CN111987912B

CN111987912B - 一种输出正负电压切换的电源电路

Info

Publication number: CN111987912B
Application number: CN202010574817.5A
Authority: CN
Inventors: 李勇德; 文桂芹; 麻吉南
Original assignee: Hefei Haier Intelligent Electronics Co ltd; Haier Caos IoT Ecological Technology Co Ltd
Current assignee: Hefei Lingzhi Iot Technology Co ltd; Karos Iot Technology Co ltd
Priority date: 2020-06-22
Filing date: 2020-06-22
Publication date: 2022-03-15
Anticipated expiration: 2040-06-22
Also published as: CN111987912A

Abstract

本发明公开了一种输出正负电压切换的电源电路，包括变压器，具有初级绕组、第一次级绕组和第二次级绕组，其中，初级绕组的一端设有用于供入直流电的直流电压输入端，另一端设有用于驱动初级绕组，使能量向第一次级绕组和第二次级绕组传递的高速开关电路；第一次级绕组设有占空比调节电路，所述占空比调节电路与高速开关电路连接，用于通过调节高速开关电路的占空比调节第一次级绕组的输出电压；第二次级绕组设有用于提供参考电压的参考电压产生电路，所述参考电压产生电路的一端与所述占空比调节电路连接，另一端设有用于输出正电压或负电压的直流电压输出端。本发明通过调节占空比，实现电路输出正负电压的自由切换。

Description

一种输出正负电压切换的电源电路

技术领域

本发明属于电源电路设计技术领域，具体地说，涉及一种输出正负电压切换的电源电路。

背景技术

现有技术中，单电源输入常用输出电压方案很多，但是一般电源转换方式为正电源转换正电源，负电源转换负电源电路，比如常用的DC/DC电路与LDO电路；也有正电源转负电源，负电源转正电源电路，比如DC/DC电路，或利用电容自举电路。

但是，上述方案中，仅能通过单一地从正电源转换为负电源，或者正电源转换为正电源。那么，当从输入为正电源，而输出既可能需要转换为正电源，又可能需要转换为负电源时就需有两套转换电源，这无疑增加了产品的成本。

公开号为CN206272485U的专利公开了一种直流电源变换为正负直流电源的电路，包括第二运算放大器、NPN三极管、PNP三极管、第四电阻至第七电阻、第四电容至第六电容、正向电压输入端、负向电压输入端、正向电压输出端、负向电压输出端和零电位输出端；所述正向电压输入端接正向电压输出端，负向电压输入端接负向电压输出端；所述第四电阻与第五电阻串联后接在输入电源的两端；其串联节点连接在第二运算放大器的同相输入端；所述第二运算放大器的输出端经所述第六电阻分别接所述NPN三极管和PNP三极管的基极；所述NPN三极管的集电极分别接正向电压输入端和正向电压输出端；所述PNP三极管的集电极分别接负向电压输入端和负向电压输出端；所述NPN三极管的发射极接PNP三极管的发射极；所述第七电阻接在NPN三极管的发射极与零电位输出端之间。

上述方案中，虽然解决了输入为正电源，输出既可以为正电压又可以为负电压的问题，但是，电源电路中必然同时存在输出正电压转换电路和输出负电压转换电路，具有两个输出口，正负电压分别输出，这增大了电源的体积，而且无法实现从同一个输出口输出可自由改变电压极性的功能，使用不够灵活。

有鉴于此，特提出本发明。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于克服现有技术的不足，提供一种输出正负电压切换的电源电路，旨在能够使输出电压在正负电压之间自由切换。

为解决上述技术问题，本发明采用技术方案的基本构思是：

一种输出正负电压切换的电源电路，包括变压器，具有初级绕组、第一次级绕组和第二次级绕组，其中，

初级绕组的一端设有用于供入直流电的直流电压输入端，另一端设有用于驱动初级绕组使能量向第一次级绕组和第二次级绕组传递的高速开关电路；

第一次级绕组设有占空比调节电路，所述占空比调节电路与高速开关电路连接，用于通过调节高速开关电路的占空比调节第一次级绕组的输出电压；

第二次级绕组设有用于提供参考电压的参考电压产生电路，所述参考电压产生电路的一端与所述占空比调节电路连接，另一端设有用于输出正电压或负电压的直流电压输出端。

进一步的，所述占空比调节电路包括PWM输入端、运算放大器和滤波电容，其中，

PWM输入端与高速开关电路连接，

运算放大器的正端输入引脚接入第一次级绕组，第一次级绕组的电压输出端与运算放大器的正端输入引脚之间设有整流滤波电路，运算放大器的负端输入引脚与滤波电容的一端连接，运算放大器的输出引脚与PWM输入端连接形成反馈；

滤波电容的另一端接电源地。

进一步的，所述整流滤波电路包括第一整流二极管和第一储能电容，其中

所述第一整流二极管连接至所述运算放大器的正端输入引脚与所述第一次级绕组之间；

所述第一储能电容的一端连接至所述第一整流二极管与所述运算放大器的正端输入引脚的交汇点，所述第一储能电容的另一端接入所述第一次级绕组，同时接电源地。

进一步的，所述参考电压产生电路包括稳压器、第一分压电阻、第二分压电阻、第三分压电阻、第二整流二极管；其中

所述稳压器的型号为TL431，所述稳压器的阳极与所述第二整流二极管连接后接入所述第二次级绕组，所述稳压器的阴极与第三分压电阻连接后接入所述第二次级绕组，所述稳压器的阴级与第三分压电阻的交汇点连接至所述运算放大器的负端输入引脚与所述滤波电容的交汇点；

所述第一分压电阻和所述第二分压电阻串联后与所述稳压器的阴极和阳极并联，所述稳压器的参考级连接至所述第一分压电阻和所述第二分压电阻的交汇点；

所述第一分压电阻与所述稳压器的阴极的交汇点与所述直流电压输出端连接。

进一步的，所述参考电压产生电路还包括限流电阻，所述限流电阻的一端与稳压器的阴极连接，另一端与第三分压电阻和第二分压电阻的交汇点连接。

进一步的，所述参考电压产生电路还包括第二储能电容，第二储能电容的一端连接至所述稳压器的阳极与所述第二整流二极管的交汇点，第二储能电容的另一端连接至所述第三分压电阻与所述第二分压电阻的交汇点。

进一步的，所述参考电压产生电路还包括第三储能电容，所述第三储能电容一端与所述直流电压输出端连接，另一端接电源地。

进一步的，所述高速开关电路包括开关管，所述开关管的第一输入端与所述PWM输入端连接，所述开关管的第二输入端接入所述初级绕组，所述开关管的第三输入端接电源地。

进一步的，所述开关管为MOS管；

优选的，MOS管为PNP型MOS管。

采用上述技术方案后，本发明与现有技术相比具有以下有益效果。

1、本发明利用变压器电路中第二次级绕组输出电压的绝对值不变的特点，通过改变第一次级绕组的输出电压，从而实现电源电路输出电压的正负压切换，使得同一个电源的输出电压可根据需要在正负电压之间自由切换，既满足了从输入为正电源，输出既可以为正电压又可以为负电压的问题，同时，电源电路中仅设有一套电压转换电路，减小了电源的体积，而且使用灵活，可将一个电源当作两个电源使用，在工业产品和数字电路产品上具有良好的使用场景。

2、本发明的电源电路中，当直流电压输入端的输入电压为直流正电源时，通过一个控制引脚连接PWM信号的占空比，实现电路输出从负压到正压的自由切换选择。

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的描述。

附图说明

附图作为本发明的一部分，用来提供对本发明的进一步的理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，但不构成对本发明的不当限定。显然，下面描述中的附图仅仅是一些实施例，对于本领域普通技术人员来说，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他附图。在附图中：

图1是本发明一种输出正负电压切换的电源电路原理示意图；

图中：T、变压器；n1、初级绕组；1、初级绕组的一个引脚；3、初级绕组的另外一个引脚；n2、第一次级绕组；4、第一次级绕组的一个引脚；5、第一次级绕组的另外一个引脚；n3、第二次级绕组；7、第二次级绕组的一个引脚；9、第二次级绕组的另外一个引脚；U1、运算放大器；C1、滤波电容；D1、第一整流二极管；E1、第一储能电容；P、开关管；U2、稳压器；D2、第二整流二极管；E2、第二储能电容；E3、第三储能电容；R1、第一分压电阻；R2、第二分压电阻；R4、限流电阻；R3、第三分压电阻。

需要说明的是，这些附图和文字描述并不旨在以任何方式限制本发明的构思范围，而是通过参考特定实施例为本领域技术人员说明本发明的概念。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

在本发明的描述中，需要说明的是，术语“上”“下”“前”“后”“左”“右”“竖直”“内”“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。

在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”“相连”“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

如图1所示，本发明提供一种输出正负电压切换的电源电路，包括变压器T，具有初级绕组n1、第一次级绕组n2和第二次级绕组n3。其中，初级绕组的一个引脚1设有用于供入直流电的直流电压输入端，初级绕组的另外一个引脚3设有用于驱动初级绕组n1使能量向第一次级绕组n2和第二次级绕组n3传递的高速开关电路。第一次级绕组n2设有占空比调节电路，所述占空比调节电路与高速开关电路连接，用于通过调节高速开关电路的占空比调节第一次级绕组n2的输出电压。第二次级绕组的一个引脚7和第二次级绕组的另外一个引脚9之间设有用于提供参考电压的参考电压产生电路，所述参考电压产生电路的一端与所述占空比调节电路连接，另一端设有用于输出正电压或负电压的直流电压输出端。

上述方案中，直流电压输入端的电压为Vi，直流电压输出端的电压为Vo，第一次级绕组n2的输出电压为Vs，参考电压产生电路输出端的电压为Vf，即图1中第一分压电阻R1和第二分压电阻R2两端的压差。

详细的，由于初级绕组n1和第一次级绕组n2共用一个铁芯，因此，假设初级绕组n1的线圈匝数为n1，第一次级绕组n2的线圈匝数为n2，那么第一次级绕组n2的输出电压为Vs与直流电压输入端的电压为Vi之间就具有如下关系：

Vs＝Vi×(n2/n1) ①。

由于本发明中在第一次级绕组n2中接入占空比调节电路，使所述占空比调节电路与高速开关电路连接，通过调节高速开关电路的占空比调节第一次级绕组n2的输出电压Vs。

所述的占空比定义为Ton/T，其中，Ton为一个脉冲循环内高速开关电路的导通时间，T为一个脉冲循环的总时间。

因此，引入占空比Ton/T后的第一次级绕组n2的输出电压Vs与直流电压输入端的电压为Vi之间就具有如下关系：

Vs＝(Vi×Ton/T)×(n2/n1) ②。

那么，直流电压输出端的电压Vo就可通过式③获得：

Vo＝Vs+Vf＝(Vi×Ton/T)×(n2/n1)+Vf ③。

通过式③可知，当参考电压产生电路的输出端电压Vf为一稳定的设定值时，只需调节占空比的大小就可以调节直流电压输出端的电压Vo的大小，直流电压输出端的电压Vo输出电压就可以在正负电压之间自由切换。

例如，当参考电压产生电路的输出端电压Vf为一设定的负值电压，第一次级绕组n2的输出电压Vs为一可调节的正值电压，那么当调节占空比使Vs的绝对值大于参考电压产生电路的输出端电压Vf的绝对值时，直流电压输出端的电压Vo输出电压就为正电压，反之，当调节占空比使Vs的绝对值小于参考电压产生电路的输出端电压Vf的绝对值时，直流电压输出端的电压Vo输出电压就为负电压。

上述方案中，利用变压器T电路中第二次级绕组n3输出电压的绝对值不变的特点，通过改变第一次级绕组n2的输出电压，从而实现电源电路输出电压的正负压切换，使得同一个电源的输出电压可根据需要在正负电压之间自由切换，既满足了输入为正电源，输出既可以为正电压又可以为负电压的问题，同时，电源电路中仅设有一套电压转换电路，减小了电源的体积，而且使用灵活，可将一个电源当作两个电源使用，在工业产品和数字电路产品上具有良好的使用场景。

在本发明的一些实施例中，所述占空比调节电路包括PWM输入端、运算放大器U1和滤波电容C1。其中，PWM输入端与高速开关电路连接；运算放大器U1的正端输入引脚接入第一次级绕组n2，第一次级绕组n2的电压输出端与运算放大器U1的正端输入引脚之间设有整流滤波电路，运算放大器U1的负端输入引脚与滤波电容C1的一端连接，运算放大器U1的输出引脚与PWM输入端连接形成反馈；滤波电容C1的另一端接电源地。

进一步的，所述整流滤波电路包括第一整流二极管D1和第一储能电容E1，其中，所述第一整流二极管D1连接至所述运算放大器U1的正端输入引脚与所述第一次级绕组的一个引脚4之间；所述第一储能电容E1的一端连接至所述第一整流二极管D1与所述运算放大器U1的正端输入引脚的交汇点，所述第一储能电容E1的另一端接入所述第一次级绕组的另外一个引脚5，同时接电源地。

详细的，第一次级绕组的一个引脚4与第一整流二极管D1相连接，通过第一储能电解电容进行储能滤波，得到电压有如下关系：

V(AMP+)＝Vs＝[(n2/n1)×(Vi×Ton/T)] ④。

此电压V(AMP+)加载到运算放大器U1的正端输入引脚。

由于运算放大器U1的深度负反馈作用，使的运算放大器U1正端输入引脚和负端输入引脚这两输入端的电压一致，即V(AMP-)＝V(AMP+)。因此，直流电压输出端的电压Vo就可以表示为：

Vo＝V(AMP-)+Vf＝(Vi×Ton/T)×n2/n1+Vf ⑤。

本发明的高速开关电路连接有PWM输入端，因此，式⑤中，占空比Ton/T由PWM输入端输入的波形决定。

本实施例中，运算放大器U1的输出引脚与PWM输入端连接用来补充PWM波以减少输出电压的纹波。

在本发明的一些实施中，所述高速开关电路包括开关管P，所述开关管P的第一输入端与所述PWM输入端连接，所述开关管P的第二输入端接入所述初级绕组n1的另外一个引脚3，所述开关管P的第三输入端接电源地；

进一步的，所述开关管P为MOS管；

优选的，MOS管为PNP型MOS管。

上述方案中，根据相应载荷的变化来调制晶体管基极或MOS管栅极的偏置，来实现晶体管或MOS管导通时间的改变，从而实现高速开关电路输出电压的改变。

式⑤中直流电压输出端的电压Vo由Vf和V(AMP-)共同决定，当V(AMP-)大于Vf时，Vo为正电压，当V(AMP-)小于Vf时，Vo输出负电压。

V(AMP-)受占空比控制，即占空比越高，导通时间越长，V(AMP-)的电压越高，反之，占空比越小，导通时间越短，V(AMP-)的电压越低。

在本发明的一些实施例中，所述参考电压产生电路包括稳压器U2、第一分压电阻R1、第二分压电阻R2、第三分压电阻R3、第二整流二极管D2；其中，所述稳压器U2的型号为TL431，所述稳压器U2的阳极与第三分压电阻R3连接后接入所述第二次级绕组n2，所述稳压器U2的阴级与第三分压电阻R3的交汇点连接至所述运算放大器U2的负端输入引脚与所述滤波电容C1的交汇点。所述第一分压电阻R1和所述第二分压电阻R2串联后与所述稳压器U2的阴极和阳极并联，所述稳压器U2的参考级连接至所述第一分压电阻R1和所述第二分压电阻R2的交汇点。所述第一分压电阻R1与所述稳压器U2的阴极的交汇点与所述直流电压输出端连接。

上述方案中，所述稳压器U2的阳极与所述第二整流二极管D2连接后接入所述第二次级绕组的一个引脚7，所述稳压器U2的阴极与所述限流电阻R4串联后接入所述第二次级绕组的另外一个引脚9。第二整流二极管D2单向导通特性决定了参考电压产生电路的电流方向，即电流从第二次级绕组另外一个引脚9输出，流经第二分压电阻R2、第一分压电阻R1及限流电阻R4、稳压器U2，再经二整流二极管回到第二次级绕组的一个引脚7。此电流的流向，决定了参考电压产生电路的输出端电压Vf的极性，即下端的电压要高于上端的电压。那么，参考电压产生电路的输出端电压Vf即为负值电压。

参考电压产生电路的输出端电压Vf负值电压的绝对值由稳压器TL431与第一分压电阻R1、第二分压电阻R2决定，公式如下：

式⑥中，TL431(Vref)＝2.5V；为基准电压。

可以理解的是，选择不同阻值的第一分压电阻R1、第二分压电阻R2可以得到从2.5V到36V范围内的任意电压输出Vf。

特别地，当第一分压电阻R1和第二分压电阻R2的阻值相等时，Vf＝5V。

需要注意的是，限流电阻R4用于限制流过稳压器TL431的工作电流，保护芯片不被损坏，但是，在选择电阻时必须保证稳压器TL431工作的必要条件，就是通过稳压器U2阴极的电流要大于1mA。

综上可知，本发明的直流电压输出端的电压Vo可表示为：

通过式⑦可知，当TL431的基准电压Vref一定，第一分压电阻R1和第二分压电阻R2的阻值一定，变压器T初级绕组n1线圈匝数与第一次级绕组n2的线圈匝数比一定，直流电压输入端的输入电压Vi一定时，直流电压输出端的电压Vo仅与占空比Ton/T有关。

因此，本发明的电源电路中，当直流电压输入端的输入电压为直流正电源时，通过一个控制引脚连接PWM信号的占空比，实现电路输出从负压到正压的自由切换，供用户选择。

详细的，第三分压电阻R3的作用是分压，与稳压器TL431电路组合在一起，可动态调整稳压器TL431的输出电压，将参考电压产生电路的输出电压Vf稳定在设定值。

进一步的，所述参考电压产生电路还包括第二储能电容E2，第二储能电容E2的一端连接至所述稳压器U2的阳极与所述第二整流二极管D2的交汇点，第二储能电容E2的另一端连接至所述第三分压电阻R3与所述第二分压电阻R2的交汇点。

详细的，第二储能电容E2的作用是对参考电压产生电路的输出电压Vf进行储能和滤波，稳定参考电压产生电路的输出电压Vf的电压幅值，改善输出稳定性。

进一步的，所述参考电压产生电路还包括第三储能电容E3，所述第三储能电容E3接在电源地和所述直流电压输出端的交汇点。

详细的，第三储能电容E3接在电源地和直流电压输出端的交汇点，对直流电压输出端的输出电压Vo具有储能和滤波作用，稳定直流电压输出端的输出电压Vo，提高直流电压输出端的输出电压Vo的带载能力。

上述方案中，本发明的电源电路所产生的输出电压可带载能力较强，可用于功率电源使用。

特别需要注意的是：

1、本发明的输出正负电压切换的电源电路为非隔离式电路，所有绕组对GND均有回路，进一步减小电源电路的体积。

2、V(AMP-)的电压值不能大于运算放大器U1的电源电压，如果使用Vi作为电源电压，V(AMP-)的电压值不能大于Vi。

3、变压器T初级绕组n1、第一次级绕组n2和第二次级绕组n3的线圈匝数n1、n2、n3组成的匝比数不能太极端，基本上要满足变压器T设计的基本要求。

4、变压器T的第二次级绕组n3的输出电压Vf为负电压，所以稳压器TL431的阴极的引脚向下，保证电流走向。

以上所述仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专利的技术人员在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述提示的技术内容作出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明方案的范围内。

Claims

1.一种输出正负电压切换的电源电路，其特征在于：包括变压器，具有初级绕组、第一次级绕组和第二次级绕组，其中，

第二次级绕组设有用于提供参考电压的参考电压产生电路，所述参考电压产生电路的一端与所述占空比调节电路连接，另一端设有用于输出正电压或负电压的直流电压输出端；

所述占空比调节电路包括PWM输入端、运算放大器和滤波电容，其中，

所述PWM输入端与高速开关电路连接，

所述运算放大器的正端输入引脚接入第一次级绕组，第一次级绕组的电压输出端与运算放大器的正端输入引脚之间设有整流滤波电路，运算放大器的负端输入引脚与所述滤波电容的一端连接，运算放大器的输出引脚与PWM输入端连接形成反馈；

滤波电容的另一端接电源地。

2.根据权利要求1所述的一种输出正负电压切换的电源电路，其特征在于：

所述整流滤波电路包括第一整流二极管和第一储能电容，其中

3.根据权利要求2所述的一种输出正负电压切换的电源电路，其特征在于：

所述参考电压产生电路包括稳压器、第一分压电阻、第二分压电阻、第三分压电阻、第二整流二极管；其中

所述稳压器的阳极与所述第二整流二极管连接后接入所述第二次级绕组，所述稳压器的阴极与第三分压电阻连接后接入所述第二次级绕组，所述稳压器的阴级与第三分压电阻的交汇点连接至所述运算放大器的负端输入引脚与所述滤波电容的交汇点；

4.根据权利要求3所述的一种输出正负电压切换的电源电路，其特征在于：

所述参考电压产生电路还包括限流电阻，所述限流电阻的一端与稳压器的阴极连接，另一端与第三分压电阻和第二分压电阻的交汇点连接。

5.根据权利要求3所述的一种输出正负电压切换的电源电路，其特征在于：

所述参考电压产生电路还包括第二储能电容，第二储能电容的一端连接至所述稳压器的阳极与所述第二整流二极管的交汇点，第二储能电容的另一端连接至所述第三分压电阻与所述第二分压电阻的交汇点。

6.根据权利要求3所述的一种输出正负电压切换的电源电路，其特征在于：

所述参考电压产生电路还包括第三储能电容，所述第三储能电容一端与所述直流电压输出端连接，另一端接电源地。

7.根据权利要求1-6任一所述的一种输出正负电压切换的电源电路，其特征在于：

所述高速开关电路包括开关管，所述开关管的第一输入端与所述PWM输入端连接，所述开关管的第二输入端接入所述初级绕组，所述开关管的第三输入端接电源地。

8.根据权利要求7所述的一种输出正负电压切换的电源电路，其特征在于：

所述开关管为MOS管。

9.根据权利要求8所述的一种输出正负电压切换的电源电路，其特征在于：

所述MOS管为PNP型MOS管。