CN102355295B - 一种多天线正交频分复用系统的高效接收方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种多天线正交频分复用系统的高效接收方法,该方法包括如下步骤:(1)检测当前分配给用户的数据流个数、调制方式和带宽大小;(2)如果数据流不超过四个,则采用遍历一层的固定复杂度球形译码;如果数据流超过四个,则根据带宽大小和调制方式确定检测算法:若调制方式为正交相移键控,则采用遍历两层的固定复杂度球形译码;若调制方式非正交相移键控的高阶调制且为最大带宽。本发明实施在数据流较多的情况下,根据带宽和调制方式自适应调整检测算法,显著提高低阶调制和未分配到最大带宽用户的性能,特别是双向固定球形译码算法具有性能优越复杂度低的优点,从而有效的利用硬件资源。
Description
技术领域
本发明涉及一种多输入多输出系统的检测方法,尤其涉及一种适用MIMO-OFDM( MIMO:多输入多输出,OFDM:正交频分复用)系统使用的多天线检测方法。
背景技术
MIMO-OFDM是第四代移动通信系统的关键技术,该技术已被多种通信标准广泛采用。
MIMO技术能够使无线信道的容量随着发射天线数和接收天线数线性增长,数据流的空分复用可以有效的实现这种容量的增长。空分复用,是指系统借助空间维度在一个时频单元内并行地传输多路数据流。尽管多路数据流之间将产生混叠,但是接收端仍然可以利用空域均衡消除数据流之间的混叠。典型的空分复用系统是Bell实验室提出的BLAST系统。对于独立同分布的频率平坦衰落的MIMO信道,只要并行数据流数不超过发射天线数和接收天线数,就可以获得可观的传输能力。如果MIMO信道存在空间相关或者出现深衰落,则可能导致某些数据流通过的子信道的等效增益较低,从而大大增加了误码的可能性。
OFDM技术能够有效的抵抗无线信道中的多径现象,它将一个宽带的频率选择性信道等价的转化为多个平坦衰落的并行窄带信道,从而为MIMO技术提供了一个频率平坦衰落的信道环境。
空分复用检测算法的作用是,当存在加性白高斯噪声以及存在多流干扰的情况下,准确恢复出发送信号向量。传统的检测算法包括:最大似然检测算法,线性检测算法(迫零算法和MMSE(最小均方误差估计算法),串行干扰抵消算法以及简化的最大似然检测算法(如QRM(基于QR分解的M算法)算法,球形译码算法等)。
最大似然检测算法是对发送符号的所有可能组合进行穷举搜索,以寻求概率意义上最优的检测结果,是性能最优的检测算法,但是该算法的复杂度会随着发送数据流数量和信号调制阶数的增加而呈现指数级增加,因而在实现上存在比较大的难度。
线性检测算法分为迫零算法和MMSE算法两类。迫零算法直接对信道矩阵求逆,因而可能会放大噪声强度,导致性能的损失。由线性均方估计理论得到的最小均方误差MMSE检测综合考虑干扰和噪声的因素,其性能在低信噪比时大大优于迫零检测,但是对于空间相关性较大或者纠错码码率较高的情况性能会变差。这两类算法的复杂度都很低,易于实现。
串行干扰抵消算法在检测每层数据时,将已检测数据造成的空间干扰去除,再对去除干扰后的信号向量做线性加权,得到当前数据的估计值,合理排列检测顺序可以减少误差传播的影响。该类算法复杂度略高于线性检测算法。
简化的最大似然检测算法中的基于QR(正交阵-三角阵)分解的M(每层保留固定路径数的宽度优先搜索)算法首先通过对信道矩阵做QR分解消除前项数据对后项数据的干扰,然后按照从后到前的顺序依次遍历搜索每一层数据,并在每次搜索完成后仅保留M条幸存路径,当M较大时,性能接近最大似然检测算法;当M较小时,算法复杂度远低于最大似然检测算法。球形译码(Sphere decoder,SD)算法是一种深度优先搜索算法,该算法在接收信号周围的一个超球内进行搜索,当访问到某一个满足球形限制的叶节点时,对超球的半径进行更新。该算法能够获得近似最优的性能,但是其复杂度随着信道条件和噪声强度的变化而改变,并且它的顺序搜索结构会影响检测器的工作速度。一种称为固定复杂度球形译码(Fixed Complexity Sphere Decoder,FSD)的算法解决了这两个问题。该算法首先对各层数据流的检测顺序进行合理的安排,即首先检测信噪比最低的m层数据流,之后按照信噪比从高到低的顺序进行检测。对于前m层被检测的数据流遍历所有符号值,对于后续各层数据流则只保留一个使得当前路径度量最小的符号值。FSD算法的软输出可以采用如下方法得到:找出路径度量最小的符号向量,通过对该符号向量中每个符号的比特进行翻转构造出新的候选符号,这样每一层的比特软量都可以计算出。
发明内容
技术问题:本发明的目的是提供一种适用于多天线正交频分复用的高效接收方法,在固定复杂度球形译码算法的基础上进一步改进,保证算法有较强的鲁棒性,且能以较低的复杂度获得优良的性能。
技术方案:为解决上述技术问题,本发明提出一种多天线正交频分复用系统的高效接收方法,该方法包括如下步骤:
1)检测当前分配给用户的数据流个数、调制方式和带宽大小;
2)如果数据流不超过四个,则采用遍历一层的固定复杂度球形译码;如果数据流超过四个,则根据带宽大小和调制方式确定检测算法: 若调制方式为正交相移键控,则采用遍历两层的固定复杂度球形译码;若调制方式非正交相移键控的高阶调制且为最大带宽,则采用遍历一层的固定复杂度球形译码;若调制方式不是正交相移键控且用户工作在非最大系统带宽状态,则采用双向固定复杂度球形译码。
优选的,遍历一层的固定复杂度球形译码的步骤如下:
(1)采用遍历一层的固定复杂度球形译码排序算法确定各层数据流的检测顺序,根据该顺序交换信道矩阵的列得到置换信道矩阵,固定复杂度球形译码排序算法是指首先检测信噪比最低的数据流,之后按照信噪比从高到低的顺序进行检测;
(4)找出路径集合中路径度量最小的符号向量,依次翻转符号的各个比特,表示的第i个元素,表示数据流数,得到个新生成的符号,对这个符号的后续各层都只保留一个使得当前路径度量最小的符号值,由此扩展成条完整的路径;对于符号,则只需依次翻转各个比特得到个新生成的符号;
(5)利用所有产生的路径,根据最大值-对数近似计算各层数据流的比特软量,计算时采用欧氏距离度量代替平方欧氏距离度量。
优选的,遍历两层的固定复杂度球形译码的步骤如下:
(1)采用遍历两层的固定复杂度球形译码排序算法确定各层数据流的检测顺序,根据该顺序交换信道矩阵的列得到置换信道矩阵,遍历两层的固定复杂度球形译码排序算法是指首先检测信噪比最低的两层数据流,之后按照信噪比从高到低的顺序进行检测;
(4)找出含有条路径集合中路径度量最小的符号向量,依次翻转符号的各个比特,表示的第i个元素,表示数据流数,得到个新生成的符号,对这个符号的后续各层都只保留一个使得当前路径度量最小的符号值,由此扩展成条完整的路径;对于符号,则只需依次翻转各个比特得到个新生成的符号;
(5)利用所有产生的路径,根据最大值-对数近似计算各层数据流的比特软量,计算时采用欧氏距离度量代替平方欧氏距离度量。
优选的,双向固定复杂度球形译码的步骤如下:
(1)采用固定复杂度球形译码排序算法确定各层数据流的检测顺序,根据该顺序交换信道矩阵的列得到置换信道矩阵;将各层数据流的检测顺序中所有元素的顺序倒置,得到新的检测顺序,并根据该顺序交换信道矩阵的列得到新的置换信道矩阵;
(5)从另外一个含有条路径集合中找出路径度量最小的符号向量,依次翻转符号的各个比特,表示的第j个元素,得到个新生成的符号,对这个符号的后续各层都只保留一个使得当前路径度量最小的符号值,由此扩展成条完整的路径;对于符号,则只需依次翻转各个比特得到个新生成的符号;
(6)利用所有产生的路径,根据最大值-对数近似计算各层数据流的比特软量计算时采用欧氏距离度量代替平方欧氏距离度量。
优选的,该法还适用于多天线平坦衰落信道中,步骤如下:
(1)检测当前分配给用户的数据流个数和调制方式;
(2)如果数据流不超过四个,则采用遍历一层的固定复杂度球形译码;如果数据流超过四个,则根据调制方式确定检测算法: 若调制方式为正交相移键控,则采用遍历两层的固定复杂度球形译码;若调制方式非正交相移键控的高阶调制,则采用双向固定复杂度球形译码。
有益效果:本发明的有益效果主要体现在以下几个方面:
1) 当数据流数不大于四时,算法复杂度远远低于最大似然检测算法,且性能近似最优。
2) 在数据流数大于四的情况下,根据调制阶数自适应选择检测算法,大大改善低阶调制用户的性能,同时又充分利用硬件资源。
3) 在数据流数大于四的情况下,根据用户分配到的带宽(可利用子载波数)自适应选择检测算法,大大改善中小带宽(可利用子载波少)用户的性能,同时又充分利用硬件资源。
以略高的复杂度换取优于MMSE算法的性能,并且鲁棒性更强,对于空间相关性较大以及码率较高的情况,仍能获得优良的性能。
附图说明
图1为本发明提出的高效接收方法的工作流程图。
图2为针对LTE TDD系统开环空分复用模式,1.4M带宽,发送和接收天线数均为4,天线相关性为低,共4层数据流,采用码率0.5的Turbo码以及16QAM调制, EVA70(多普勒扩展为70赫兹的扩展的车载A模型)信道,不同算法的性能比较图。
图3为针对LTE TDD系统开环空分复用模式,1.4M带宽,发送和接收天线数均为8,天线相关性为低,共8层数据流,采用码率0.5的Turbo码以及16QAM调制, EVA70(多普勒扩展为70赫兹的扩展的车载A模型)信道,不同算法的性能比较图。
图4为针对LTE TDD系统开环空分复用模式,1.4M带宽,发送和接收天线数均为8,天线相关性为低,共8层数据流,采用码率0.8的Turbo码以及QPSK调制, EVA70(多普勒扩展为70赫兹的扩展的车载A模型)信道,不同算法的性能比较图。
所有的符号注解:
LTE:长期演进方案;
TDD:时分双工;
MIMO:多输入多输出;
MMSE:最小均方误差估计;
QRM:基于QR分解的M算法;
SD:球形译码;
FSD:固定复杂度球形译码;
QPSK:正交相移键控;
QAM:正交幅度调制;
:MIMO信道矩阵;
:对进行QR分解得到的正交矩阵;
具体实施方式
下面将参照附图对本发明进行说明。
以下结合附图对本发明作出进一步的说明:
图1为本发明提出的高效接收方法的工作流程图,算法的完整步骤如下:
(1)检测当前分配给用户的数据流个数、调制方式和带宽大小;
(2)如果数据流不超过四个,则采用遍历一层的固定复杂度球形译码;
如果数据流超过四个,则根据带宽大小和调制方式确定检测算法: 若调制方式为QPSK,则采用遍历两层的固定复杂度球形译码;若调制方式非QPSK的高阶调制(如16QAM)且为最大带宽,则采用遍历一层的固定复杂度球形译码;若调制方式不是QPSK且用户工作在非最大系统带宽状态,则采用双向固定复杂度球形译码。
遍历一层的固定复杂度球形译码具体过程如下:
(1)采用遍历一层的固定复杂度球形译码排序算法确定各层数据流的检测顺序,根据该顺序交换信道矩阵的列得到置换信道矩阵,固定复杂度球形译码排序算法是指首先检测信噪比最低的数据流,之后按照信噪比从高到低的顺序进行检测;
(4)找出中路径度量最小的符号向量,依次翻转符号的各个比特(表示的第i个元素,表示数据流数),得到个新生成的符号,对这个符号的后续各层都只保留一个使得当前路径度量最小的符号值,由此扩展成条完整的路径;对于符号,则只需依次翻转各个比特得到个新生成的符号;
(5)利用所有产生的路径,根据max-log(最大-对数)近似计算各层数据流的比特软量,计算时采用欧氏距离度量代替平方欧氏距离度量,具体的计算公式如下:
遍历两层的固定复杂度球形译码具体过程如下:
(1)采用遍历两层的固定复杂度球形译码排序算法确定各层数据流的检测顺序,根据该顺序交换信道矩阵的列得到置换信道矩阵,遍历两层的固定复杂度球形译码排序算法是指首先检测信噪比最低的两层数据流,之后按照信噪比从高到低的顺序进行检测;
;
(4)找出中路径度量最小的符号向量,依次翻转符号的各个比特(表示的第i个元素,表示数据流数),得到个新生成的符号,对这个符号的后续各层都只保留一个使得当前路径度量最小的符号值,由此扩展成条完整的路径;对于符号,则只需依次翻转各个比特得到个新生成的符号;
双向固定复杂度球形译码具体过程如下:
(4)找出中路径度量最小的符号向量,依次翻转符号的各个比特(表示的第i个元素,表示数据流数),得到个新生成的符号,对这个符号的后续各层都只保留一个使得当前路径度量最小的符号值,由此扩展成条完整的路径;对于符号,则只需依次翻转各个比特得到个新生成的符号;
(5)从中找出路径度量最小的符号向量,依次翻转符号的各个比特(表示的第j个元素),得到个新生成的符号,对这个符号的后续各层都只保留一个使得当前路径度量最小的符号值,由此扩展成条完整的路径;对于符号,则只需依次翻转各个比特得到个新生成的符号;
(6)利用所有产生的路径,根据max-log近似计算各层数据流的比特软量计算时采用欧氏距离度量代替平方欧氏距离度量,在计算比特软量的时候,集合中符号向量的欧氏距离度量为,集合中符号向量的欧氏距离度量为。
图2为针对LTE TDD系统开环空分复用模式,1.4M带宽,发送和接收天线数均为4,天线相关性为低,共4层数据流,采用码率0.5的Turbo码以及16QAM调制, EVA70(多普勒扩展为70赫兹的扩展的车载A模型)信道,不同算法的性能比较图。
由于用户分配到的数据流数为四,所以检测算法选用遍历一层的FSD算法。从图中可以看到遍历一层的FSD算法在性能上接近于最大似然检测算法,在误帧率10e-1附近,仅有约0.4dB的性能损失;其性能远远优于MMSE算法,在误帧率10e-1附近,性能提升约为0.7dB,在误帧率10e-2附近,性能增益则大于1dB; 双向FSD算法的性能优于遍历一层的FSD算法,在误帧率10e-1附近,性能提升约为0.25dB。
图3为针对LTE TDD系统开环空分复用模式,1.4M带宽,发送和接收天线数均为8,天线相关性为低,共8层数据流,采用码率0.5的Turbo码以及16QAM调制, EVA70(多普勒扩展为70赫兹的扩展的车载A模型)信道,不同算法的性能比较图。
由于此时未分配到最大带宽且数据流是大于四,因而检测算法选用双向FSD算法。从图中可以看到双向FSD算法在性能上接近于遍历两层的FSD算法,在误帧率10e-1附近,仅有约0.1dB的性能损失;其性能优于遍历一层的FSD算法,在误帧率10e-1附近,性能提升约为0.5dB;遍历一层的FSD算法性能则优于MMSE算法,在误帧率10e-1附近,性能提升约为0.7dB。
图4为针对LTE TDD系统开环空分复用模式,1.4M带宽,发送和接收天线数均为8,天线相关性为低,共8层数据流,采用码率0.8的Turbo码以及QPSK调制, EVA70(多普勒扩展为70赫兹的扩展的车载A模型)信道,不同算法的性能比较图。
由于此时数据流数大于四且采用QPSK调制,因而检测算法选用遍历两层的FSD算法。从图中可以看到遍历两层的FSD算法和双向FSD算法性能几乎一致,且性能优于遍历一层的FSD算法,在误帧率10e-1附近,性能提升约为1dB;遍历一层的FSD算法性能则优于MMSE算法,在误帧率10e-1附近,性能提升大于3dB。
表1是针对LTE TDD系统开环空分复用模式,发送和接收天线数均为4,共4层数据流,采用16QAM调制,不同算法的复杂度比较。
表格中给出的乘法次数是指每个子载波上的乘法运算量,且不包含预处理步骤(如QR分解)。从表中可以看出遍历一层的FSD算法的复杂度远远低于最大似然检测算法,相对于MMSE算法复杂度有一定的增加,双向FSD算法的计算量是遍历一层的FSD算法的两倍。
表2是针对LTE TDD系统开环空分复用模式,发送和接收天线数均为8,共8层数据流,采用16QAM调制,不同算法的复杂度比较。
表格中给出的乘法次数是指每个子载波上的乘法运算量,且不包含预处理步骤(如QR分解)。从表中可以看出双向FSD算法的复杂度远远低于遍历两层的FSD算法,是遍历一层的FSD算法计算量的两倍,MMSE算法需要的实数乘法次数最少。
表3是针对LTE TDD系统开环空分复用模式,发送和接收天线数均为8,共8层数据流,采用QPSK调制,不同算法的复杂度比较。
表格中给出的乘法次数是指每个子载波上的乘法运算量,且不包含预处理步骤(如QR分解)。从表中可以看出遍历两层的FSD算法相对于遍历一层的FSD算法和MMSE算法的复杂度有一定提高,双向FSD的复杂度略高于遍历两层的FSD算法,遍历一层的FSD算法复杂度低于MMSE算法(MMSE需要的预处理计算量小于遍历一层的FSD算法)。
表1是针对LTE TDD系统开环空分复用模式,发送和接收天线数均为4,共4层数据流,采用16QAM调制,不同算法的复杂度(单个子载波)比较。
表2是针对LTE TDD系统开环空分复用模式,发送和接收天线数均为8,共8层数据流,采用16QAM调制,不同算法的复杂度(单个子载波)比较。
表3是针对LTE TDD系统开环空分复用模式,发送和接收天线数均为8,共8层数据流,采用QPSK调制,不同算法的复杂度(单个子载波)比较。
算法名称 | 实数乘法次数 |
最大似然检测 | 139808 |
双向FSD | 352 |
遍历一层的FSD | 176 |
MMSE | 64 |
表1
算法名称 | 实数乘法次数 |
遍历两层的FSD | 3784 |
双向FSD | 960 |
遍历一层的FSD | 480 |
MMSE | 256 |
表2
算法名称 | 实数乘法次数 |
遍历两层的FSD | 316 |
双向FSD | 352 |
遍历一层的FSD | 176 |
MMSE | 256 |
表3
以上所述仅为本发明的较佳实施方式,本发明的保护范围并不以上述实施方式为限,但凡本领域普通技术人员根据本发明所揭示内容所作的等效修饰或变化,皆应纳入权利要求书中记载的保护范围内。
Claims (2)
1.一种多天线正交频分复用系统的高效接收方法,其特征在于:该方法包括如下步骤:
1)检测当前分配给用户的数据流个数、调制方式和带宽大小;
2)如果数据流不超过四个,则采用遍历一层的固定复杂度球形译码;如果数据流超过四个,则根据带宽大小和调制方式确定检测算法:若调制方式为正交相移键控,则采用遍历两层的固定复杂度球形译码;若调制方式非正交相移键控的高阶调制且为最大带宽,则采用遍历一层的固定复杂度球形译码;若调制方式不是正交相移键控且用户工作在非最大系统带宽状态,则采用双向固定复杂度球形译码 ;
遍历一层的固定复杂度球形译码的步骤如下:
1)采用遍历一层的固定复杂度球形译码排序算法确定各层数据流的检测顺序a1,根据该顺序交换信道矩阵H的列得到置换信道矩阵,固定复杂度球形译码排序算法是指首先检测信噪比最低的数据流,之后按照信噪比从高到低的顺序进行检测;
3)对于第一个被检测的数据流遍历所有符号值,对于后续各层数据流则只保留一个使得当前路径度量最小的符号值,得到含有Ω条路径集合L,其中Ω是调制符号总数;
4)找出路径集合L中路径度量最小的符号向量,依次翻转符号 ,2≤i<NT的各个比特,表示的第i个元素,NT表示数据流数,得到w=log2Ω个新生成的符号,对这w个符号的后续各层都只保留一个使得当前路径度量最小的符号值,由此扩展成w条完整的路径;对于符号,则只需依次翻转各个比特得到w个新生成的符号;
5)利用所有产生的路径,根据最大值-对数近似计算各层数据流的比特软 量,计算时采用欧氏距离度量代替平方欧氏距离度量;
遍历两层的固定复杂度球形译码的步骤如下:
1)采用遍历两层的固定复杂度球形译码排序算法确定各层数据流的检测顺序b,根据该顺序交换信道矩阵H的列得到置换信道矩阵,遍历两层的固定复杂度球形译码排序算法是指首先检测信噪比最低的两层数据流,之后按照信噪比从高到低的顺序进行检测;
3)对于前两个被检测的数据流遍历所有符号值,对于后续各层数据流则只保留一个使得当前路径度量最小的符号值,得到含有Ω2条路径集合L2,其中Ω2是调制符号总数的平方;
4)找出含有Ω2条路径集合L2中路径度量最小的符号向量,依次翻转符号,3≤i<NT的各个比特,表示的第i个元素,NT表示数据流数,得到w=log2Ω个新生成的符号,对这w个符号的后续各层都只保留一个使得当前路径度量最小的符号值,由此扩展成w条完整的路径;对于符号,则只需依次翻转各个比特得到w个新生成的符号;
5)利用所有产生的路径,根据最大值-对数近似计算各层数据流的比特软量,计算时采用欧氏距离度量代替平方欧氏距离度量;
双向固定复杂度球形译码的步骤如下:
1)采用固定复杂度球形译码排序算法确定各层数据流的检测顺序a1,根据该顺序交换信道矩阵H的列得到置换信道矩阵;将各层数据流的检测顺序a1中所有元素的顺序倒置,得到新的检测顺序a2,并根据该顺序交换信道矩阵H的列得到新的置换信道矩阵;
2)将分解成一个正交矩阵Q和上三角阵R的乘积,将QH与接收信号y相乘,得到等效接收信号d;将分解成一个新的正交矩阵Q′和新的上三角阵R′的乘积,将(Q′)H与接收信号y相乘,得到新的等效接收信号d′;
3)分别根据两种检测顺序a1和a2,遍历第一个被检测数据流的所有符号 值,后续各层数据流则只保留一个使得当前路径度量最小的符号值,从而得到两个均含有Ω条路径集合L和L′;
4)找出含有Ω条路径集合L中路径度量最小的符号向量,依次翻转符号,2≤i<NT的各个比特,表示的第i个元素,NT表示数据流数,得到w=log2Ω个新生成的符号,对这w个符号的后续各层都只保留一个使得当前路径度量最小的符号值,由此扩展成w条完整的路径;对于符号,则只需依次翻转各个比特得到w个新生成的符号;
5)从另外一个含有Ω条路径集合L′中找出路径度量最小的符号向量,依次翻转符号,2≤j<NT的各个比特,表示的第j个元素,得到w=log2Ω个新生成的符号,对这w个符号的后续各层都只保留一个使得当前路径度量最小的符号值,由此扩展成w条完整的路径;对于符号,则只需依次翻转各个比特得到w个新生成的符号;
6)利用所有产生的路径,根据最大值-对数近似计算各层数据流的比特软量计算时采用欧氏距离度量代替平方欧氏距离度量。
2.根据权利要求1所述的多天线正交频分复用系统的高效接收方法,其特征在于:该法还适用于多天线平坦衰落信道中,步骤如下:
1)检测当前分配给用户的数据流个数和调制方式;
2)如果数据流不超过四个,则采用遍历一层的固定复杂度球形译码;如果数据流超过四个,则根据调制方式确定检测算法:若调制方式为正交相移键控,则采用遍历两层的固定复杂度球形译码;若调制方式非正交相移键控的高阶调制,则采用双向固定复杂度球形译码。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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---|---|
CN102355295A CN102355295A (zh) | 2012-02-15 |
CN102355295B true CN102355295B (zh) | 2014-01-22 |
Family
ID=45578797
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
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Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
CN (1) | CN102355295B (zh) |
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