CN102889414A

CN102889414A - 一种电动执行机构的控制系统

Info

Publication number: CN102889414A
Application number: CN2012101246758A
Authority: CN
Inventors: 肖长松
Original assignee: SHENZHEN SOUTHERN GENERAL ELECTRIC Co Ltd
Current assignee: SHENZHEN SOUTHERN GENERAL ELECTRIC Co Ltd
Priority date: 2012-04-24
Filing date: 2012-04-24
Publication date: 2013-01-23

Abstract

本发明涉及一种电动执行机构的控制系统，包括：主控与远程控制板、模拟控制板、阀位检测板、转矩检测板和总线控制板，其特征在于：所述主控与远程控制板完成电动执行机构内部与外部包括阀位信息和转矩信息以及远程开关量、模拟量以及总线指令信号的处理；所述阀位检测板的电路为霍尔增量编码器，或者是磁电式绝对编码器；所述转矩检测板为双通道电子电路检测板，或者采用双通道恒弹性差分应变技术检测板。采用双通道的恒弹性差分应变技术测量电动执行机构的转矩，不受电网电压波动和频率波动的影响；通过上述技术方案提供了一种可以不产生漂移，不对阀杆造成损坏的电动执行机构控制系统。

Description

一种电动执行机构的控制系统

技术领域

本发明涉及一种电动机执行机构，进一步涉及智能型电动机执行机构的控制系统。

背景技术

现有的电动执行机构检测装置中，在测量转矩时，都具有自身的缺点。虽然根据电机转矩公式T＝K＊I₂＊Φ₁＊cosθ₂采用时间分割乘法器来实现了转矩的测量，但是根据另外一个转矩公式T＝9550＊U＊I＊cosθ/n，转矩还与转速n有关系。另外，这样的处理方式还有缺点，比如，其转矩的测量还受到电网电压波动影响。

现有技术中阀位的检测主要有以下缺点：(1)使用行星齿轮加电位器的方式，具有容易产生温度漂移后，造成阀位行程的变化，从而使阀杆拉断或变形；(2)霍尔增量式编码器，但是经常出现一启动的几秒钟内，出现输出轴转动方向与开关指令方向相反的现象，造成阀杆被顶弯。

发明内容

鉴于以上内容，有必要提供一种能获知转速n和电网电压变化情况的电动执行机构的控制系统。以及可以不产生漂移，不对阀杆造成损坏的阀位检测系统。

本发明提供一种电动执行机构的控制系统，包括：主控与远程控制板、模拟控制板、阀位检测板、转矩检测板和总线控制板，其中：

所述主控与远程控制板完成电动执行机构内部与外部包括阀位信息和转矩信息的处理；

所述阀位检测板的电路为霍尔增量编码器，或者是磁电式绝对编码器；

所述转矩检测板为双通道电子电路检测板，或者采用双通道恒弹性差分应变技术检测板。

优选的，所述双通道弹性差分应变技术检测板，采用在弹性体上面贴电阻应变片的方式，通过蜗杆的蹿动，在弹性体上就会发生弹性形变，经过电桥电路，把形变量转换成电压信号，再经过安装在弹性体上的转矩电路板上的仪表放大器对这个微弱的电压信号进行放大，采用提高共模抑制比的INA118元件。

优选的，所述霍尔增量编码器对阀位脉冲的上升沿和下降沿均进行计数，从而测量电机转速n变化。

附图说明

下面参照附图结合实施例对本发明作进一步的描述。

图1是乘法原理框图。

图2是脉冲调制PWM的原理图。

图3是乘法器电路原理框图。

图4是实用乘法器电路图。

图5是乘法器各点波形图。

图6是电动执行机构的具体的实现电路框图。

图7是磁通信号模拟电路图。

图8星形接法电机电路图。

图9是转矩与速度关系图。

图10是电网电压测量电路图。

图11是交流信号V1的波形图。

图12是交流信号V2的波形图。

图13是交流信号V3的波形图。

图14是交流信号V2’的波形图。

图15是交流信号V3’的波形图。

图16是交流信号V4的波形图。

图17是交流信号V5的波形图。

图18是交流信号V6的波形图。

图19是转矩板电路原理图。

图20是转矩板电路图框图。

图21为弹性体结构主视图截面图。

图22为弹性体结构侧视图截面图。

图23为传感器结构主视图截面图。

图24为传感器结构侧视图截面图。

图25为多回转电动执行器行程逻辑图。

图26为执行机构的接触器电路图。

图27为本实用新型霍尔增量编码器的程序框图。

图28为电动执行机构的控制系统方框图。

图29为总线控制板的原理框图。

具体实施方式

一、采用双通道电子电路实现转矩测量：

根据T＝K*I₂*Φ₁*cosθ₂进行扭矩保护：

1.乘法原理：

利用脉冲宽度调制(PWM)实现乘法运算也叫时间分割乘法运算，它结合脉冲宽度与幅度的调制实现两个模拟信号的相乘。

图1是实现乘法运算的原理框图。脉宽调制器输出的脉冲信号周期T固定不变，但脉冲宽度T₁受模拟信号e_y调制。受e_y调制的脉宽调制波控制开关K的动作。

在T₁期间开关K接通模拟信号e_x，在T2＝T-T1期间，开关K接通-e_x。因此有：

根据(1)式，可将e_i看成是两个采样过程的叠加。设两个矩形脉冲序列P1(t)和P2(t)分别为：

则有：

e_x(t)＝p₁(t)e_x(t)-p₂(t)e_x(t)＝e_x(t)[p₁(t)-p₂(t)] (2)

设e_x(t)的付立叶变换为E_x(jw)，根据假矩形脉冲序列的付立叶变换和信号分析理论可得e_i(t)的付立叶变换E_i(jw)为：

E_{i} (jw) = \frac{T_{1}}{T} Σ_{n = - \infty}^{\infty} S_{a} (\frac{nπ T_{1}}{T}) E_{x} [j (w - n \frac{2 π}{T})] - \frac{T_{2}}{T} Σ_{n = - \infty}^{\infty} S_{a} (\frac{nπ T_{2}}{T}) E_{x} [j (w - n \frac{2 π}{T})]

= \frac{1}{T} Σ_{n = - \infty}^{\infty} [T_{1} S_{a} (\frac{nπ T_{1}}{T}) - T_{2} S_{a} (\frac{nπ T_{2}}{T})] E_{X} [j (w - n \frac{2 π}{T})] - - - (3)

e_i(t)通过低通滤波器后输出的低频分量即为n＝0时的E_i(jw)值，也就是e₀(t)的频谱函数E₀(jw)

E_{0} (jw) = \frac{T_{1} - T_{2}}{T} E_{x} (jw) = \frac{ΔT}{T} E_{x} (jw) - - - (4)

式中ΔT＝T1-T2。将(4)式变换到时域有：

e_{0} (t) = \frac{ΔT}{T} e_{x} (t)

(5)

依据采样定理，只要e_x(t)的最高频率

E_i(jw)通过截止频率为f_x的理想低通滤波器即可得到e₀(t)。

e₀(t)的表达式(5)式说明，e₀(t)为ΔT与e₀(t)为ΔT与e_x(t)的乘积。如果ΔT受e_y(t)调制，或者说ΔT与e_y(t)成正比，则e₀(t)就成为e_y(t)与e_x(t)的乘积。若e_y(t)是常数，则ΔT也是常数。若e_y(t)不是常数，则ΔT也不是常数，从而导致频谱E_i(jw)也会随ΔT而改变。但由信号分析理论知，当周期T不变，而周期T不变，而ΔT发生变化时，E_i(jw)的变化除改变n＝0时的E_i(jw)幅度外，不会改变n＝0时的E_i(jw)的频谱，因此(5)式也适用于ΔT变化的情况。

E_y(1)与ΔT的关系基于脉冲宽度调制(PWM)原理。图2为脉冲调制PWM的原理图。其中锯齿波e_w(t)为：

e_{w} (t) = Σ_{n = - \infty}^{\infty} [\frac{2 E_{w}}{T} (t - nT) - E_{w}] - - - (6)

式中T为锯齿波e_w(t)的周期，E_w为e_w(t)的正峰值。

设e_y(t)在一个周期T内是单调的，且有{max|e_y(t)|}＜E_w。在一个周期内，e_y(t)与e_w(t)的相交点决定了T1的宽度。求e_w(t)与n＝0处的e_w(t)的相交点为：

e_{y} (t) = \frac{2 E_{w}}{T} t - E_{w}

由此解得：

从而有：

T_{1} = \frac{e_{y} (T_{1}) + E_{w}}{2 E_{w}} T - - - (7)

由于T2＝T-T1，则

ΔT = T_{1} - T_{2} = 2 T_{1} - T = \frac{e_{y} (T_{1})}{E_{w}} T - - - (8)

(8)式说明，ΔT完全e_y(t)在T1时刻的值所决定。如果e_y(t)的频率e_y远小于锯齿波频率

则可认为在T时间内有e_y(t)＝e_y(T₁)这样(5)式可写成：

e_{0} (t) = \frac{1}{E_{w}} e_{y} (t) e_{x} (t) - - - (9)

由上述的分析过程可以看出，此乘法原理可以构成四象限乘法器。

公式(9)的适用条件是：e_x(t)的频率 e_y(t)的频率

经过的低通滤波器是截止频率为f_x的理想低通滤波器。由于实际中理想低通滤波器不存在，故

的条件应根据实际低通滤波器的特性加以修改，以保证e_x(t)信号完整的通过。

条件决定了乘法运算的精度。若f_y＝0，则e_y(t)＝E_y为常数，此时(9)式无乘积误差。若f_y≠0，则会存在乘积误差，但f_y与

的比值越小，则乘积误差越小。这一点可以通过提高

来达到。

需要说明的是，PWM调制用三角波来实现是完全一样的，只是(9)式应修改为：

e_{0} (t) = \frac{2}{E_{w}} e_{y} (t) e_{x} (t) - - - (10)

2.电路实现

根据上述乘积原理，电路实现的结构可由图3的框图来描述。e_y(t)与锯齿波或三角波进行比较，比较器的输出即PWM调制脉冲波，周期为T，在T1期间，K1闭合而K2断开；在T2期间，K1断开而K2闭合。依据运算放大器的工作原理，得e_i(t)的表达式为：

即有：

经过二阶低通滤波器后可得到(9)式或(10)式。

由框图3及原理，若用模拟开关4066来实现K1和K2，低通滤波器采用有源二阶型电路，三角波发生器采用通用的振荡电路，则可得到一种实用的乘法器电路如图4所示。

图中U1为双电压比较器LM393，U2为四模拟开关CD4066，U3为双宽带运放LF535，U4为单运放LM741，Q1为NPN三极管9013，Z1和Z2是3V稳压二极管1N4728/1W，D1～D4是开关二极管1N4148。

U2A和U2B构成图3中得开关K1，U2C和U2D构成图3中的开关K2，U3B为图3中得运算放大器，U1A为图3中电压比较器，U4及外围电路构成图3中的低通滤波器。而U3A和U1B则构成图3中的三角波发生器。

三角波发生器输出的三角波频率约为10KHz，正峰值和负峰值分别为3V和-3V。此三角波进入电压比较器U1A的负输入端。调制信号e_x(t)进入U1A的正输入端。

在e_y(t)的调制下，U1A的输出周期为

脉宽随e_y(t)变化的PWM脉冲波。此PWM信号一方面直接控制由U2A和U2B构成夫人开关K1的通断，另一方面经Q1反相后控制由U2C和U2D构成的开关K2的通断。这样，e_x(t)被时间分割后通过U3B形成e_i(t)信号。此信号经过低通滤波器后得到二者相乘的低频分量e₀(t)信号。作为一种特殊应用，若e_x(t)、e_y(t)分别是交流电压和交流电流，则e₀(t)可实现有功功率和功率因数的测量。假设e_x(t)＝E_xCOSwt，e_y(t)＝E_yCOS(wt+a)，二者之乘积为若频率f为50Hz，图4中三角波频率为10KHz，满足50Hz＜＜10KHz条件，且图4中的低通滤波器的截止频率约为2Hz，则

为有功功率，COSa为功率因数。

图4中有关节点的波形如图5所示，e_x(t)、e_y(t)均为正弦波信号，但频率不相同。此波形图可以加深对图4电路工作原理的理解。需要说明的是：e_x(t)的正负最大值不能超过U3A的线性动态范围，e_y(t)的正负最大值必须在[-3V，3V]范围内，否则乘法运算结果将出现较大误差。

该乘法电路已在电动执行机构扭矩系统中采用，并经过了几年的实际运行，工作一直稳定可靠，运算精度优于10％，不失为一种实用电路。

在电动执行机构的实际运用中，我们发现，执行器打开和关闭两个方向，以前的电动执行机构厂家采用同一个电路对转矩进行测量，由于零点和增益是相同的，结果两个方向的转矩保护并不相同。这样，我们在开发中，使用了双通道的电路，这样两个方向的零点和增益可以单独调整，比以前单个通道测量转矩时方便了很多，大大提高了生产效率。

我们电动执行机构的具体的实现电路框图如图6所示。

由于信号调理电路采用两个单独的通道，可以获得正反转动两个方向的不同零点和增益，所以可以得到正反转的两个转矩测量信号，避免了由于其它原因造成的负载相同而由于一个测量通道带来的调试不方便和转矩保护的不可靠。信号调理电路主要为限制进行单片机AD输入前的限幅和放大，整形，滤波等等。

实际运用中，对电机的磁通信号，当是三角形接法时，不好找磁通信号，这样，就必须用电路模拟出一个磁通信号，见图7。

对星形接法的电机，接线如图8。

电机学公式告诉我们：

T＝9550错误！未找到引用源。＝9550错误！未找到引用源。

以上时间分割乘法器计算出来是P，而实际的扭矩T还与电机的转速n有关系，见图9。

(1)电机转速n变化带来测量误差的解决方法：

对转速的测量，我们可以通过单位时间内对阀位脉冲的计数来实现。通过试验的方法，测得不同转速时的脉冲计数值，存储在E²PROM或铁电存储器中。而在测量转矩的过程中，由于负载变化引起转速变化时，可以从存储在E²PROM或铁电存储器中数值，得出当前的转速变化情况，从而实现对转矩结果的修正。

在实际中，见图9所示，转矩T从0变化到额定转矩TN时，速度n的变化并不是很大。如果不需要对转矩值要求很高的精度，可以通过在程序中，设置转矩保护值的范围为额定转矩的30％～100％来实现转矩保护的近似处理，而不再考虑转速的影响。

(2)电网波动带来测量误差的解决方法：

以380VAC为标称电压，此时的扭矩值为T0，当电网电压为U(即340VAC，360VAC，400VAC，420VAC等等)时，扭矩值为T，则应该有下式：

T＝T0+a(U-380)………………………………………….(11)

采用最小二乘法，令

L = \frac{1}{n} Σ_{i = 1}^{n} {[T_{0 i} + a (U_{i} - 380) - T_{i}]}^{2} . . . (12)

式(12)即为任意电压下的扭矩值的均方差值，为了使其最小，应有：

\frac{&PartialD; L}{&PartialD; a} = \frac{2}{n} Σ_{i = 1}^{n} [T_{0 i} + a (U_{i} - 380) - T_{i}] (U_{i} - 380) = 0,

由此可以推得下式：

a＝错误！未找到引用源。…………………………………………………..(13)

通过调压器调节三相电压，比如340VAC、360VAC、380VAC、400VAC、420VAC等，通过试验的方法，可以获得n个测量值Ti、Ui，其中Ui为调压器给执行机构的给定电压值，Ti为扭矩测试台测量出的显示值，按照公式(13)，便可以计算出系数a。在执行机构打开与关闭两个方向分别计算出系数a’和a”，在程序中，可以使用表格的形式，根据电路测量出的电网电压的数值对存储的表格数据进行查询，便可以得到两个单独的系数a’和a”。再根据公式(11)便可以计算出不同电压下的扭矩值T，从而解决了电网电压波动对测量带来的误差。

而测量电网电压的方法如图9所示，具体步骤是：

①380VAC经过变压器T1得到3VAC的交流信号V1，波形如图10：

②V1经过运算放大器U1A输出信号V2(波形如图11)。运算放大器U1A是个电压跟随器，由于电压跟随器的输入阻抗很高，输出阻抗很低，可以避免上级电路影响下级电路。

③信号V2分成两路，一路经过运放U1B和二极管的半波整流后输出信号V3(波形如图12)。另一路经R3。这两路信号和运算放大器U1C构成反向加法运算电路。

④设信号V2经R3在运算放大器U1C单独作用输出信号V2′(波形如图13)，其值：V2′＝-R3/R5*V2＝-V2

⑤设信号V3经R3在运算放大器U1C单独作用输出信号V3′(波形如图14)，其值：V3′＝-R4/R5*V3＝-2V3

⑥V3′和V2′叠加，则在运算放大器U1C的输出端输出信号V4(波形如图15)

⑦信号V4经过运放U1D输出正向的脉动电压信号V5(波形如图16)。W1是调零电位器，可以校正运算放大器的零点漂移现象。W2是调满度电位器，经过调节电路送到AD转换器可以得到比较精确的值。

⑧电信号V5(波形图如图17)经过R8和E1的阻容滤波后得到平滑的直流电压V6(波形如图18)，接入A/D进行测量。

二、采用双通道恒弹性差分应变技术实现转矩检测

采用恒弹性差分应变技术对执行机构的扭矩进行检测，可靠性很好，重复性好。具有信号稳定、不受电网频率、电压等波动影响，检测速度快、准确，可以不间断地检测执行机构运行或者停止时受到的转矩的大小，从而具有快速、准确地保护阀门的优点。弹性体上面的电气线路见图19和转矩板电路框图20。

我们采用在弹性体上面贴电阻应变片的方式，通过蜗杆的蹿动，在弹性体上就会发生弹性形变，经过电桥电路，把这个形变量转换成电压信号，再经过安装在弹性体上的转矩电路板1上的仪表放大器对这个微弱的电压信号进行放大，采用INA118可以提高共模抑制比。

由于正反转两个方向出来的转矩信号VI(由转矩板电路图19中获得)，一个方向变大，一个方向变小，所以需要两个通道对转矩信号分别进行处理。VI转矩信号分别有两个单独的信号通道，这样有利于独立地调整正反两个方向的转矩信号的零点和增益，再经过运放构成的上、下限幅电路，再经过运放构成的电压跟随器(这样有利于提高带负载能力)，最后到单片机的两个A/D管脚进行采集。

弹性体上面贴的应变计是具有特殊性能的应变计，我们选用的是中航电测的产品，其疲劳寿命可以达到≥1M，并且具有以下特性：

①温度自补偿：

当环境温度发生变化时，一般电阻应变计的电阻值也将随之改变(指示应变)，这种变化称为热输出。热输出是由于应变计敏感栅材料的电阻温度系数和敏感栅材料以及被测试件材料之间的线膨胀系数的差异共同作用、迭加产生的结果，可由以下公式表示：εt＝[(αg/k)*(βs-βg)]*Δt式中αg、βg分别为应变计敏感栅材料的电阻温度系数和线膨胀系数，K为应变计的灵敏系数，βs为试件的线膨胀系数，Δt为偏离参考温度的相对温度变化量。热输出是静态应变测量中最大的误差源，并且热输出分散也会随着热输出值的增大而增大。在测试环境存在温度梯度或瞬变时，这种差异就更大。因此，理想的情况是应变计的热输出值趋于零。为了解决这个问题，我们选用的是中航电测的通用应变计BA系列，聚酰亚胺基底，康铜箔制成，全密封结构，可温度自补偿，延伸率高，耐湿热性好，电阻绝缘性能好，使用温度范围宽，适用于150℃以内的精密应力分析。通过调整应变计敏感栅材料的合金成分配比、改变冷扎成型压缩率以及适当的热处理，可以使敏感栅材料的内部晶体结构重新组合，改变其电阻温度系数，从而使应变计的热输出值趋于零，实现对弹性体的温度自补偿功能，满足高精度应力分析和传感器生产的要求，而我们选用的电阻应变计为BA350-2AA150(11)，接线端子DTB3-G1，用于合金钢、马氏体不锈钢和沉淀硬化型不锈钢材料(线膨胀系数典型值为0.0000113/℃)，属于康铜自补偿应变计，其在+20～+250℃温度范围内，其热输出很小，可以忽略。而电机温度由于内部具有两只温度开关，135℃左右时可以自动断开电机的控制信号，从而使电机的温度不会超过135℃左右，故可以实现其热输出忽略不计的目的。

②弹性模量自补偿

材料的弹性模量一般随环境温度的升高而下降。根据虎克定律，在载荷不变的情况下，随着环境温度的升高构件的变形量将增大，因而应变计所检测的应变也随之增加。这时，如果应变计的灵敏系数能随温度升高而适当降低，将使应变计的输出不随温度改变，从而实现弹性模量补偿，这类应变计称为弹性模量自补偿应变计。弹性模量自补偿应变计能起到普通应变计和弹性模量补偿电阻器的共同作用，将自动消除传感器因弹性模量随温度变化所造成的灵敏度误差。如果弹性模量自补偿应变计与弹性体材料良好匹配，则传感器温度漂移可优于0.002％FS/℃。它与目前常用的串联弹性模量补偿电阻器降低供桥电压的方法相比，具有补偿精度高、稳定性好、灵敏度高20～30％、传感器制造工艺简单、成本低等优点。但单纯的弹性模量自补偿应变计热输出值较大，致使传感器零点温度漂移较大，限制了传感器精度的进一步提高。故我们选用的中航电测的温度自补偿与弹性模量自补偿兼顾型应变计，较好地解决了这一问题。弹性模量自补偿应变计必须与弹性体材料相匹配才能取得比较满意的补偿效果。选用时，一般应根据至少5套传感器的实测数据选择所匹配的应变计。

③蠕变自补偿

传感器弹性元件因其材料的滞弹性效应而存在固有微蠕变特性，表现为传感器的输出随时间增加而增加(正蠕变)。电阻应变计的基底和贴片用粘结剂具有一定的粘弹性，使应变计的输出随时间的增加而减少；而敏感栅材料存在滞弹性效应使应变计输出随时间的增加而增加，迭加的结果是应变计在承受固定载荷时呈现或正或负的蠕变特性，其方向和数值可以通过改进敏感栅结构设计、基底材料配比及关键工艺参数加以调节。在弹性体确定后选择蠕变与弹性体固有蠕变数值相等但方向相反的应变计，就能对弹性体本身的不完善性进行补偿。同理，对传感器制造过程中其他因素引入的蠕变误差也可以用此方法进行调整，并把传感器的综合蠕变数值控制在最小范围内。首次使用时，可选用一种或两种蠕变相差较大(不同蠕变标号)的应变计粘贴在弹性体上，根据实测的综合蠕变大小和方向最终确定与传感器相匹配的蠕变标号。由于我们选用的应变计采用聚酰亚胺基底，蠕变滞后小。

弹性体结构图见图21和图22，传感器的结构图参见图23和图24。

三、霍尔增量编码器缺点解决方法：

现有技术中，采用霍尔增量编码器，但是，在实际使用的过程中，我们发现，这些厂家的电动执行机构在上电后，第一次启动的瞬间，经常会出现开关指令与实际的电动执行机构开关刚好相反的现象。即旋钮或者远程给的是打开阀门的指令，但是电动执行机构却是驱动阀门往关闭方向动作，当闸阀或者截止阀已经处于严密的全关位置的时候，很显然，这样的缺点是无法忍受的，必然会造成阀门的阀杆被顶弯的故障。

而我们SGE的霍尔增量编码器不存在这样的缺点。

这样的缺陷，是由于这些厂家的控制电机运行的正反接触器的逻辑有缺陷造成的。而我们SGE的逻辑处理的很好，在出厂调试之前就已经处理好，出厂后，不会再出现这样的故障。具体分析如下：

输出轴转动1圈，反馈轴转动4圈，我们对阀位脉冲的上升沿和下降沿都计数，从而反馈轴转动1圈，可以产生8个脉冲，这样输出轴转动1圈，可以产生32个脉冲。这样做，可以使输出轴转动的角度的分辨率达到11.25°，倘若需要更高的分辨率，可以把这两路脉冲信号进行倍频处理。而输出轴最大转动圈数可以达到2040圈或者以上，这就意味着，多回转电动执行器的行程可以做得很长。见图25。

比如关闭方向是“顺时针”：当阀位脉冲A的上升沿到来时，对应于阀位脉冲B的低电平“0”；当B的上升沿到来时，对应于A的高电平“1”；而A的下降沿到来时，对应B的高电平“1”；最后B的下降沿到来时，对应于A的低电平“0”。而当关闭方向是“逆时针”运行时，A、B脉冲波形由C、D代替。通过对阀位脉冲的计数，还可以知道执行器转动的方向与接受开/关指令后执行器实际转动的方向是否一致。倘若不一致，执行机构就会显示“方向错误”，或者“加错误”/“减错误”的报警信息。

然而，很多厂家在对阀位脉冲进行处理时，与下面的逻辑关系没有配合好，就会出现上电后，给“打开”指令，但执行机构会先关闭一下，发觉自己出错地往“关闭”方向运行以后，然后停止动作，最后才往正确的方向动作。

而执行机构的接触器如图26所示。

而到底是KM1吸合，还是KM2吸合，这跟很多因素有关系，分析如下：首先，设置一个标识单元ACTION，程序框图如图27：

比如，电动执行机构是执行的“就地开”操作，结合“图25”和“程序框图27”，当关闭方向为顺时针时，如果根据相序，关闭方向等判断出来，是KM1接通，假设这时的阀位脉冲的逻辑如图25中的顺时针一致，我们认为是正确地执行了指令，但是，如果脉冲逻辑，是图25中的逆时针一致，则此时电动执行机构就会给出报警提示“加错误”，相反地，就会给出“减错误”的报警信息。这样，我们就可以在调试过程中，把控制接触器的控制线进行交换，这样就可以避免出现“加错误”或者“减错误”，从而不会再出现给电动执行机构打开指令而电动执行机构会往关闭方向动作的错误。

图28为电动执行机构的控制系统方框图。

四、现场总线控制卡

本控制系统还包括一个现场总线控制卡(从站)，根据客户所需的不同总线需求，我们安装上去的现场总线卡是不同的。现场总线卡与主控板的连接，依靠主控板上的单片机的SPI接口进行通信，而现场总线卡上的单片机完成FCS控制系统(主站)发出的总线控制命令，并且把主控板上面的单片机检测到的电动执行机构的实时状态以及历史运行参数反馈到FCS控制系统。我们现在开发的只有PROFIBUS-DP现场总线，总线控制板的原理框图见图29：

图29中，主板指的是电动执行机构的主板，从站由DP卡和执行机构主板构成。DP卡主要包括一块单片机AT89C51(完成电动执行机构主板与SPC3之间传递数据的作用)，一块SPC3(完成把主站传送来的数据拆包，送往单片机AT89C51，并同时把单片机AT89C51送来的数据打包后传送给主站)，一块带光电隔离的IL485芯片。同时，我们也保留了远程开关量和模拟量控制的功能，以便用户选择使用。我们设计为远程模拟量控制功能具有最高的优先权，而当既有远程开关量、又有DP卡时，使用菜单中的“辅助控制”进行优先权选择，当“辅助控制”设置为“允许”时，远程开关量的优先权大于DP卡的优先权。否则，就是DP卡起作用。

通信主要包括两个部分，主站与DP卡和DP卡与主板。主站与DP卡采用主从方式通讯。在上电后对单片机和SPC3都进行了初始化，之后程序进入主循环，主循环主要是从站和主站进行数据交换，诊断变化的处理。DP卡与主板之间通过串口进行通信。DP卡或者主板在发送报文前，要先送握手信号，并且在报文发送过程中，握手信号一直有效，一直到报文发送完毕才撤除握手信号。DP卡送给主板的握手信号为高电平有效，主板送给DP卡的握手信号为低电平有效。软件实现4个功能，协议功能如表2所示。

1号功能(F1)为参数报文的发送与响应；2号功能(F2)为地址的发送与响应，这2个报文是通过中断子程序处理进入报文数据交换子程序。3号功能(F3)为动作命令的发送与响应；4号功能(F4)为状态发送与响应，这2个数据的传输都在主循环程序中用查询中断进入数据交换子程序。

表1

本发明主要针对电动机构的控制系统所进行的改进，以上所述仅为本发明较佳实施例而已，非因此即局限本发明的专利范围，故举凡用本发明说明书及图式内容所为的简易变化及等效变换，均应包含于本发明的专利范围内。

Claims

1.一种电动执行机构的控制系统，包括：主控与远程控制板、模拟控制板、阀位检测板、转矩检测板，其特征在于：

2.根据权利要求1所述电动执行机构的控制系统，其特征在于：所述双通道弹性差分应变技术检测板，采用在弹性体上面贴电阻应变片的方式，通过蜗杆的蹿动，在弹性体上就会发生弹性形变，经过电桥电路，把形变量转换成电压信号，再经过安装在弹性体上的转矩电路板上的仪表放大器对这个微弱的电压信号进行放大，采用提高共模抑制比的INA118元件。

3.根据权利要求1所述电动执行机构的控制系统，其特征在于：所述霍尔增量编码器对阀位脉冲的上升沿和下降沿均进行计数，从而测量电机转速n变化。

4.根据权利要求1所述电动执行机构的控制系统，其特征在于：所述控制系统进一步包括现场总线卡，其与所述主控与远程控制板连接，依靠主控板上的单片机的SPI接口进行通信，而现场总线卡上的单片机完成接收FCS控制系统发出的总线控制命令，并且把主控板上面的单片机检测到的电动执行机构的实时状态以及历史运行参数反馈到FCS控制系统。