CN102868487A - 基于物理层网络编码的非同步叠加信号解码系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明一种基于物理层网络编码的非同步叠加信号解码系统及方法，属于无线中继通信技术领域，该系统包括信道模块、三个无线电设备，其中两个无线电设备作为两个源节点，另一个无线电设备作为中继节点，上述两个源节点通过中继节点进行无线通信，所述中继节点采用物理层网络编码中继方式；所述两个源节点包括信号源模块、信道编码模块、调制模块、解调模块和减法模块；所述的中继节点包括相干解调器模块、判决模块、信道解码模块和调制模块；本发明全面地考虑了非同步情况，误码率性能和计算复杂度，更适用于在实际平台中对非同步叠加信号进行解码，从而更有利于物理层网络编码的实现。

Description

基于物理层网络编码的非同步叠加信号解码系统及方法

技术领域

本发明属于无线中继通信技术领域，特别是涉及一种基于物理层网络编码的非同步叠加信号解码系统及方法。

背景技术

在无线中继通信领域中，网络编码（Network Coding,NC）是一种融合编码和路由的信息交换技术，在传统存储转发的路由方法基础上，通过允许对接收的多个数据包进行编码信息融合，增加单次传输的信息量，提高网络整体性能。2000年NC的概念一经提出便引起了国际学术界的广泛关注，其理论和应用已成为通信领域研究的新热点。NC在提高网络吞吐量、改善负载均衡、减小传输延迟、节省节点能耗、增强网络稳定性等方面均显示出其优越性，可广泛应用于Ad Hoc网络，传感器网络、P2P内容分发、分布式文件存储和网络安全等领域。

其中，物理层网络编码(Physical-layer network coding,PNC)更进一步地提高了吞吐量。它的原理是在物理层根据电磁波的叠加原理使中继节点接收到的是两个源节点数据包叠加的结果，然后中继节点对叠加的数据包进行解码去掉噪声，调制，广播给两个源节点，这样能够进一步降低中继通信所需时间，因此更进一步提高吞吐量。

物理层网络编码的实现需要精确同步，即中继节点和源节点之间的载波频率同步、载波相位同步和码元同步，否则解码时误码率将会非常大，但是精确同步在硬件上实现比较困难。

在物理层网络编码的实现过程中，达到上述的完全同步是不可能的。因此在非同步的情况下，只有研究叠加信号解码机制，使解码误码率更低，才有可能在非同步情况下实现物理层网络编码。信道编码具有纠错功能，因此在解码算法的基础上加入信道编码能够进一步降低解码误码率。

当前，已经有一些关于物理层网络编码中叠加信号解码方面的研究成果。例如利用星座图、信道编码等方法来解调叠加信号，结果较好。但这些方案一部分是假设完全同步下的叠加信号解码算法，还有一部分能够很好的解决相对载波相位偏移带来的误码率增加问题，但是无法克服码元偏移带来的误码率增加问题，而且这些方法都比较复杂或实现比较困难。在结合信道编码和解码算法时，有几种不同的结合方法，但是这些结合方法不能够平衡复杂度和误码率性能。

可见，目前很少有将非同步、算法复杂度和误码率性能这三个问题整体结合考虑，都只是部分考虑的。

发明内容

针对现有技术存在的缺点，本发明提出一种基于物理层网络编码的非同步叠加信号解码系统及方法，以达到在非同步的情况下降低误码率、降低计算复杂度的目的。

一种基于物理层网络编码的非同步叠加信号解码系统，该系统包括信道模块、三个无线电设备，其中两个无线电设备作为两个源节点，另一个无线电设备作为中继节点，上述两个源节点通过中继节点进行无线通信，所述中继节点采用物理层网络编码中继方式；

所述两个源节点包括信号源模块、信道编码模块、调制模块、解调模块和减法模块；所述的中继节点包括相干解调器模块、判决模块、信道解码模块和调制模块；其中：

相干解调器模块：用于对两个源节点发送的非同步叠加的信号进行相干解调；所述的相干解调器模块包括乘法模块和积分模块，所述积分模块用于检测信号非同步叠加时的码元偏移量，并对一个码元周期中的码元偏移部分和叠加部分分别积分，得到基带信号；

判决模块：用于对码元偏移量与码元偏移门限值进行比较，进而确定是采用最大似然判决算法还是基于置信传播的最大似然判决算法对基带信号判决为比特0或1；

信道解码模块：用于对判决后的0和1比特序列进行信道解码；

调制模块：用于对信道解码后的0和1比特序列进行调制并发送。

采用基于物理层网络编码的非同步叠加信号解码系统进行解码的方法，包括以下步骤：

步骤1、设置两个作为源节点的无线电设备采用相同的信道编码方式以及相同的调制方式同时向作为中继节点的无线电设备发送信号，上述信号在作为中继节点的无线电设备处叠加；

步骤2、采用作为中继节点的无线电设备中的相干解码器对接收的叠加信号进行解调，得到基带信号；所述叠加信号可为非同步叠加信号，即叠加的两个信号载波相位不同或因码元偏移造成的不对齐叠加；

步骤3、采用判决模块对积分模块检测到得码元偏移量与码元偏移门限值比较；所述的码元偏移门限值按如下方法确定：

采用最大似然判决算法或基于置信传播的最大似然判决算法计算出历史数据中基带信号判决为0或1的似然概率，再利用最大似然准则判决，即将每个基带信号判决为比特0或1，根据判决结果计算误码率，根据所得误码率得出两种算法的码元偏移量与误码率曲线，两条曲线的交点即为码元偏移门限值；

步骤4、若实时检测的码元偏移量大于门限值，则执行步骤5；若实时检测码元偏移量小于门限值，则执行步骤6；

步骤5、采用基于置信传播的最大似然判决算法将基带信号判决为比特0或1；

步骤6、采用最大似然判决算法将基带信号判决为比特0或1；

步骤7、信道解码模块对判决后的0和1比特序列进行信道解码；

步骤8、作为中继节点的无线电设备将解码后的叠加信号广播给作为源节点的两个无线电设备，作为源节点的两个无线电设备将接收到的叠加信号与自身信号相减，得到对方要发送的信号；

步骤9、结束。

步骤3中所述的码元偏移门限值的取值范围为0.26～0.32倍码元周期。

本发明优点：

本发明全面地考虑了非同步情况，误码率性能和计算复杂度，更适用于在实际平台中对非同步叠加信号进行解码，从而更有利于物理层网络编码的实现。

附图说明

图1为本发明一种实施例物理层网络编码中加入信道编码的系统框图；

图2为本发明一种实施例基于物理层网络编码的非同步叠加信号解码方法流程图；

图3为本发明一种实施例物理层网络编码的原理图；

图4为本发明中码元偏移示意图；

图5为本发明中改进的相干解调器框图；

图6为本发明中置信传播算法的原理图；

图7为本发明中基于置信传播算法的似然概率前向传播模型；

图8为本发明中基于置信传播算法的似然概率反向传播模型；

图9为本发明的计算每个码元周期1-Δ部分收敛的似然概率示意图；

图10为本发明中两种算法在码元偏移为0.1，相位偏移为0时的信噪比与误码率曲线图；

图11为本发明中两种算法在码元偏移为0.1，相位偏移为π/2时的信噪比与误码率曲线图；

图12为本发明中两种算法在码元偏移为0.5，相位偏移为0时的信噪比与误码率曲线图；

图13为本发明中两种算法在码元偏移为0.5，相位偏移为π/2时的信噪比与误码率曲线图；

图14为本发明中信噪比为4dB,两种算法随码元偏移量变化的信噪比与误码率曲线图；

图15为本发明中ML算法加入信道编码与否的信噪比与误码率曲线图；

图16为本发明中ML-BP算法加入信道编码与否的信噪比与误码率曲线图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明实施例做进一步说明。

如图1所示，一种基于物理层网络编码的非同步叠加信号解码系统，该系统包括信道模块（本实施例采用Additive White Gaussian Noise,AWGN,加性高斯白噪声模块）、三个无线电设备，该无线电设备可以为手机、电脑或者其他无线电设备，其中两个无线电设备作为两个源节点A、B，另一个无线电设备作为中继节点R，上述两个源节点通过中继节点进行无线通信，所述中继节点采用物理层网络编码中继方式；

所述两个源节点包括信号源模块、信道编码模块、调制模块（本实施例采用Binary PhaseShift Keying,二进制移相键控调制方式）、解调模块和减法模块；所述的中继节点包括相干解调器模块、判决模块、信道解码模块和调制模块；其中：

相干解调器模块：用于对两个源节点发送的非同步叠加的信号进行相干解调；所述的相干解调器模块包括乘法模块和积分模块，所述积分模块用于检测信号非同步叠加时的码元偏移量，并对一个码元周期中的码元偏移部分和叠加部分分别积分，得到基带信号；

判决模块：用于对码元偏移量与码元偏移门限值进行比较，进而确定是采用最大似然判决算法（Maximum Likelihood，ML）还是基于置信传播的最大似然判决算法（MaximumLikelihood based on Belief Propagation，ML-BP）对基带信号判决为比特0或1；

信道解码模块：用于对判决后的0和1比特序列进行信道解码；

调制模块：用于对信道解码后的0和1比特序列进行调制并发送。

采用基于物理层网络编码的非同步叠加信号解码系统进行解码的方法，如图2所示，包括以下步骤：

步骤1、设置两个作为源节点的无线电设备A、B采用相同的信道编码方式以及相同的调制方式同时向作为中继节点的无线电设备R发送信号，上述信号在作为中继节点的无线电设备R处叠加；

如图3所示，建立基于物理层网络编码的非同步叠加信号解码系统，包括作为源节点的两个无线电设备A、B和作为中继节点的一个无线电设备R，第一源节点和第二源节点发送的码元序列s_A和s_B采用相同的信道编码(本发明为卷积码信道编码为例)后分别变为x_A和x_B，并以相同的调制方式同时向中继节点发送数据包，上述数据包在中继节点R处叠加；

这个过程中存在的非同步情况：

由于是无线传输，A、B源节点和中继节点R的本地振荡器产生的载波无法保证频率和相位的完全同步，而且信道环境不同也会导致相位偏移。若A和B的本地振荡器无法做到同步，则即使中继节点R对接收到的信号可以实现无误差的锁相时，但也只能锁定其中一个载波的频率和相位，因此会产生相对的频率偏移和相位偏移；又因为源节点A和B的码元时钟无法做到同步，那么在中继节点处会出现不对齐叠加，在本发明实施例中，如图4所示，在一个码元周期内，会错开Δ部分；由于频率偏移在时间上的积分等效为相位偏移，那么非同步情况可以只考虑相对相位偏移和码元偏移；

步骤2、采用作为中继节点的无线电设备R中的相干解码器对接收的叠加信号进行解调，得到基带信号；所述叠加信号可为非同步叠加信号，即叠加的两个信号载波相位不同或因码元偏移造成的不对齐叠加；

中继节点接收到的叠加信号，如公式（1）所示：

其中：y_R(t)：中继节点接收到的叠加信号；

S_A：码元序列x_A经调制后的符号序列；

S_B：码元序列x_B经调制后的符号序列；

N：源节点发送的码元序列长度；

w：源节点的载波频率；

p(t)：矩形脉冲函数；

T_S：矩形脉冲周期；

叠加的两个信号相对相位偏移；

Δ：叠加的两个信号码元偏移量与码元长度的比例，取值范围为（0,1）；

W(t)：高斯白噪声，其均值为0，方差为σ²；

n：变量，取值范围为[1,N]

t：时间变量。

本发明实施例中信道模型采用高斯白噪声信道模型，两个源节点A、B发送的0和1码元序列都是等概率发送的；发送的信号以复信号的实部为例；采用的调制方式为BPSK（BinaryPhase Shift Keying,二进制相移键控），即码元0和1经过调制分别变为符号1和-1。

中继节点中改进的相干解调器模块的系统框图如图5所示，叠加的高频信号y_R(t)经过乘法器后，再利用公式（2）～（6）对一个码元周期中的Δ部分和1-Δ部分分别积分，得到基带信号。对于码元长度为N的码元序列，积分之后会得到2N+1个基带信号。

利用公式（2）～（6）得到每个码元周期中Δ部分和1-Δ部分的积分结果，其中n=1,2，...,N.

（2）

其中：y_R[2n-1]：每个码元周期中对Δ部分进行积分得出的基带信号；

（3）

其中：y_R[2n]：每个码元周期中对1-Δ部分进行积分得出的基带信号；

（4）

其中：y_R[2N+1]：最后一个码元周期中对Δ部分进行积分得出的基带信号；

由高斯白噪声的性质

$\frac{1}{\mathrm{\Δ}}{\∫}_{n-1}^{n-1+\mathrm{\Δ}}\cos \left(\mathrm{wt}\right)W\left(t\right)\mathrm{dt}={\∫}_{n-1}^{n-1+\mathrm{\Δ}}\frac{1}{\mathrm{\Δ}}\cos \left(\mathrm{wt}\right)W\left(t\right)\mathrm{dt}$ （5）

$=\frac{1}{2}\frac{W\left(t\right)}{\mathrm{\Δ}}$

它是服从均值为0，方差为σ²/（2*Δ）的高斯分布，即相当于加入了均值为0，方差为σ²/（2*Δ）的高斯白噪声，不再是均值为0，方差为σ²的高斯白噪声。同理：

$\frac{1}{1-\mathrm{\Δ}}{\∫}_{n-1+\mathrm{\Δ}}^n\cos \left(\mathrm{wt}\right)W\left(t\right)\mathrm{dt}={\∫}_{n-1+\mathrm{\Δ}}^n\frac{1}{1-\mathrm{\Δ}}\cos \left(\mathrm{wt}\right)W\left(t\right)\mathrm{dt}$ （6）

$=\frac{1}{2}\frac{W\left(t\right)}{1-\mathrm{\Δ}}$

服从均值为0，方差为σ²/（2*（1-Δ））的高斯分布。

步骤3、采用判决模块对积分模块检测到得码元偏移量与码元偏移门限值比较；所述的码元偏移门限值按如下方法确定：

采用最大似然判决算法或基于置信传播的最大似然判决算法计算出历史数据中基带信号判决为0或1的似然概率，再利用最大似然准则判决，即将每个基带信号判决为比特0或1，根据判决结果计算误码率，根据所得误码率得出两种算法的码元偏移量与误码率曲线，两条曲线的交点即为码元偏移门限值；门限值的取值范围为0.26～0.32倍的码元周期；

（1）采用最大似然判决算法对步骤2中所得的基带信号进行判决并计算误码率；

步骤a：利用公式（7）～（10）求出每个基带信号的似然概率

其中i＝1,2,...,2N+1。

其中：pⁱ _a，b：第i个基带信号判决为（a,b）的似然概率；

a，b∈{1,-1}：BPSK调制后的符号；

复基带信号的实部；

复基带信号的虚部；

$p_{a,0}^1=P\left(S_A\right[n]=a,S_B[n]=0|y_R\left[1\right])$

$=\frac{1}{2\mathrm{\π}{\mathrm{\σ}}^2/\mathrm{\Δ}}\exp \left\{\frac{{\left(y_R^{\mathrm{Re}}\right[1]-a)}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2/\mathrm{\Δ}}\right\}*\exp \left\{\frac{{\left(y_R^{\mathrm{Im}}\right[1\left]\right)}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2/\mathrm{\Δ}}\right\}---\left(9\right)$

由于第一个叠加的基带信号中没有B中的信号，因此表示将第一个基带信号判决为a的概率，同理，

是指第2n个基带信号判决为（a，b）的似然概率，

表示最后一个基带信号判决为b的概率。

步骤b：1-Δ部分包含了源节点A和B对应位的叠加信息，对应位叠加是指A源节点的第n个码元和B源节点的第n个码元相加，因此本实施例只考虑p²ⁿ，即每个码元的1-Δ部分，利用公式（11）中的最大似然准则来进行判决；

$p_{\mathrm{1,1}}^{2n}+p_{-1,-1}^{2n}\begin{array}{c}{y}_R\left[2n\right]=-1\\ <\\ >\\ y_R\left[2n\right]=1\end{array}{p}_{1,-1}^{2n}+p_{-\mathrm{1,1}}^{2n}---\left(11\right)$

即如果大于

那么就将y_R[2n]判决为符号1，对应的码元即为0，否则判决为符号-1，对应的码元即为1。该判决实际是将源节点A和B两个码元做异或操作，即将符号组合（1,1）、（-1，-1）（对应的码元组合（0，0）、（1,1））映射为1（对应码元为0），符号组合（1,-1）、（-1，1）（对应的码元组合（0，1）、（1,0））映射为-1（对应码元为1）。

步骤c：计算误码率。

判决后的码元序列与

相比较，根据有多少个码元不同，计算误码率，误码率是码元不同的个数与码元序列长度的比值。

（2）采用基于置信传播的最大似然判决算法对步骤2中所得的基带信号进行判决并计算误码率；

置信传播算法采用传递本地信息来解决推断问题，如图6所示。其中y_i表示观察节点，它向变量节点x_i传递变量节点的本地信息p(x_i,y_i)，变量节点在得到自己的本地信息以及上一个节点传来的信息之后，将信息整合得到q_ij(x_j)（在第一个节点处，p(x_i,y_i)=q_ij(x_j)），开始向下一个节点x_j进行传播；向下一个节点x_j传播时，q_ij(x_j)经过两个节点之间的相关函数

后，输出的信息为m_ij(x_j)，此时节点x_j接收到的信息即为m_ij(x_j)。依次传递到最后一个节点之后，再按照同样地方法从最后一个节点向第一个节点传播本地信息。经过正向传播和反向传播后，得到收敛的信息。

步骤a：前向传播；

由置信传播的原理图可以得出基于置信传播的最大似然判决算法的前向传播模型图，如图7所示，其中，数字1,2，...，2N+1表示2N+1个基带信号，即等效为置信传播原理图中的变量节点，其中，pⁱ _a，b表示第i个基带信号判决为（a,b）的似然概率信息，相当于变量节点的本地信息，a，b∈{1,-1}。

表示两个相邻的变量节点i和j之间的相关函数。Rⁱ _a，b表示前向传播过程中第i个节点所接收到的所有关于判决为（a,b）的概率信息。Qⁱ表示第i个节点传递出去，给第i+1个节点的关于判决为（a,b）的概率信息。

可以得出如下关系式：

$R_{a,b}^i=\left\{\begin{array}{c}{p}_{a,b}^i{Q}^{i-1}(i>1)\\ p_{a,b}^i(i=1)\end{array}\right.---\left(12\right)$

其中：Rⁱ _a，b：前向传播过程中第i个节点所接收到的关于判决为（a,b）概率信息；

Qⁱ：前向传播过程中第i个节点传递给第i+1个节点的关于判决为（a,b）概率信息；

其中Qⁱ之所以会有两种情况，是因为在i由奇数变为偶数时，此时第i个节点和第i+1个节点所共有的是关于码元a_i的信息，因此传递的也是关于码元a_i的信息，即为

当i由偶数变为奇数时，此时第i个节点和第i+1个节点所共有的是关于码元b_i的信息，因此传递的也是关于码元b_i的信息，即为

步骤b：反向传播；

如图8所示，qⁱ _a，b表示反向传播过程中第i+1个节点所接收到的所有关于判决为（a,b）概率信息。rⁱ表示第i+1个节点传递出去，给第i个节点的关于判决为（a,b）概率信息，

可以得到如下两个关系式。

$q_{a,b}^i=\left\{\begin{array}{c}{p}_{a,b}^{i+1}{r}^{i+1}(i<2N)\\ p_{a,b}^{i+1}(i=2N)\end{array}\right.---\left(14\right)$

其中rⁱ之所以会有两种情况，是因为从最后一个节点往前传播时，当i由奇数变为偶数时，此时第i个节点和第i+1个节点所共有的是关于码元b_i的信息，因此传递的也是关于码元b_i的信息，即为

当i由偶数变为奇数时，此时第i个节点和第i+1个节点所共有的是关于码元a_i的信息,因此传递的也是关于码元a_i的信息，即为

步骤c：最大似然判决；

在经过正向传播和反向传播之后，每个变量节点都会得到收敛的概率信息，根据每个码元周期中1-Δ部分的判决结果，由图9和公式（16）得出1-Δ部分收敛的概率信息。然后利用收敛的概率信息利用公式（11）进行判决。

收敛的似然概率信息如以下公式：

$P_{a,b}^i\left(x_i\right)=p_{a,b}^i{Q}^{i-1}{r}^i---\left(16\right)$

然后再利用公式（11）进行判决。

步骤d：将符号-1和1解调为码元1和0，并计算误码率。

图10中带星号的虚线表示码元偏移为0.1，相位偏移为0时，采用ML-BP算法的误码率与信噪比的曲线；带圆圈的实线表示码元偏移为0.1时，相位偏移为0时，采用ML算法的信噪比与误码率曲线；其中信噪比的单位为dB；图11中的各曲线含义与图10类似，但此时相位偏移变为π/2。

从图10和图11中可以看出当码元偏移为0.1时，无论相位偏移为多少，ML算法的误码率都要比ML-BP算法的误码率低；两种算法在相位偏移增大时，各自的误码率都有所增加，但不明显。

图12和图13各曲线的含义与分别于图10和图11相同，只不过此时码元偏移为0.5；从两图中可以看出，当码元偏移为0.5时，无论相位偏移为多少，ML算法的误码率都要比ML-BP算法的误码率高；当相位偏移增大时，ML算法的误码率有所增加但增幅很微小，而ML-BP算法的误码率却有较为明显的降低趋势。

由以上结果可知，两种算法在不同的码元偏移下误码率的性能优势不同，其中ML算法的误码率会随着相位偏移的增加有所增加，但是增幅很微小，这是因为该算法对相位偏移不敏感；ML-BP算法中误码率随着相位偏移增加的变化趋势受到码元偏移的影响。基于以上结论，又对两种算法在不同码元偏移下的误码率变化情况进行研究，如图14所示。

图14中带星号、倒三角、方块的虚线分别表示相位偏移为0、π/6、π/2时ML-BP算法在不同码元偏移下的误码率曲线；带星号的实线表示ML算法在相位偏移为0时在不同码元偏移下的误码率曲线，由于ML算法误码率随相位偏移增加的变化趋势与码元偏移量无关，因此只以相位偏移为0举例。从图中可以看出，在码元偏移量为0.26～0.32之间时两种算法的误码率性能几乎一致，但是当码元偏移量小于0.26时，那么ML算法的误码率比较低，而当码元偏移量大于0.32时，ML-BP算法的误码率比较低，以此为依据两种算法中继进行切换；此外，对于ML-BP算法，当码元偏移大于0.5时，误码率会随着相位偏移的增加有明显的降低，因此相位偏移能够补偿较大码元偏移带来的误码率增加问题。

步骤4、若实时检测的码元偏移量大于门限值，则执行步骤5；若实时检测码元偏移量小于门限值，则执行步骤6；

步骤5、采用基于置信传播的最大似然判决算法将基带信号判决为比特0或1；

步骤6、采用最大似然判决算法将基带信号判决为比特0或1；

步骤7、信道解码模块对判决后的0和1比特序列进行信道解码；

物理层网络编码与信道编码结合的结合方式有三种：

第一种方式：中继节点将叠加的两个基带信号分离开，然后分别进行判决，信道解码，然后再将两个信号做异或操作；

第二种方式：中继节点不分离叠加信号，解调得到基带信号后直接按照公式（11）判决，然后再进行信道解码；

第三种方式：中继节点在得到似然概率之后不用公式（11）进行判决，先求出P(x_A+x_B|y_R)，然后将x_A+x_B判决为0（码元0和0叠加），1（码元0和1叠加）或2（码元1和1叠加），然后再对x_A+x_B进行信道解码，得到s_A+s_B，最后再得出

上述三种方式中，第一种方式中计算度很复杂，而且对误码率性能提升效果不大；第二种方式中方法简单，计算度相比于普通的信道解码算法并没有额外增加任何复杂度，而且对误码率性能的提升比第一种方案更好；第三种方式计算度最复杂，但是对误码率性能的提升最好，但是也只是略高于第二种方案；因此本发明实施例采用第二种结合方式。

两个源节点采用相同的编码生成矩阵，以及控制信号发射信噪比相同时，能够使误码率相对降低，因此，本发明实施例采用卷积码作为信道编码方式。

在采用第二种结合方式时，本发明实施例对信道解码方式进行推导：

假设卷积码的生成矩阵为G，s_A和s_B表示源节点A和B发送的码元序列，则可得如下编码结果

x_A=mod(s_AG,2)        (17)

x_B=mod(s_BG,2)        (18)

其中，x_A和x_B表示两个码元序列经过信道编码之后的序列；

mod：取模运算；

G：卷积码的生成矩阵；

与

的关系推导过程如下。

$x_A\&CirclePlus;x_B=\mathrm{mod}(s_{A}G,2)\&CirclePlus;\mathrm{mod}(s_{B}G,2)$

$=\mathrm{mod}(s_{A}G+s_{B}G,2)$ (19)

$=\mathrm{mod}(\mathrm{mod}(s_A+s_B,2)G,2)$

$=\mathrm{mod}((s_A\&CirclePlus;s_B)G,2)$

因此得出，若两个源节点使用完全相同的信道编码方式，那么使用单信号信道解码算法可以将

解码为

因此没有增加信道解码的复杂度，而且使用相同的信道编码方式能够降低信道解码的误码率。综上所述，本发明采用的物理层网络编码与信道编码结合方式不但没有增加信道解码复杂度，而且能够利用源节点采用相同的信道编码方式降低信道解码的误码率。

图15和图16分别描述了在ML-BP算法和ML算法中信道编码加入与否的信噪比与误码率曲线；两图中的虚线和实线分别表示无信道编码和有信道编码的误码率曲线，且都设定码元偏移为0.5，图15中以相位偏移为0举例说明，图16中在加入信道编码的情况下还考虑了不同的相位偏移下的误码率曲线。

从两图中可以看出，加入信道编码后误码率性能有很大提升；从图16中可以看出，当加入信道编码后，相位偏移越大，误码率反而越低，而且降低幅度比较明显。

步骤8、作为中继节点的无线电设备R将解码后的叠加信号广播给作为源节点的两个无线电设备A、B，作为源节点的两个无线电设备将接收到的叠加信号与自身信号相减，得到对方要发送的信号；

步骤9、结束。

Claims (3)

1.一种基于物理层网络编码的非同步叠加信号解码系统，该系统包括信道模块、三个无线电设备，其中两个无线电设备作为两个源节点，另一个无线电设备作为中继节点，上述两个源节点通过中继节点进行无线通信，所述中继节点采用物理层网络编码中继方式；

所述两个源节点包括信号源模块、信道编码模块、调制模块、解调模块和减法模块；其特征在于：所述的中继节点包括相干解调器模块、判决模块、信道解码模块和调制模块；其中：

相干解调器模块：用于对两个源节点发送的非同步叠加的信号进行相干解调；所述的相干解调器模块包括乘法模块和积分模块，所述积分模块用于检测信号非同步叠加时的码元偏移量，并对一个码元周期中的码元偏移部分和叠加部分分别积分，得到基带信号；

判决模块：用于对码元偏移量与码元偏移门限值进行比较，进而确定是采用最大似然判决算法还是基于置信传播的最大似然判决算法对基带信号判决为比特0或1；

信道解码模块：用于对判决后的0和1比特序列进行信道解码；

调制模块：用于对信道解码后的0和1比特序列进行调制并发送。

2.采用权利要求1所述的基于物理层网络编码的非同步叠加信号解码系统进行解码的方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤1、设置两个作为源节点的无线电设备采用相同的信道编码方式以及相同的调制方式同时向作为中继节点的无线电设备发送信号，上述信号在作为中继节点的无线电设备处叠加；

步骤2、采用作为中继节点的无线电设备中的相干解码器对接收的叠加信号进行解调，得到基带信号；所述叠加信号可为非同步叠加信号，即叠加的两个信号载波相位不同或因码元偏移造成的不对齐叠加；

步骤3、采用判决模块对积分模块检测到得码元偏移量与码元偏移门限值比较；所述的码元偏移门限值按如下方法确定：

采用最大似然判决算法或基于置信传播的最大似然判决算法计算出历史数据中基带信号判决为0或1的似然概率，再利用最大似然准则判决，即将每个基带信号判决为比特0或1，根据判决结果计算误码率，根据所得误码率得出两种算法的码元偏移量与误码率曲线，两条曲线的交点即为码元偏移门限值；

步骤4、若实时检测的码元偏移量大于门限值，则执行步骤5；若实时检测码元偏移量小于门限值，则执行步骤6；

步骤5、采用基于置信传播的最大似然判决算法将基带信号判决为比特0或1；

步骤6、采用最大似然判决算法将基带信号判决为比特0或1；

步骤7、信道解码模块对判决后的0和1比特序列进行信道解码；

步骤8、作为中继节点的无线电设备将解码后的叠加信号广播给作为源节点的两个无线电设备，作为源节点的两个无线电设备将接收到的叠加信号与自身信号相减，得到对方要发送的信号；

步骤9、结束。

3.根据权利要求2所述的基于物理层网络编码的非同步叠加信号解码系统在中继节点进行非同步叠加信号解码的方法，其特征在于：步骤3中所述的码元偏移门限值的取值范围为0.26～0.32倍码元周期。

Images