CN102904627A - 一种多接收天线的干扰重建抑制合并方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种多接收天线的干扰重建抑制合并方法，考虑多接收天线的移动通信，本发明建议了一种新的多天线合并方法：干扰重建抑制合并(IRRC，Interference Reconstruction Rejection Combing)。首先用传统的方法从含有干扰和噪声的未调制接收信号中估计出期望信号，再进行解调、调制，得到去除噪声后的期望信号估计值；然后从接收信号中剔除期望信号，得到重建的干扰信号；最后，利用干扰信号的协方差矩阵计算恢复期望信号所需要的权值，恢复期望信号。本发明比传统的干扰抑制合并方法中利用接收信号近似干扰和噪声信号精确，因此使恢复出来的期望信号准确度高，性能优异。

Description

一种多接收天线的干扰重建抑制合并方法

技术领域

本发明属于多接收天线通信系统领域，涉及干扰重建抑制合并技术。

背景技术

在多接收天线的通信场景中，等增益合并(Equal Gain Combining EGC)、最大比合并(Maximum Ratio Combining MRC)虽然能够利用天线分集对抗多径信道的衰落，但两者都没有考虑多天线接收信号中干扰的相关性。多接收天线的干扰抑制合并(IRC，Interference Rejection Combing)方法，利用各接收天线之间干扰的相关性，进行干扰抑制与合并。

传统的干扰抑制合并方法，首先以接收信号Y的协方差矩阵近似为干扰噪声u协方差矩阵的估计值，即R_u≈E(YY^H)，然后通过期望信号信道衰落系数矩阵H获得权值向量

最后合并恢复期望信号X＝wY。

由于接收信号Y包含干扰和噪声分量u，还包含了期望信号分量X，因此传统干扰抑制合并方法的近似处理，估计出的干扰噪声协方差矩阵包含期望信号分量。该传统方法采用近似处理，造成协方差矩阵估计不准确，性能受到影响。

因此，有必要研究一种有效估计干扰噪声的干扰抑制合并方法。本发明提供了一种干扰重建抑制合并(IRRC，Interference Reconstruction RejectionCombing)方案，该方案利用干扰重建的思想，很好地解决了上述问题。

发明内容

本发明提出了一种多接收天线的干扰重建抑制合并方法，能有效地抑各种同频干扰、邻频干扰，同时具有自适应性、鲁棒性等优点。

本发明提出了一种多接收天线的干扰重建抑制合并方法，所述方法由重建干扰噪声和恢复期望信号两个过程组成。其中重建干扰噪声包括：

步骤1，用传统的方法从含有干扰和噪声的未解调接收信号Y中估计出期望信号的粗略值

所谓传统方法是指本发明之外的现有已知方法；

步骤2，对期望信号的粗略值

进行解调，得到基带数字信号，再对基带数字信号进行调制，得到去噪声后的期望信号估计值

通过调制再解调去除了部分噪声；

步骤3，根据式

从接收信号Y中剔除去噪声后的期望信号

得到重建的干扰和噪声信号

其中H表示期望信号衰落信道系数矩阵；

恢复期望信号包括：

步骤4，利用重建的干扰和噪声信号

的协方差矩阵

计算恢复期望信号所需要的权值向量

步骤5，根据式恢复出期望信号

优点

本发明利用了传统的方法估计期望信号，再从接收信号中剔除估计期望信号，得到重建干扰和噪声信号，比传统的干扰抑制合并方法中利用接收信号近似干扰和噪声信号精确，因此使恢复出来的期望信号准确度高，可得到优异的性能。

考虑到LTE上行通信链路，本发明建议的方法可以广泛应用在LTE上行接收机上，而且不需要对发射端作额外的标准化工作，是一种接收机实现技术，可广泛实施。

附图说明

图1为本发明的典型的多接收天线接收机结构示意；

图2为本发明的干扰和噪声信号重建详细结构图；

图3为本发明一个LTE上行&WiFi频带重叠系统实例；

图4、5为本发明在LTE上行通信链路受到同频WiFi信号干扰的性能对比图；

图6为本发明的干扰重建抑制合并方法流程图。

具体实施方式

以下结合附图和实施例，对本发明进行进一步的详细说明。

图1为本发明的典型的多接收天线接收机结构示意图，该装置包括：信道衰落系数模块11、重建干扰和噪声信号模块12、生成权值向量II模块13，恢复期望信号模块14。

图2为本发明的干扰和噪声信号重建详细结构图，即模块12的详细结构图，该装置包括：信道衰落系数模块11、生成权值向量I模块21，粗略估计期望信号模块22，解调模块23，调制模块24，剔除期望信号模块25。

考虑LTE上行通信链路受到WiFi信号干扰，假设LTE上行通信链路的收发双方完全同步，根据LTE上行单载波频分多址(SC-FDMA)的子载波映射规则，解映射得到单个用户的接收信号。考虑两根接收天线，单个用户的接收信号模型为：

$\left\{\begin{array}{c}{y}_{1,l,k}=H_{1,l,k}{X}_{l,k}+G_{1,l,k}{I}_{l,k}+n_{1,l,k}\\ y_{2,l,k}=H_{2,l,k}{X}_{l,k}+G_{2,l,k}{I}_{l,k}+n_{2,l,k}\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中y_z，l，k表示第z根天线收到的第l个SC-FDMA符号对应时间区间第k个子载波上的数据；X_l，k表示第l个SC-FDMA符号对应时间区间第k个子载波上的期望信号，H_z，l，k表示第z根天线中第l个SC-FDMA符号对应时间区间第k个子载波上期望信号的信道衰落；I_l，k表示第l个SC-FDMA符号对应时间区间第k个子载波上的WiFi干扰信号，G_z，l，k表示第z根天线中第l个SC-FDMA符号对应时间区间第k个子载波上WiFi干扰信号的信道衰落n_z，l，k表示第z根天线中第l个SC-FDMA符号对应时间区间第k个子载波上的加性白高斯噪声。

将两根天线上的接收信号合并，则式(1)可以写为列向量形式：

Y_l，k＝H_l，kX_l，k+G_l，kI_l，k+n_l，k        (2)

将干扰与噪声合并后，式(2)可简写为：

Y_l，k＝H_l，kX_l，k+u_l，k                   (3)

其中，u_l，k表示第l个SC-FDMA符号对应时间区间第k个子载波上干扰与噪声信号之和。

结合附图和实施例具体的实施步骤如下：

步骤1，从含有干扰和噪声的未解调接收信号Y_l，k中估计出期望信号的粗略值

其中l、k表示第l个SC-FDMA符号对应时间区间第k个子载波，具体估计步骤：

步骤1.1，在多个SC-FDMA符号与多个子载波之间，将接收信号的协方差矩阵进行平均，得到近似的干扰噪声协方差矩阵

L表示累加的SC-FDMA符号个数、K表示累加的子载波个数，L和K应满足的条件为：L个SC-FDMA符号的持续时间小于相干时间，K个子载波占用的带宽小于相干带宽(由于式(2)中的干扰部分存在乘性的信道衰落因子，考虑到在相干带宽、相干时间内，干扰的二阶统计性较为一致)；

步骤1.2(模块21)，根据最大化信干噪比(MSINR)准则计算权值行向量

或根据最小均方误差(MMSE)准则计算权值行向量 ${\tilde{w}}_{l,k}^{\mathrm{MMSE}}=\frac{1}{1+H_{l,k}^H{R}_{l,k}^{-1}{H}_{l,k}}{H}_{l,k}^H{R}_{l,k}^{-1};$

步骤1.3(模块22)，估计期望信号的粗略值

或

步骤2(模块23、24)，将

经过IDFT变换到时域上，再经过QPSK解调可以得到基带数字信号

最后对

进行QPSK调制，再进行DFT变换到频域上，得到

步骤3(模块25)，利用式从接收信号Y_l，k中剔除噪声后的期望信号

得到重建的干扰和噪声信号

其中H_l，k表示期望信号衰落信道系数矩阵。

步骤4(模块13)，利用重建的干扰和噪声信号

的协方差矩阵

计算恢复期望信号所需要的权值向量具体步骤见为：

步骤4.1，根据式

计算干扰和噪声

的协方差矩阵

其中L、K的选取准则同步骤1.1；

步骤4.2，根据步骤1.2中对应的优化准则，确定权值向量，当采用根最大化信干噪比(MSINR)准则时，权值行向量

当采用最小均方误差(MMSE)准则时，权值行向量

步骤5(模块14)，利用式或

从接收信号Y_l，k中恢复出期望信号

图3为本发明一个LTE上行&WiFi旁瓣重叠系统实施例；由图5中可知，LTE信号和WiFi信号旁瓣的频谱存在重叠，因此相互之间会产生频谱干扰，这将导致上下行接收信号互相干扰，覆盖和容量缩水严重，更严重的将导致系统不可用。本发明可以在抑制干扰同时不损失有用信号，解决上述宽带同频干扰的问题。

图4为本发明在LTE上行&WiFi旁瓣重叠系统的性能对比图。在MSINR准则下，针对一发两收、QPSK调制、0dB干信比的LTE上行信号，考虑理想的信道估计，应用不同合并方法的误比特率性能对比。MRC表示最大比合并；理想IRC表示在理想估计干扰噪声协方差矩阵条件下的干扰抑制合并；IRC表示现有技术方案建议的干扰抑制合并方法，以接收信号协方差矩阵作为干扰噪声协方差矩阵的估计值；IRRC表示本文建议的干扰重建抑制合并方法，其中L、K的取值均为6。从图6可以看出，本发明在MSINR准则下，针对一发两收、QPSK调制、0dB干信比的LTE上行信号，考虑理想的信道估计，与理想估计干扰噪声协方差矩阵的IRC相比，IRRC方法的误比特率性能只差了0.5dB；此外，与现有技术方案建议的IRC方法相比，IRRC方法的误比特率性能约有1.5dB的改善。

图5本发明在LTE上行&WiFi旁瓣重叠系统的性能对比图。在MMSE准则下，针对一发两收、QPSK调制、0dB干信比的LTE上行信号，考虑理想的信道估计，应用不同合并方法的误比特率性能对比。MRC表示最大比合并；理想IRC表示在理想估计干扰噪声协方差矩阵条件下的干扰抑制合并；IRC表示现有技术方案建议的干扰抑制合并方法，以接收信号协方差矩阵作为干扰噪声协方差矩阵的估计值；IRRC表示本文建议的干扰重建抑制合并方法，其中L、K的取值均为6。从图7可以看出，本发明在MMSE准则下，针对一发两收、QPSK调制、0dB干信比的LTE上行信号，考虑理想的信道估计，与理想估计干扰噪声协方差矩阵的IRC相比，IRRC方法的误比特率性能只差了0.5dB；此外，与现有技术方案建议的IRC方法相比，IRRC方法的误比特率性能约有2dB的改善。

图6为本发明的干扰重建抑制合并方法流程图。

这里已经通过具体的实施例子对本发明进行了详细描述，提供上述实施例的描述为了使本领域的技术人员制造或适用本发明，这些实施例的各种修改对于本领域的技术人员来说是容易理解的。本发明不限于只处理LTE上行和WiFi旁瓣频谱重叠配置情况，还可以处理其他同频干扰、邻频干扰情况。本发明并不限于这些例子，或其中的某些方面。本发明的范围通过附加的权利要求进行详细说明。

上述说明示出并描述了本发明的一个优选实施例，但如前所述，应当理解本发明并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述发明构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。

Claims (2)

1.一种多接收天线的干扰重建抑制合并方法，所述方法由重建干扰噪声和恢复期望信号两个过程组成，其中重建干扰噪声包括：

步骤1，用传统的方法从含有干扰和噪声的未解调接收信号Y中估计出期望信号的粗略值

步骤2，对期望信号的粗略值进行解调，得到基带数字信号，再对基带数字信号进行调制，得到去噪声后的期望信号估计值

步骤3，根据式

从接收信号Y中剔除去噪声后的期望信号

得到重建的干扰和噪声信号

其中H表示期望信号衰落信道系数矩阵；

恢复期望信号包括：

步骤4，利用重建的干扰和噪声信号

的协方差矩阵

计算恢复期望信号所需要的权值向量

步骤5，根据式

恢复出期望信号

2.根据权利要求1所述的一种多接收天线的干扰重建抑制合并方法，针对LTE上行单载波频分多址系统，从未解调接收信号Y的第l个SC-FDMA符号对应时间区间第k个子载波信号Y_l，k中估计出期望信号的粗略值

所对应的第l个SC-FDMA符号对应时间区间第k个子载波信号

方法包括：

步骤1.1，在多个SC-FDMA符号与多个子载波之间，将接收信号的协方差矩阵进行平均，得到近似的第l个SC-FDMA符号对应时间区间第k个子载波的干扰噪声协方差矩阵

L表示累加的SC-FDMA符号个数、K表示累加的子载波个数，L和K应满足的条件为：L个SC-FDMA符号的持续时间小于相干时间，K个子载波占用的带宽小于相干带宽，

步骤1.2(21)，根据最大化信干噪比准则计算第l个SC-FDMA符号对应时间区间第k个子载波的权值行向量

或根据最小均方误差准则计算第l个SC-FDMA符号对应时间区间第k个子载波的权值行向量 ${\tilde{w}}_{l,k}^{\mathrm{MMSE}}=\frac{1}{1+H_{l,k}^H{R}_{l,k}^{-1}{H}_{l,k}}{H}_{l,k}^H{R}_{l,k}^{-1},$

步骤1.3(22)，估计第l个SC-FDMA符号对应时间区间第k个子载波信号的期望信号的粗略值或

利用重建的干扰和噪声信号

的协方差矩阵

计算恢复期望信号所需要的权值向量

的方法为：

步骤4.1，根据式

计算第l个SC-FDMA符号对应时间区间第k个子载波的干扰和噪声

的协方差矩阵L、K的选取准则同步骤1.1；

步骤4.2，根据步骤1.2中对应的优化准则，确定权值向量，当采用根最大化信干噪比准则时，权值行向量

当采用最小均方误差准则时，权值行向量 ${\hat{w}}_{l,k}^{\mathrm{MMSE}}=\frac{1}{1+H_{l,k}^H{\hat{R}}_{l,k}^{-1}{H}_{l,k}}{H}_{l,k}^H{\hat{R}}_{l,k}^{-1};$

步骤5(14)，利用式

或

从接收信号Y_l，k中恢复出期望信号

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