TWI787764B - 開關模式電源供應器 - Google Patents

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Abstract

本發明開關模式電源供應器，包含一電壓轉換模組、一輸出偵測電路、一第一脈波調變信號控制器，及一隔離通訊模組，該電壓轉換模組具有一第一、第二輸出端，且接收一外部電壓與一第一脈波調變信號以轉換出一第一、第二輸出電壓，該輸出偵測電路接收該第一、第二輸出電壓，並根據其電壓差產生一用以維持一指定電壓的致能信號，該第一脈波調變信號控制器電連接該電壓轉換模組，並根據一導通觸發信號產生該第一脈波調變信號，該隔離通訊模組根據該致能信號以光電耦合效應產生該導通觸發信號，並將其傳送到該第一脈波調變信號控制器。

Description

開關模式電源供應器
本發明是有關於一種電源供應器，特別是指一種不需閘極驅動變壓器而可進行電壓轉換的開關模式電源供應器。
參閱圖1，為現有0~30V可調輸出的開關模式電源供應器(SMPS：Switch Mode Power Supply)之電路架構，主要是由SMPS直接輸出到指定電壓，其包含一用於控制電路電源用的電源控制器11、一電連接該電源控制器的變壓器12、一電連接該變壓器12的脈波寬度調變控制器13、一用於隔離交流電及直流電，且用於驅動輸出級電晶體的閘極驅動變壓器(GDT：Gate Drive Transformer)14、一電連接該閘極驅動變壓器14的一次側的第一開關15、一電連接該閘極驅動變壓器14的二次側的第二開關16、一電連接該電源控制器11與該第二開關16的輸出變壓器17、一電連接該輸出變壓器17的微控制器18，及一電連接該微控制器的電壓電流感測控制器19。
開關模式電源整體是藉由內部各個元件配合運作以調整 輸出電壓，然而，其中該閘極驅動變壓器14在轉換電壓時容易發熱，因而有功耗問題。
此外，由於該脈波寬度調變控制器13輸出的方波訊號經由該閘極驅動變壓器14進行電壓轉換時有波形失真問題，進而使得輸出信號的責任週期(duty cycle)、上昇/下降時間(rise/fall time)因而與理想值有差異，進而使該第二開關16的功耗增加。
再者，若以線性參考電壓，例如：以型號TL431 IC配合可變電阻做為開關模式電源的輸出目標電壓，則有最低電壓限制。
因此，現有的開關模式電源供應器之電路架構有改善的必要。
因此，本發明的目的，即在提供一種無須閘極驅動變壓器而可進行電源轉換的開關模式電源供應器。
於是，本發明開關模式電源供應器，包含一電壓轉換模組、一輸出偵測電路、一第一脈波調變信號控制器，及一隔離通訊模組。
該電壓轉換模組具有一第一輸出端與一第二輸出端，且接收一外部電壓與一第一脈波調變信號，並據以轉換出一自該第一輸出端輸出的第一輸出電壓，及一自該第二輸出端輸出的第二輸出 電壓。
該輸出偵測電路電連接該第一輸出端與該第二輸出端以接收該第一輸出電壓與該第二輸出電壓，並根據其電壓差產生一用以維持一指定電壓的致能信號。
該第一脈波調變信號控制器電連接該電壓轉換模組，並根據一導通觸發信號產生該第一脈波調變信號。
該隔離通訊模組電連接該輸出偵測電路與該第一脈波調變信號控制器，並根據該致能信號以光電耦合效應產生該導通觸發信號，並將該導通觸發信號傳送到該第一脈波調變信號控制器。
本發明的功效在於：藉由該輸出偵測電路根據該第一、第二輸出電壓的電壓差產生該致能信號，並由該隔離通訊模組產生該觸發導通信號，進而觸發該第一脈波調變信號控制器產生該第一脈波調變信號。
HV+:外部電壓
10:顯示模組
101:七段顯示器
102:顯示單元
2:電壓轉換模組
Q1:第一開關
PWM1:第一脈波調變信號
T1:第一變壓器
T1P1:一次側繞組
T1S1:二次側繞組
REC3:第三整流器
Clamp:箝位電路
Dz:齊納二極體
D1:第一二極體
C6:第六電容
Cout:輸出電容
Sout:輸出開關
Out+:第一輸出端
Out-:第二輸出端
Va:第一輸出電壓
Vb:第二輸出電壓
3:輸出偵測電路
31:電壓偵測模組
R4:第四電阻
R5:第五電阻
R6:第六電阻
Q4:第四開關
Q5:第五開關
OP1:第一運算放大器
C7:第七電容
32:電流偵測模組
R7:第七電阻
R8:第八電阻
C8:第八電容
OP2:第二運算放大器
33:第一微控制器
PVin:電壓接收端
PIin:電流接收端
Rs:電阻值調整信號
4:第一脈波調變信號控制器
R9:第九電阻
R10:第十電阻
5:隔離通訊模組
51:電阻
52:發光二極體
53:電晶體
6:放電模組
Q3:第三開關
R3:第三電阻
Q3G:放電控制信號
7:電阻值調控模組
Sa:電晶體
Ra2~Ra8:電阻
Rs:電阻調整信號
8:第二脈波調變信號驅動器
91:工作電壓產生模組
92:工作電壓產生模組
911:箝位電路
T2:第二變壓器
T2P:第一繞組
T2S1:第二繞組
T2S2:第三繞組
Q10:第十開關
PWM2:第二脈波調變信號
PWM2D:第二脈波調變驅動信號
REC1:第一整流器
REC2:第二整流器
VR1:第一穩壓器
VR2:第二穩壓器
R1:第一電阻
R2:第二電阻
C1:第一電容
C2:第二電容
C3:第三電容
C4:第四電容
C5:第五電容
R10:第十電阻
VDD:第一工作電壓
Vcc:第二工作電壓
DIGIT[0...5]:位元輸出端
SEG[0...7]:段數輸出端
C+~F-:按鍵
本發明的其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中：圖1是一電路圖，說明現有的一開關模式電源供應器；圖2是一電路圖，說明本發明開關模式電源供應器的一第一實施例； 圖3是一電路圖，說明一應用於該第一實施例的顯示模組；及圖4是一電路圖，說明本發明開關模式電源供應器的一第二實施例。
第一實施例
參閱圖2、圖3，本發明開關模式電源供應器的一第一實施例，包含一電壓轉換模組2、一輸出偵測電路3、一第一脈波調變信號控制器4、一隔離通訊模組5、一放電模組6、一電阻值調控模組7、一第二脈波調變信號驅動器8，一工作電壓產生模組91，及一顯示模組10。
該電壓轉換模組2具有一第一輸出端Out+與一第二輸出端Out-，且接收一外部電壓HV+與一第一脈波調變信號PWM1，並據以轉換出一自該第一輸出端Out+輸出的第一輸出電壓Va，及一自該第二輸出端Out-輸出的第二輸出電壓Vb。
該電壓轉換模組2的具體電路架構包含一接收該外部電壓HV+的第一變壓器T1、一接收該第一脈波調變信號PWM1的第一開關Q1、一電連接該第一變壓器T1的第三整流器REC3、一箝位電路clamp、一第六電容C6、一輸出電容Cout，及一輸出開關Sout。
該第一變壓器T1具有一個一次側繞組T1P1與一個二次 側繞組T1S1，該一次側繞組T1P1具有一接收該外部電壓HV+的第一端與一第二端，該二次側繞組T1S1具有二個輸出端。
該第一開關Q1具有一電連接該第一變壓器T1的該一次側繞組T1P1的該第二端的第一端(汲極)、一接地的第二端(源極)，與一接收該第一脈波調變信號PWM1的控制端(閘極)，該第一開關Q1根據該第一脈波調變信號PWM1運作於導通狀態及不導通狀態其中之一。
該第三整流器REC3電連接該第一變壓器T1的該二次側繞組T1S1的二端、該第一輸出端Out+、該電阻值調控模組7，用以將來自該二次側繞組T1S1二端的跨壓整流後，產生該第一輸出電壓Va，及該第二輸出電壓Vb。
該箝位電路clamp電連接該變壓器T1的該一次側繞組T1P1的第一端與第二端之間。
該第六電容C6電連於該第三整流器REC3的輸出端之間。
該輸出電容Cout與該輸出開關Sout為串聯結構，並電連接於該第一輸出端Out+與該第二輸出端Out-之間，其中，該輸出開關Sout屬於選用元件，需要的時候打開，該輸出開關Sout可以是機械開關(例滑動開關)，或是電控開關例如功率MOS、IGBT、繼電器。串聯順序可交換，以人為手動方式或是由該第一微控制器 33於大電流時自動開啟。
需再補充說明的是，在該第一實施例中，該第一開關Q1為功率開關，包含N型金氧半場效電晶體，。
該輸出偵測電路3電連接該第一輸出端Out+與該第二輸出端Out-以接收該第一輸出電壓Va與該第二輸出電壓Vb，並根據其電壓差產生一用以維持一指定電壓的致能信號。
該輸出偵測電路3包括一接收該第一輸出電壓Va的電壓偵測模組31、一接收該第二輸出電壓Vb的電流偵測模組32，及一電連接該電壓偵測模組31、該電流偵測模組32，與該隔離通訊模組5的第一微控制器33，該電壓偵測模組31根據該第一輸出電壓Va換出一對應的比例電壓VIN，該電流偵測模組32根據該第二輸出電壓Vb換出一對應的比例電流IIN(I代表電流符號，在該第一實施例中，比例電流IIN是以電流形式代表該第二輸出電壓Vb，以下關於比例電流IIN的描述皆同義，不再贅述)，該第一微控制器53對該比例電壓VIN與該比例電流IIN進行類比至數位轉換，以換算出對應的該第一輸出電壓Va與該第二輸出電壓Vb，並根據該第一輸出電壓Va與該第二輸出電壓Vb的差值與該指定電壓值決定是否產生該致能信號，具體而言，該第一微控制器33是先預設一固定參考電壓FVR，並根據該固定參考電壓FVR將該比例電壓VIN與該比例電流IIN比例還原為實際的該第一輸出電壓Va與該第二輸出電壓Vb。
配合參閱圖4，該電壓偵測模組31具有一第四電阻R4、一第五電阻R5、一第六電阻R6、一第四開關Q4、一第五開關Q5、一第一運算放大器OP1，及一第七電容C7，該第四電阻R4具有一電連接該第一輸出端Out+以接收該第一輸出電壓Va的第一端，及一第二端，該第五電阻R5具有一電連接該第四電阻R4的該第二端的第一端，及一第二端，該第六電阻R6具有一電連接該第五電阻R5的該第一端的第一端，及一第二端，該第四開關Q4具有一電連接該第五電阻R5的該第二端的汲極、一電接收一控制信號的閘極，及一接地的源極，該第四開關Q4根據該控制信號而切換於導通狀態及不導通狀態之間，該第五開關Q5具有一電連接該第六電阻R6的該第二端的汲極、一電接收一控制信號的閘極，及一接地的源極，該第五開關Q5根據該控制信號而切換於導通狀態及不導通狀態之間，該第一運算放大器OP1具有一電連接該第六電阻R6的該第一端的非反向端、一反向端，及一電連接該反向端並輸出該比例電壓VIN的輸出端，該第七電容C7具有一電連接該第一運算放大器OP1的該輸出端的第一端，及一接地的第二端。
此外，在該第一實施例中，該第一運算放大OP1為選自型號LM358的運算放大器，其電壓輸出上限為3.5V，假設輸出電壓為0~30V，該第四電阻R4~該第六電阻R6的電阻值分別為9K、1K、3K，三者可組合出1倍、1/4倍、1/10倍的分壓，以將電壓分 壓至3V內；當該第四開關Q4與該第五開關Q5不導通時，由於該第一運算放大OP1的輸入為高阻抗，該第四電阻R4的壓降可忽略，此時該第一運算放大OP1的輸入電壓為該第一輸出電壓Va，也就是一倍的分壓。
該電流偵測模組32具有一第七電阻R7、一第八電阻R8、一第二運算放大器OP2，及一第八電容C8，該第七電阻R7具有一第一端，及一接地的第二端，該第八電阻R8具有一電連接該第七電阻R7的該第一端的第一端，及一第二端，該第二運算放大器OP2具有一電連接該第二輸出端Out-以接收該第二輸出電壓Vb的非反向端、一電連接該第八電阻R8的該第一端的反向端，及一電連接該第八電阻R8的第二端以輸出該比例電流IIN的輸出端，該第八電容C8具有一電連接該第二比較器OP2的該輸出端的第一端，及一接地的第二端。
再參閱圖2，該第一微控制器33包括一電連接該電壓偵測模組31的電壓接收端PVin、一電連接該電流偵測模組32的電流接收端PIin，該第一微控制器33根據該比例電壓VIN與該比例電流IIN換算出一用於提供至該顯示模組10的輸出信號。
該第一脈波調變信號控制器4電連接該電壓轉換模組2，並根據一導通觸發信號產生該第一脈波調變信號PWM1。
該隔離通訊模組5電連接該輸出偵測電路3與該第一脈波 調變信號控制器4，並根據該致能信號以光電耦合效應產生該導通觸發信號，並將該導通觸發信號傳送到該第一脈波調變信號控制器4，該隔離通訊模組5包括一電連接該輸出偵測電路3以接收該致能信號的電阻51、一電連接該電阻51的發光二極體52，及一與該第一脈波調變信號控制器4電連接的電晶體53，當該發光二極體52根據該致能信號導通時，該電晶體53根據該發光二極體52發出的光信號產生該導通觸發信號，需再說明的是，在該第一實施例中，該電阻51與該發光二極體52二者串聯順序可對調。
該放電模組6電連接該電壓轉換模組2的該第一輸出端Out+與該輸出偵測電路3，該放電模組6根據一來自該輸出偵測電路3的放電控制信號Q3G控制該第一、第二輸出電壓Va、Vb的電壓差下降，該放電模組6包括一第三電阻R3，及一第三開關Q3，該第三電阻R3具有一電連接該電壓轉換模組2的該第一輸出端Out+，以接收該第一輸出電壓Va的第一端，及一第二端，該第三開關Q3具有一電連接該第三電阻R3的該第二端的汲極、一電連接該輸出偵測電路3以接收該放電控制信號的閘極，及一接地的源極，該第三開關Q3根據該放電控制信號Q3G的邏輯準位變化而運作於導通狀態及不導通狀態其中之一。
該電阻值調控模組7提供一可調電阻值，其電連接於該第二輸出端Out-與接地之間，且該電阻值調控模組7接收來自該輸出 偵測電路3的一組電阻調整信號Rs控制，用以調整該可調電阻值，具體而言，該電阻值調控模組7包含多個並聯的阻抗單元，該等阻抗單元的其中之一具有一電連接該第二輸出端Out-與接地之間的電晶體Sa，用以提供導通阻抗值，該多個阻抗單元的其他剩餘具有串聯於該第二輸出端Out-與接地之間的電晶體Sa與電阻Ra2、...且每一電阻Ra2、...的阻抗值不同，此外，該等電晶體Sa的型號例如為：2N7002、SI2306、RD3G500GN，當電流超過1A，電晶體Sa的壓降不可忽略(可能>0.02V)，則需考慮Sa的導通電阻。
需再說明的是，假設當每一調節開關Sa與對應的調節電阻Ra二者跨壓維持於0.02V~0.2V，而該電流偵測模組52的該第二運算放大器OP2放大比例為15倍，則轉換出的電壓為0.3~3V，當該第一微控制器33讀取到的電壓若低於0.3V，代表該電流調節模組Rs整體電阻值需要調大，反之則須調小，而當電流在1mA以上(舉例來說：當電阻值為100Ω，第二輸出電壓範圍為0.02~0.2V，則流過的電流值為0.02/100~0.2/100=0.2~2mA)，則該等調節開關Sa需採用具低導通電阻的電晶體以減少壓降，當電流在1mA以下則該等調節開關Sa可採用小信號操作的電晶體，例如2N7002以降低成本及減少體積，同時其導通電阻值可忽略，此外，該等調節開關Sa的該閘極可由該第一微控制器33直接控制，或由該第一微控制器33藉由例如型號為74HC238之3對8解碼器控制。
該第二脈波調變信號驅動器8用以產生一第二脈波調變驅動信號PWM2。
該工作電壓產生模組91電連接該第二脈波調變信號驅動器8、該電壓偵測模組31、該電流偵測模組32、該第一微控制器33、該第一脈波調變信號產生器4，該工作電壓產生模組91接收該外部電壓HV+與該第二脈波調變驅動信號PWM2D，並根據第二脈波調變驅動信號PWM2D將該外部電壓HV+轉換以產生一第一工作電壓VDD與一第二工作電壓Vcc，該第一工作電壓VDD供應給該電壓偵測模組31、該電流偵測模組32、該第一微控制器33，該第二工作電壓Vcc供應給該第一脈波調變信號控制器4。
該工作電壓產生模組91包括一齊納二極體Dz、一第三電容C3、一第十電阻R10、一第一整流器REC1、一第二變壓器T2、一第二整流器REC2、一第四電容C4、一第一穩壓器VR1、一第五電容C5、一箝位電路911，及一第十開關Q10。
該齊納二極體Dz包括一接收該輸入電壓Vcc的陰極端，及一陽極端。
該第三電容C3包括一電連接該齊納二極體Dz的該陰極端的第一端，及一接地的第二端。
該第十電阻R10包括一電連接該齊納二極體Dz的該陽極端的第一端，及一接地的第二端。
該第一整流器REC1具有二個接收端，及二個輸出端分別電連接該第三電容C3的該一端與該第二端。
該第二變壓器T2具有一第一繞組T2P、一第二繞組T2S1，及一第三繞組T2S2，該第一繞組T2P具有一接收一外部電壓HV的第一端與一第二端，該第二繞組T2S1具有二個輸出端，該第三繞組T2S2具有二個輸出端。
該第二繞組T2S1與該第三繞組T2S2的線圈比例如為1：1.6，可使該第三繞組T2S2感應的電壓提昇到7伏特以上。
該第二整流器REC2具有二個分別與該第三繞組T2S2該等輸出端電連接的接收端，及二個輸出端。
該第四電容C4具有一電連接該第二整流器REC2的其中一輸出端的第一端，及一電連接該第二整流器REC2的另一輸出端且接地的第二端。
該第一穩壓器VR1用於將該第二整流器REC2的7V輸出穩定到5V，其具有一電連接該第四電容C4的該第一端的接收端、一輸出端，及一電連接該第四電容C4的該第二端的第三端。
該第五電容C5具有一電連接該第一穩壓器VR1的該輸出端的第一端，及一接地的第二端。
該箝位電路71電連接於該第一繞組T2P的該第一接收端與該第二接收端之間。
該第十開關Q10包括一電連接該第二脈波調變信號驅動器8的汲極、一電連接該齊納二極體Dz的該陽極端的閘極，及一接地的源極。
須再補充的是，該第一脈波調變信號PWM1可以使用任何PWM控制器，例如若使用GaN專屬的PWM控制器，則該第一開關Q1就可改用GaN，且該第二工作電壓Vcc由該齊納二極體Dz指定。
參閱圖3，該顯示模組10包括多個用於顯示一目前電壓值與一目前電流值其中之一的七段顯示器101，該第一微控制器33還包括一電連接該等七段顯示器101的位元輸出端DIGIT[0...5]，及一電連接該等七段顯示器101的段數輸出端SEG[0...7]，該第一微控制器33由該電壓接收端PVin、電流接收端PIin進行類比至數位轉換，數值經過比例縮放還原成實際的電壓/電流數值(數位)，並根據轉換後的結果產生一位數控制信號及一段數控制信號，並分別將該位數控制信號與該段數控制信號經由該位元輸出端DIGIT[0...5]與該段數輸出端SEG[0...7]傳送到該等七段顯示器101，以供該等七段顯示器101顯示對應的數值，此外，該等七段顯示器101亦可用點陣式顯示器(dot-matix display)取代。
須再補充的是，該顯示模組10還包括多個電連接該第一 微控制器33，並用於顯示該目前電流值的數值單位的顯示單元102，其中，該該第一微控制器33依據該電阻值調控模組7的目前電阻值與該目前電流值進行類比至數位轉換後的數值控制每一顯示單元102切換於顯示狀態及不顯示狀態其中之一，且每一顯示單元102可為發光二極體或以LCD取代。
在該第一實施例中，該等七段顯示器101數量為六個，該等顯示單元102數量為三個，為節省接腳數量及簡化電路設計，可選擇性地將該等七段顯示器內部的各個二極體a、b、c、d、e、f、g、DP的陽極或陰極共同與該第一微控制器33的該段數輸出端SEG[0...7]腳位並聯，並由該第一微控制器33的該位元輸出端DIGIT[0...5]腳位以共陽/共陰方式輪流輸出信號以顯示於該等七段顯示器101，此外，該第一微控制器33的四個按鍵C+、C-、F+、F-控制指定電壓/電流上限，其中C+、C-控制粗調(coarse)位數，F+、F-控制精調(fine)位數，例如：當電壓值為12.3V，則數字1、2由C+、C-腳位控制，數字3由F+、F-腳位控制，顯示對應的數值量級，例如：mA、uA、CC(current constraint，代表電流達到飽和)，其中，關於CC設定方式，可例如藉由人為操作方式同時按住C+及C-，可進入電流上限(CC)調整，此時「顯示電流值的七段顯示器101」閃爍，顯示目前的電流上限。
需再補充說明的是，以該第一脈波調變信號控制器 4(MCU2)而言，傳輸訊號的隔離裝置可採用光電耦合器(OK、optocoupler、photocoupler)，而所採用的光電耦合器類型可為選自慢速型BJT型(例如：PC817)，或是高速型NOT邏輯閘(例如：VOH1016A)。
在上述該第一實施例中，首先藉由該第一微控制器33根據該電壓偵測模組31與該電流偵測模組32提供的該第一、第二輸出電壓的電壓差產生該致能信號，並由該隔離通訊模組5以光電耦合效應產生該觸發導通信號，進而觸發該第一脈波調變信號控制器4產生該第一脈波調變信號PWM1，以使該第一、第二輸出電壓的電壓差維持於指定電壓，此外，並於偵測到該第一、第二輸出電壓的電壓差過高時，控制該放電模組6的該第三開關Q3與該第三電阻R3使該第六電容C6與該輸出電容Cout進行放電，以降低等候時間，此外，該顯示模組10的該等七段顯示器101與該等顯示單元102分別可根據轉換出的該目前電壓值與該目前電流值顯示對應的數值及量級，進而減化電路設計，降低成本，並可顯示毫安培(mA)、微安培(uA)數量級之電流值而無需外接安培計，進而無量測時所產生壓降問題，此外，由於整體電路無須閘極驅動變壓器，因而減少電能損耗問題，且相較於一般線性穩壓器而言，整體電路效率較佳。
第二實施例
參閱圖4，本發明開關模式電源供應器的一第二實施例， 其與該第一實施例的差別在於，該第二實施例的該工作電壓產生模組92之電路結構與該第一實施例的該工作電壓產生模組91之電路結構不同，詳細而言，在該第二實施例中，該工作電壓產生模組92接收該外部電壓HV+與一由該第一脈波調變信號控制器4提供的第二脈波調變驅動信號PWM2D，並根據第二脈波調變驅動信號PWM2D將該外部電壓HV+轉換以產生一第一工作電壓VDD與一第二工作電壓Vcc，該第一工作電壓VDD供應給該電壓偵測模組31、該電流偵測模組32、該第一微控制器33，該第二工作電壓Vcc供應給該第一脈波調變信號控制器4(MCU2)，該工作電壓產生模組92具體包括一第二變壓器T2，一第二開關Q2、第一整流器REC1、一第二整流器REC2、一第一電容C1、一第一電阻R1、一第一穩壓器VR1、一第二電容C2、一第二電阻R2、一第三電容C3、一箝位電路clamp、一第四電容C4、一第二穩壓器VR2，及一第五電容C5。
須先說明的是，該第一脈波調變信號控制器4藉由開啟/關閉該第二脈波調變信號PWM2使得該第二工作電壓Vcc維持在5.5V，關於該第一脈波調變信號控制器4所產生的該第一脈波調變信號PWM1的輸出可例如插入CMOS反閘(NOT gate,PMOS+NMOS)以加強輸出，此時該第一脈波調變信號PWM1為反相輸出，而該第一脈波調變信號PWM1的邏輯連接應被視為該第 一脈波調變信號PWM1電連接Q1。
此外，該第一脈波調變信號控制器4(MCU2)可以讀取本身的Vcc接腳的電壓，不需要額外的接腳，並控制本身的供電。
再者，該第一脈波調變信號控制器4(MCU2)本身除了用於產生該第一脈波調變信號PWM1以外，並搭配該第二開關Q2以取代該第二脈波調變信號驅動器8。
該變壓器T2具有一第一繞組T2P、一第二繞組T2S1，及一第三繞組T2S2，該第一繞組T2P具有一接收一外部電壓HV的第一端與一第二端，該第二繞組T2S1具有二個輸出端，該第三繞組T2S2具有二個輸出端。
該第二開關Q2具有一電連接該第二變壓器T2的該第一繞組T2P的該第二端的第一端、一接地的第二端，與一接收該第二脈波調變信號PWM2的控制端，該第二開關Q2根據該第二脈波調變信號PWM2的佔空比運作於導通狀態及不導通狀態其中之一，其中，該第二開關Q2的該第一端為汲極、該控制端為閘極，該第二端為源極，此外，在該第二實施例中，該第二開關Q2與該電壓轉換模組2的該第一開關Q1為N型金氧半場效電晶體，各自的閘極與源極的電壓差為VGS=5.5V。
該第一整流器REC1電連接該第二繞組T2S1的二個輸出端，用以將該第二繞組T2S1的二端跨壓轉換產生該第二工作電壓 Vcc。
第二整流器REC2電連接該第三繞組T2S2的二端，用以將該第三繞組T2S2的二端跨壓轉換產生該第一工作電壓VDD。
該第一電容C1具有一接收該外部電壓HV+的第一端，及一接地的第二端。
該第一電阻R1具有一電連接該第一電容C1的該第一端的第一端，及一第二端。
該第一穩壓器VR1電連接該第二整流器REC2，用以對該第二整流器的輸出電壓進行穩壓。
該第二電容C2具有一電連接該第一電阻R1的該第二端的第一端，及一接地的第二端。
該第二電阻R2具有一電連接該第二電容C2的該第一端的第一端，及一接地的第二端。
該第三電容C3具有一電連接該第一整流器REC1的第一端，及一接地的第二端。
該箝位電路clamp電連接該第一繞組T2P的該第一端與該第二端之間。
該第四電容C4具有一電連接該第二整流器REC2的其中一輸出端的第一端，及一電連接該第二整流器REC2的另一輸出端且接地的第二端。
該第二穩壓器VR2用於將該外部電壓HV+轉成5V電壓，用於供該脈波調變信號控制器4(MCU2)開機啟動，當該第一工作電壓Vcc超過5V後，則該第二穩壓器VR2不再供電，而是由該第一整流器REC1進行供電。
該第五電容C5具有一電連接該第一穩壓器VR1的第一端，及一接地的第二端。
須再補充的是，為改善現有SMPS的漣波(ripple)問題，該第一脈波調變信號PWM1具有一佔空比、一導通時間，與一關閉時間，該第一脈波調變信號控制器4根據一漣波控制時間與該佔空比判斷是否調整該佔空比，當該導通時間大於該漣波控制時間，則控制該第一脈波調變信號PWM1的佔空比增加，當該關閉時間大於N倍的該漣波控制時間時，則控制該第一脈波調變信號PWM1的佔空比減少，N>1，更具體而言，一個導通時間該第一開關Q1會有多次導通/不導通(on/off)，在一關閉時間內，則完全不輸出該第一脈波調變信號PWM1，該第一開關Q1為不導通狀態，也就是由該第一脈波調變信號控制器4(MCU2)內控制該第一脈波調變信號PWM1，舉例來說，計算公式為Tc=C×Vo×r/Io，C為該第六電容C6的電容值，Vo、Io分別為輸出電壓、電流，r為允許短暫電壓下降比率(例如0.1)，假設先前輸出電流值接近零，之後增加為Io，若該第一脈波調變信號PWM1的非導通週期時間Toff大於5倍 Tc，則減少該第一脈波調變信號PWM1的佔空比，若該第一脈波調變信號PWM1的導通週期時間Ton大於Tc時，代表輸出功率不足，則增加該第一脈波調變信號PWM1的佔空比；此外，若該第一脈波調變信號PWM1的非導通週期時間Toff小於0.1Tc時，則可增加該第一脈波調變信號PWM1的佔空比，以避免導致輸出功率不足。
主要是在輕負載時降低該第一脈波調變信號PWM1的佔空比，以減少變壓器輸出功率，進而減少漣波；並於高負載時提高該第一脈波調變信號PWM1的佔空比，以增加輸出功率，以免電壓輸出不足；此外，由於輸出電壓Vo、及輸出電流Io為可變，如果需對其進行傳輸，如上述該第二實施例，需要另一光耦合器OK2用UART RX/TX方式進行傳遞，具體而言，可由使用者在設定目標電壓/最大電流時，該第一微控制器33以UART傳輸二進位(binary)資料給該第一脈波調變信號控制器4(MCU2)，由於UART於閒置時為高電位，可於該輸出偵測電路3設定經由傳送端TX進行反相輸出至UART，因而當未傳輸資料時關閉發光二極體以延長使用壽命，此外，OK1(電晶體53)是選自高速型NOT邏輯閘，其輸出端為開集極(open collector)，需要一上拉電阻R9作為反相輸出。
綜上所述，藉由該輸出偵測電路根據該第一、第二輸出電壓的電壓差產生該致能信號，並由該隔離通訊模組以光電耦合效 應產生該觸發導通信號，進而觸發該第一脈波調變信號控制器產生該第一脈波調變信號，因而不經過GDT而可高速切換，且無GDT的電能損耗，並可避免第一脈波調變信號失真問題，相較於一般線性穩壓器的電源供應器，本提案效率高，發熱低，此外，本提案僅藉由二個變壓器、2~3個微控制器及相關零件即可實現，而顯示mA、uA等級電流，可方便微電子開發使用，免接安培計，且恆電壓輸出，無安培計感測電阻電壓下降的問題，而電壓、電流可藉由數位控制輸入，容易調整，由於設定參數(例如最大電壓)可儲存，可防止操作失誤，再者，還藉由使用可變佔空比的脈波調變信號主動降低SMPS漣波問題。
惟以上所述者，僅為本發明的實施例而已，當不能以此限定本發明實施的範圍，凡是依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作的簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋的範圍內。
HV+:外部電壓
2:電壓轉換模組
Q1:第一開關
PWM1:第一脈波調變信號
T1:第一變壓器
T1P1:一次側繞組
T1S1:二次側繞組
REC3:第三整流器
Clamp:箝位電路
DZ:齊納二極體
DTVS:瞬態電壓抑制二極體
C6:第六電容
Cout:輸出電容
Sout:輸出開關
Out+:第一輸出端
Out-:第二輸出端
Va:第一輸出電壓
Vb:第二輸出電壓
3:輸出偵測電路
31:電壓偵測模組
32:電流偵測模組
33:第一微控制器
PVin:電壓接收端
PIin:電流接收端
Rs:電阻值調整信號
4:第一脈波調變信號控制器
5:隔離通訊模組
51:電阻
52:發光二極體
53:電晶體
6:放電模組
Q3:第三開關
R3:第三電阻
Q3G:放電控制信號
7:電阻值調控模組
8:第二脈波調變信號驅動器
91:工作電壓產生模組
911:箝位電路
T2:第二變壓器
T2P:第一繞組
T2S1:第二繞組
T2S2:第三繞組
Q10:第十開關
PWM2:第二脈波調變信號
PWM2D:第二脈波調變驅動信號
REC1:第一整流器
REC2:第二整流器
VR1:第一穩壓器
C3:第三電容
C4:第四電容
C5:第五電容
R10:第十電阻
VDD:第一工作電壓
Vcc:第二工作電壓

Claims (12)

  1. 一種開關模式電源供應器，包含：一電壓轉換模組，具有一第一輸出端與一第二輸出端，且接收一外部電壓與一第一脈波調變信號，並據以轉換出一自該第一輸出端輸出的第一輸出電壓，及一自該第二輸出端輸出的第二輸出電壓；一輸出偵測電路，電連接該第一輸出端與該第二輸出端以接收該第一輸出電壓與該第二輸出電壓，並根據其電壓差產生一用以維持一指定電壓的致能信號；一第一脈波調變信號控制器，電連接該電壓轉換模組，並根據一導通觸發信號產生該第一脈波調變信號；及一隔離通訊模組，電連接該輸出偵測電路與該第一脈波調變信號控制器，並根據該致能信號產生該導通觸發信號，並將該導通觸發信號傳送到該第一脈波調變信號控制器。
  2. 如請求項1所述的開關模式電源供應器，其中，該輸出偵測電路包括一接收該第一輸出電壓的電壓偵測模組、一接收該第二輸出電壓的電流偵測模組，及一電連接該電壓偵測模組、該電流偵測模組，與該隔離通訊模組的第一微控制器，該電壓偵測模組根據該第一輸出電壓換出一對應的比例電壓，該電流偵測模組根據該第二輸出電壓換出一對應的比例電流， 該第一微控制器對該比例電壓與該比例電流進行類比至數位轉換，以換算出對應的該第一輸出電壓與該第二輸出電壓，並根據該第一輸出電壓與該第二輸出電壓的差值與該指定電壓值決定是否產生該致能信號。
  3. 如請求項2所述的開關模式電源供應器，還包含一提供一可調電阻值的電阻值調控模組，電連接於該第二輸出端與接地之間，且該電阻值調控模組接收來自該輸出偵測電路的一組電阻調整信號控制，用以調整該可調電阻值。
  4. 如請求項2所述的開關模式電源供應器，其中，該電流偵測模組具有一第七電阻、一第八電阻，及一第二運算放大器，該第七電阻具有一第一端，及一接地的第二端，該第八電阻具有一電連接該第七電阻的該第一端的第一端，及一第二端，該第二運算放大器具有一電連接該第二輸出端以接收該第二輸出電壓的非反向端、一電連接該第八電阻的該第一端的反向端，及一電連接該第八電阻的第二端以輸出該比例電流的輸出端。
  5. 如請求項2所述的開關模式電源供應器，其中，該電壓偵測模組具有一第四電阻、一第五電阻、一第六電阻、一第四開關、一第五開關，及一第一運算放大器，該第四電阻具有一電連接該第一輸出端以接收該第一輸出電壓的第一端，及一第二端，該第五電阻具有一電連接該第四電阻的該第二端的 第一端，及一第二端，該第六電阻具有一電連接該第五電阻的該第一端的第一端，及一第二端，該第四開關具有一電連接該第五電阻的該第二端的汲極、一電接收一控制信號的閘極，及一接地的源極，該第四開關根據該控制信號而切換於導通狀態及不導通狀態之間，該第五開關具有一電連接該第六電阻的該第二端的汲極、一電接收一控制信號的閘極，及一接地的源極，該第五開關根據該控制信號而切換於導通狀態及不導通狀態之間，該第一運算放大器具有一電連接該第六電阻的該第一端的非反向端、一反向端，及一電連接該反向端並輸出該比例電壓的輸出端。
  6. 如請求項1所述的開關模式電源供應器，其中，該隔離通訊模組包括一電連接該輸出偵測電路以接收該致能信號的發光二極體，及一與該第一脈波調變信號控制器電連接的電晶體，當該發光二極體根據該致能信號導通時，該電晶體對此產生該導通觸發信號。
  7. 如請求項1所述的開關模式電源供應器，還包含一電連接該電壓轉換模組的該第一輸出端與該輸出偵測電路的放電模組，該放電模組根據一來自該輸出偵測電路的放電控制信號控制該電壓差下降。
  8. 如請求項3所述的開關模式電源供應器，其中，該電阻值 調控模組包含多個並聯的阻抗單元，該多個阻抗單元具有串聯於該第二輸出端與接地之間的電阻與電晶體。
  9. 如請求項2所述的開關模式電源供應器，還包含一用以產生一第二脈波調變驅動信號的第二脈波調變信號驅動器，及一電連接該第二脈波調變信號驅動器、該電壓偵測模組、該電流偵測模組、該第一微控制器、該第一脈波調變信號控制器的工作電壓產生模組，該工作電壓產生模組接收該外部電壓與該第二脈波調變驅動信號，並根據第二脈波調變驅動信號將該外部電壓轉換以產生一第一工作電壓與一第二工作電壓，該第一工作電壓供應給該電壓偵測模組、該電流偵測模組、該第一微控制器，該第二工作電壓供應給該第一脈波調變信號控制器。
  10. 如請求項3所述的開關模式電源供應器，還包含一顯示模組，其中，該第一微控制器根據該比例電壓與該比例電流換算出一用於提供至該顯示模組的輸出信號。
  11. 如請求項10所述的開關模式電源供應器，還包括多個電連接該第一微控制器，並用於顯示該目前電流值的數值單位的顯示單元，其中，該第一微控制器依據該電阻值調控模組的目前電阻值與該目前電流值進行類比至數位轉換後的數值控制每一顯示單元切換於顯示狀態及不顯示狀態其中之一。
  12. 如請求項1所述的開關模式電源供應器，其中，該第一脈波調變信號具有一佔空比、一導通時間，與一關閉時 間，該第一脈波調變信號控制器根據一漣波控制時間與該佔空比判斷是否調整該佔空比，當該導通時間大於該漣波控制時間，則控制該第一脈波調變信號的佔空比增加，當該關閉時間大於N倍的該漣波控制時間時，則控制該第一脈波調變信號的佔空比減少，N>1。
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