制信号来提供一多相位输出电流；以及

多个多相位工作周期调整电路，每一该多相位工作周期调整电路对应所述多相位输出电路中的一个，其中，每一该多相位工作周期调整电路对一多相位比较结果信号进行滤波以产生一多相位工作周期信息信号，且根据一多相位驱动信号以及该多相位工作周期信息信号来产生该多相位控制信号；

其中，所述多相位工作周期信息信号的每一个指示对应的该多相位比较结果信号的工作周期；

其中，所述多相位控制信号的每一个根据对应的该多相位工作周期信息信号的直流电平是否落在一预先定义电压范围内而产生；以及

其中，所述多相位控制信号的每一个的工作周期被调整以平衡该第一输出电流以及所述多相位输出电流的每一个。