CN1028671C - 电磁流量计 - Google Patents

Abstract

电磁流量计，用于测量正比于待测流量的信号电压，该电压是通过向流体施加励磁电流产生的磁场而在一对电极间产生的。在本电磁流量计中，励磁电流在电极上激励产生的信号电压包括频率高和低于市电的两个频率成分，对这两个频率成分进行鉴别而由较高的频率得到第一输出，用具有大时间常数的低通滤波器从较低频率得到第二输出。这样，通过对该第一和第二输出施行预定操作(如求和、零点修正或响应修正)而得到流量输出。

Description

本发明涉及靠在流体上加一磁场来测量其流量的电磁流量计，具体地涉及具有改进的励磁方法和相伴的信号处理方法的电磁流量计。

迄今为止，已将用于励磁的具有市电电源的市电频率励磁方法用在电磁流量计中。这种市电频率励磁方法具有以下优点：（a）它具有块的响应可降低生产成本;（b）它对产生于悬浮液或低电导率流体中并随着流量的增加频率增加的随机噪音（将称之为“流动噪音”）的影响不敏感。然而，伴随该方法的缺点是如果流量计处在工作状态相当长时间后，比如一天，其零点会有涨落。

这就促使采用具有为市电频率一半或更低频率的用于励磁的低频励磁方法。正象现有技术中所熟知的，低频励磁方法的优点是可提供具有稳定零点的电磁流量计。然而，低励磁频率接近流动噪音的频率，所以流量计对流动噪音的影响敏感，对于较高的流速这一点就更明显。另一个缺点是用来减小流动噪音的影响的阻尼将延迟响应。

另外，近年电磁流量计有减小电功率的趋势，而且这种功率经济性对于同时通过两条线提供电能和传输信号的双线型电磁流量计也是必要的。在这种情况下，要减小每单位流速的电动势。例如，现有技术的低频励磁方法中的电动势大约为0.5mv/m/s（毫伏/米/秒），在双线类中降到10μv/m/s（微状/米/秒）。如果产生的电动势比现有技术的降低一个量级或更多，流动噪音的影响将明显增大，产生了对低频励磁方法的功率经济性的限制。

用市电频率励磁有响应快和对流动噪音不敏感的优点，但有零点不稳的缺点。

另一方面，低频励磁有稳定的零点，但缺点为对流动噪音的影响敏感。采用上述任一励磁方法都会伴随着不能提供具有稳定零点，快速响应但对流动噪音的影响不敏感的电磁流量计，从而无法消除实现功率经济性的障碍。

所以，鉴于上述现有技术，本发明的主要目的是提供具有对流量的变化响应快，零点稳定但对流动噪音的影响不敏感的电磁流量计。

根据本发明实现上述目的的主要结构，提供了一种电磁流量计，它包括：用于提供具有两种不同频率，即第一频率和较低的第二频率的励磁装置;用于对信号电压进行鉴别以产生第一输出信号的第一解调装置，上述信号电压由所述励磁装置激励并在所述第一频率的基础上根据流量产生;用于在所述第二频率的基础上对所述信号电压进行鉴别和解调的第二解调装置;和具有大时间常数并用于对所述第二解调装置的输出进行低通滤波以产生第二输出信号的低通滤波装置，从而通过用所述第一和第二输出信号实行预定操作（即，外加零校正或响应校正）产生出流量输出信号。

在附图中：

框图1显示了本发明在市电频率基础上励磁的第一个实施方案;

框图2显示了另一个实施方案，其中为从图1的实施方案变化而来的流速信号反馈方法;

框图3显示了本发明在处理市电频率信号的基础上补偿零点的第三个实施方案;

框图4显示了本发明简化了图3的实施方案的结构的第四个实施方案;

框图5显示了根据图4显示的实施方案改变信号校正点的本发明的第五个实施方案;

框图6相应于图3，显示了主要由低频信号处理单元和响应特性优于前者的市电频率信号处理单元构成的实施方案;

框图7显示了优于图6且相应于图4的实施方案;

框图8显示了用方波励磁的第八个实施方案;

图9是解释图8显示的实施方案的操作的波形图;

图10是解释图8所示的实施方案的单位阶跃响应的波形图;

框图11显示了本发明的第九个实施方案，在其中噪音的变化速率被监测并被用于把双频励磁输出和低频励磁的输出;按任意比率相加起来。

框图12显示了本发明的第十个实施方案，即图11显示的实施方案的特殊结构;

框图13显示了第十二个实施方案，其中的转换单元是从图12的实施方案改进的;

框图14显示了本发明的第十三个实施方案，在其中检测噪声的幅度并将其用于交换双频和低频励磁的输出信号;

框图15显示了本发明的第十四个实施方案在其中改变电路的放大程度的分布以防止放大器或类似装置因噪音而饱和;

框图16显示了本发明的第十五个实施方案，它可很快回到正常操作状态;

框图17显示了使用微计算机的本发明的第十六个实施方案;

图18是解释图17显示的实施方案的操作的时标图;

图19是显示图18所示信号的处理过程的流程图;

表20显示了图19的流程图的运算;

图21显示了图19的速率限处理过程的流程图;

图22是解释具有与图17的实施方案的励磁波形不同的实施方案的操作的时标图;

图23是显示图22所示信号处理过程的流程图;

图24显示了图23的流程图的运算。

下面将结合实施方案参考其附图描述本发明。框图1显示了本发明在市电频率的基础上的一个实施方案。

这个实施方案相应于如下情况：其中电磁流量计转换器的反馈环设置在每个高频和低频侧。参考数字10代表电磁流量计的发送器的波导，它的内表面衬有绝缘材料。数字11a和11b代表检测信号电压用的电极。数字12代表用来产生磁场的励磁线圈，它要加在待测流体中。励磁线圈12加有来自市电恒流源14的市电频率恒流，并且叠加上来自低频恒流源16的约50/8低频恒流。结果，待测流体加上了具有两种不同频率（即市电频率和为其八分之一的频率）场。

另一方面，信号电压由电极11a和11b检测并输出到前置放大器17。前置放大器17的作用为消除共模电压，进行阻抗变换和由其输出端18将电压信号输出到节点19。

在节点19，得到前置放大器17和乘法器20的输出的差，并由放大器21放大。这个差由包括小时间常数低通滤波器的解调器22作同步检波或取样保持。如此平滑后的直流输出由电压/频率变换器23转换成具有恒定脉宽的脉冲频率信号，该信号的一部分反馈给乘法器，一部分输出给低通滤波器24，并在其中被平滑以将其输出V_L输出给求和节点25。乘法器20由例如开关构成。此开关的一端输有在电阻15两端产生的低频比较电压，所以它由电压/频率变换器23的输出脉冲开启或关闭，并由它的另一端输出电压至节点19。另一方面，来自电阻15的低频比较电压加到解调器22上。

放大器21，解调器22，电压/频率变换器23，低通滤波器24和乘法器20一起组成低频信号处理单元26，用来处理低频信号电压。单元26处理流体的低速信号之一，它相应于低频励磁，并将处理信号作为输出V_L输出给求和节点25。在此低频信号处理单元26的时间常数之中，如果低通滤波器24的时间常数增大，则响应会延迟。

另外，在前置放大器17的输出端18和求和节点25之间，有与低频信号处理单元26并联的市电频率信号处理单元27。

在节点29上得到前置放大器17的输出端18的输出电压和乘法器28的输出电压之间的差，并由放大器30放大。放大器30的输出或者由解调器31以电阻13上产生的市电频率比较电压作为参考电压进行同步检波或取样保持成平滑的直流电压。此直流电压由电压/频率变换器32转换成具有恒定脉宽的脉冲频率信号，并反馈至乘法器28。电压/频率变换器32的输出电压由低通滤波器32平滑成直流电压，该电流电压作为输出V_H通过高通滤波器34输出到求和节点25。求和节点25将输出V_L和V_H相加组成输出V_C输出到输出端35。

使用这种结构，在很少流速起伏的通常操作情 况之下，因为存在高通滤波器34，所以市电频率信号处理单元27没有响应，具有稳定零点的低频信号处理单元26的输出V_L作为组合的输出V_C的主要输出。另一方面，因为存在具有适当选择的大时间常数的低通滤波器24，所以流动噪音被减弱，因而不表现为输出V_L的涨落。另外，因为市电频率信号处理单元27具有高励磁频率，与存在于低频段的流动噪音的频率相差很大，使噪音的影响在输出V_H中不表现出来。

换句话说，在较少流量起伏的通常情况之下，可以提供对流动噪音的影响不敏感同时又保证有稳定零点的电磁流量计。

其次，在流量突然起伏的情况下，因为低通滤波器24的大时间常数，低频信号处理单元26不响应，而因为其小时间常数和通过高通滤波器34输出，市电频率信号处理单元27立刻发生响应，并将输出V_H作为组合输出V_C输出。

另一方面，在流速为零的情况下，不产生流动噪音从而不发生影响。结果，因为存在高通滤波器34，市电频率信号处理单元27的零点不漂移，其输出保持为零，所以具有稳定零点的低频信号处理单元26的输出V_L就作为组合的输出V_C输出。

附带说一下，如果整个低频信号处理单元26的放大程度和整个市电频率信号处理单元27的放大程度大体相等，并且如果用于低通滤波的整个低频信号处理单元26的时间常数和用于高通滤波的整个市电频率信号处理单元27的时间常数大体相等，则组合输出V_C对于在稳定流速上的突然涨落的响应是平滑的。

图2显示了本发明的第二个实施方案，它是由图1所示的实施方案改进而来的。改进的实施方案相应于如下情况下，其中用相同的环作为电磁流量计的传感器的反馈环。在下面所作的描述中，具有相同功能的部分标以共同的数字，它们的解释将适当省略。

由低频恒流源16和市电恒流源14来的各恒流通过电阻36加到励磁线圈12上，所以在电阻36上产生了具有低频和市电频率组合的比较电压。

另一方面，在节点19得到前置放大器17和乘法器37的输出的差，并将其输入到放大器21和30上。放大器21的输出由分频器38分频后只有低频部分，并作为比较电压输入解调器22，所以在解调器22的输出端上产生相应于低频励磁的直流流速信号。该流速信号通过低通滤波器24作为输出V_L1输出到求和节点39。放大器30的输出经分频器38分频后，只有市电频率成分，并作为比较电压输入到解调器31，所以相应于市电频率励磁的直流信号产生于解调器31的输出端。该流速信号作为输出V_H1，通过高通滤波器被输入到求和节点39。

在求和节点39上将输出V_L1和V_H1相加组合成的组合输出V_C1由电压/频率变换器40转换成具有一列恒定脉宽的脉冲序列，并反馈到乘法器37，有一输出V_O输出到输出端41。乘法器由开关或类似部件构成，它由电压/频率变换器40的输出开启或关闭，将电阻36两端产生的组合频率比较电压反馈至节点19。

在上面所述结构中，类似于图1情况的那些操作也可通过选择低通滤波器24的大时间常数实现。

图3显示了本发明的第三个实施方案。在此实施方案中，通过使用市电频率信号处理单元27作为基础，并在其上加上低频零点探测器以保证零点的稳定性。

市电频率信号处理单元27的低通滤波器33的输出V_H′不仅输给零点校正节点42，而且输给低通滤波器43。

该低通滤波器43的输出加到零点探测放大器44的同相输入端（+）上，同时低通滤波器24的输出输给同一放大器的反相输入端（-）上。这些输出的差由零点探测放大器44计算。结果，零点探测器44在其输出端产生了相应于高频信号处理单元27零点移动的零点信号ε₁。零点校正节点42的作用是将输出V_H′和零点信号ε₁相减，并将相减的结果输出到输出端35。

低通滤波器43具有选定的大时间常数以使它与选在高值的低通滤波器24的时间常数相适应，从而它具有与低通滤波器24的相等的响应速度。

另外，在前述结构中，需要使放大单元45和放大单元46有共同的放大程度，前者由放大器21，解调器22，电压/频率变换器23和乘法器20组成，后者由放大器30，解调器31，电压/频率变换器32和乘法器28组成。

放大单元46对流动噪音不敏感但响应快，另外由于它处理市电频率信号，所以其零点有慢的涨落。另一方面，放大单元45对流动噪音的影响敏感，但零点稳定。因为它处理低频信号，然后，因为滤波器24有大的时间常数，所以流动噪音对低通滤波器24的输出没有影响。结果，若把由放大单元46的输出通过有大时间常数的低通滤波器43而得到的输出和低通滤波器24的输出的差用零点探测放大器44计算，则由放大单元46产生的、代表零点移动的零点信号ε₁可在零点检测放大器44的输出端表示出来，虽然响应较慢。

另一方面，具有涨落的零点但响应快的市电频率信号处理单元27的信号和相应于零点涨落的零点信号ε₁都输入零点校正节点42，在其上将这些信号相减，所以在输出端点35上得到了具有快速响应但无任何流动噪音并消除了其零点涨落的流速信号。

图4显示了本发明的第四个实施方案。

虽然在图3所示实施方案中放大单元45和46的线性要做得一致，但在图4的实施方案中，这个要求被除去以简化结构。

放大单元47由放大器30，解调器31，电压/频率变换器32，乘法器28和零点校正节点48构成。零点校正节点48输有乘法器28的输出和零点信号ε₂，并在零点校正节点48得到它们的差，输出到节点19。

乘法器49输有电压/频率变换器32的输出和电阻15的低频比较电压，以向差分放大器50的一个输入端提供由上述比较电压调制的低频调制电压。差分放大器50取上述调制电压和前置放大器17的输出之间的差并将其输出到解调器22。因为解调器22输有来自电阻15的低频比较电压，所以在其输出处产生相应于信号电压的低频分量的直流电压，通过具有大时间常数的低通滤波器24后，上述直流电压由电压/频率变换器23转换成频率，而由乘法器51用市电频率调制来自电阻13的市电频率比较电压，并将其作为零点信号ε₂输出，ε₂在零点校正节点48代表市电频率零点的涨落。在此零点校正节点48，调制到市电频率的零点信号ε₂被从乘法器28的市电频率输出中减去，从而在输出端35得到经过低通滤波器52的有零点校正的流量信号。

差分放大器50，解调器22，低通滤波器24，电压/频率变换器23，乘法器51等等一起构成零点探测器53。

因为零点探测器53只用来抑制零点，在总体上作为一种差分放大器工作，所以其线性是不重要的。另外，因为市电频率中零点通常起伏缓慢，所以零点探测器可具有慢的响应但能平滑流动噪音。

图5显示了本发明的第五个实施方案。该实施方案是由图4所示的改进的，如改变了零点信号ε₂的校正节点。

放大单元54的解调器31的输出和零点信号ε₂输入到零点校正节点55，在那里它们相减后得到的信号输出到电压/频率变换器56。该电压/频率变换器的放大程度选成与电压/频率变换器32的相等。

乘法器57输有电压/频率变换器56的输出和电阻15的低频比较电压，以向差分放大器50的一个输入端提供用上述比较电压调制的低频调制电压。差分放大器50取上述调制电压和前置放大器17的输出之间的差，并将其输出到解调器22。解调器22输出相应于信号电压低频分量的直流电压作为零点信号ε₂给零点校正节点55。

零点探测器58由乘法器57，差分放大器50，解调器22，低通滤波器24等等构成。

图6显示了一个实施方案，其中将一个低频信号处理单元作为它的主要部分以改进其响应特性，这点可以和图3中以市电频率信号处理单元作为主要部分进行比较。

低频信号处理单元26的稳定零点的低通滤波器24的输出被输到响应校正节点59和加到响应探测放大器60的一个端点上。响应探测放大器60的另一端点输有快速响应的市电频率信号处理单元27的输出，并取上述输出和低通滤波器24的输出的差，通过高通滤波器将其输出给响应校正节点59。

响应校正节点59的作用是将高通滤波器61和低通滤波器24的输出相减，再将其输出给输出端35。

低频信号处理单元26的输出具有稳定的零点但表现出慢的响应。与此相反，市电频率信号处理单元27的输出具有不稳定的零点但表现出快的响应。

结果，通过在响应探测放大器60上取低通滤波器24和33的输出之差所得输出包括直流分量，但是通过将直流分量用高通滤波器61滤波后得到的响应补偿信号V_C将不含任何直流分量，但具有高质的零点稳定性和快的响应。所以，响应校正电路59用响应补偿信号V_C补偿了慢响应的低通滤波器24，从而使其具有快速的响应和稳定的零点。

图7显示了比图6的改进了的实施方案，它主要由低频信号处理单元构成，比较图4，它主要由市电频率信号处理单元构成。

乘法器62输有电压/频率变换器23的输出，并用在电阻13上获得的市电频率比较电压调制它，然后将调制的输出给响应探测放大器63的一个输入端。响应探测放大器63计算并输出加在其一个输入端上的调制输出和加在另一输入端上的前置放大器17的输出之间的差。响应探测放大器63的输出由解调器31用在电阻13上获得的市电频率比较电压解调，从而向响应校正节点64输出相应于市电频率分量的信号电压的响应补偿信号V_C′。

低通滤波器24的低频输出加到响应校正节点64上，并用响应补偿信号V_C′校正其响应，直至输出到电压/频率变换器23上。如果响应补偿信号V_C′如此加在低频信号处理单元26的内部，则由响应探测放大器63，解调器31，乘法器62等等构成的响应探测器的放大程度将不造成误差。

图8显示了本发明的第八个实施方案，其中励磁是由方波实现的。

励磁线圈12输有来自励磁器65的励磁电流I_f，上述励磁器65以如下形式构成。

参考电压E₁通过开关SW₁加到放大器Q₁的同相输入端（+）上，它的输出端连至晶体管Q₂的基极上。此晶体管Q₂的发射极通过电阻R_f与公共地COM相接，它还与放大器Q₁的反相输入端（-）相接。励磁电压E_s加在公共地COM和晶体管Q₂的集电极之间，在它们之间接着开关SW₂和SW₃的串联电路和开关SW₄和SW₅的串联电路，后者依次与前者并联。励磁线圈12接在开关SW₂和SW₃间的节点和开关SW₄和SW₅间的节点之间。这些开关SW₁，SW₂和SW₅，与SW₃和SW₄的连接分别由时标信号S₁，S₂和S₃控制。

另一方面，信号电压在电极11a和11b上被检测出并被输出到前置放大器17。前置放大器17的作用是消除共模电压，进行阻抗变换并将信号电压或者通过开关SW₇或者通过反相放大器Q₃和开关SW₃的串联电路加到具有小时间常数的低通滤波器67上。

在节点66上的电压信号进而或者通过开关SW₉或者通过反相放大器Q₄和开关SW₁₀的串联电路加到具有小时间常数的低通滤波器68之上。开关SW₇，SW₈，SW₉和SW₁₀分别根据来自定时器69的时标信号S₇，S₈，S₉和S₁₀开启或关闭。低通滤波器67的输出和低通滤波器68的输出分别通过大时间常数低通滤波器24以及变增益放大器Q₅和高通滤波器34的串联电联在求和节点25相加，从而通过低通滤波器70将求和输出信号输到输出端35。

顺便说一下，变增益放大器Q₅是用来作调整以平衡低通滤波器24的输出电压V_L的高通滤波器34的输出电压V_H的。

在前述结构中，各个常数如此选择使通过低通滤波器24并包括节点66和求和节点25的低频回路和通过高通滤波器34并包括节点66和求和节点的25的高频回路的传输函数的和为1。实际上，通过调整变增益放大器Q₅的增益足以平衡低通滤波器24和高通滤波器34的时间常数和平衡每个回路上的信号电压。

下面将结合图9所示的波形图描述图8所示实施方案的操作。

如图9（a）所示，时标信号S₁重复其通/断（ON/OFF），从而使参考电压E₁加到放大器Q₁的同相输入端（+）上或不加上去。另一方面，开关SW₂和SW₅与开关SW₃和SW₄分别由时标信号S₂（如图9（b）所示）的低频波和时标信号S₂（如图9（c）所示）的低频波交替开启，从而使励磁电流I_f流过，如图9（d）所示，I中有低频波（周期为2T）和高频波（周期为2t）的成分。

在节点66上的信号电压由图9（e）和9（f）所示的时标信号S₇和S₈取样，从而在开关SW₇的输出端得到图9（g）所示的电压，该电压由低通滤波器67平滑后通过低通滤波器24输出到求和节点25。

另外，节点66上的信号电压由如图9（h）和9（i）所示的时标信号S₉和S₁₀定时取样。结果，图9（j）所示的信号电压在开关SW₉的输出端输出，其电平由变增益放大器Q₅调整，后通过高通滤波器34输出到求和节点25。

在求和节点25上相加的信号电压由低通滤波器70平滑后输出给输出端35。在这种情况下，如果低通滤波器24的传输函数表示为1/（1+T₁S），同时高通滤波器34的传输函数表示成T₂/（1+T₂S），则选择各自的时间常数T₁和T₂满足T₁＝T₂，使它们的传输函数之和为1。

如果选择的各个时间常数满足以上关系，则在信号电压阶跃变化时低通滤波器24的输出信号电压V_L和高通滤波器34的输出信号电压V_H的变化将如图10（a）所示。结果，和输出V_O将如图10（b）所示没有误差地表现为阶跃变化。

相反，在各个传输函数之和不为1的情况下，在信号电压阶跃变化时，低通滤波器24的输出信号电压V_L和高通滤波器的输出信号电压V_H的变化将如图10（c）所示。结果，和输出V_O′将如图10（d）所示表现为包括误差ε₁的变化。

顺便地说，低通滤波器24和高通滤波器34不局限为初级滤波器，而可以为任何其传输函数之和为1的滤波器组。另一方面，在对阶跃响应不要求精确的情况下，传输函数之和则不需精确调整。

图11显示了本发明的第九个实施方案，它利用了双频励磁和低频励磁的各自的优点。

一般地说，进入电磁流量计中的不仅有流动噪音，而且有励磁器向电极的电容耦合带入微分噪音，从而在高频励磁的情况下，发生慢的（或中的）起伏。

相反，低频励磁的优点在于它有稳定的零点，且对于微分噪音不敏感，但其缺点在于它对流动噪音有响应，因为它的频段属于流动噪音的频段。

另一方面，如图8所示，具有两个低频和高频的双频励磁的情况的优点在于它有稳定的零点并对流动噪音也是稳定的，这可从迄今所作的描述理解，但因为它有高频信号处理单元，所以它的缺点在于对于微分噪音有长时间的稳定性但对中等起伏的稳定性弱。

在既无流动噪音也无微分噪音存在的情况下或只存在微分噪音的情况下，即使信号由低频信号处理单元处理也能得到具有稳定零点的输出。相反，在有流动噪音的情况下，具有稳定零点的输出甚至可以在用双频励磁侧处理信号时获得。另外，在流体流动时，流动和微分噪音都存在。结果，即使双频励磁侧的零点在相当长的时间内由微分噪音造成零点附近的起伏（同中等起伏一起），这些零点的起伏也就掩盖并由时间平均了，从而它们不引起明显的误差。

所以，图11的实施方案的最佳输出是通过探测帝低频侧输出的流动噪音幅度并适当改变低频侧和双频侧之间的求和比例而得到的。

包括悬浮噪音的信号S_L在来自低频侧的低通滤波器67的输出中探测，而其变化分量△S_L则由高通滤波器71得出并输出到绝对值电路72。绝对值电路72取上述变化分量△S的绝对值｜△S_L｜并将其作为输出e△通过低通滤波器73加到给减法器74的一端。减法器74的另一端输有参考电压E₂，从而把得到的电压差加给乘法器25。因为在此选择输出e△满足O≤e△≤E₂，所以当信号S的变化分量△S_L变大时加到乘法器75上的电压变小。乘法器75取信号S_L和减法器74的输出的乘积并将其输出到比例加法器76的一端上。

另一方面，乘法器77取求和节点25的组合输出V_C和低通滤波器73的输出e△的乘积，并将其加到加法器76的另一端上。这个关系可由下式表示：

V_O＝kV_C+（1-k）S_L

其中字母k代表由输出e△控制的比例。

加法器76将分别由乘法器76和77的输出求和，并将它作为流速输出V_O通过低通滤波器70输出到输出端35。

结果，在信号S_L的变化分量△S_L变大时，低通滤波器73的输出也变大，从而使乘法器75的输出变小而使乘法器77的输出变大。这减小了低频输出对双频侧输出的比例。

这样，根据本发明，最佳输出可由在低频侧探测悬浮噪音或类似噪音的起伏以自动改变双频侧和低频侧的输出之间的比例而得到。

图12显示了本发明的第十个实施方案，其中简化了图11所示实施方案的结构。

低通滤波器73的输出e△加到比较器78的一个输入端上，它的另一输入端输有参考电压E₃， 所以输有信号S_L（即低频信号）和组合输出V_C（即双频侧的信号）的开关SW₁₁就由比较器78的输出所控制。当低通滤波器83的输出e△超过参考电压E₃时，开关SW₁₁打到组合输出V_C侧。否则开关SW₁₁打到低频信号S_L一边。

图13显示了本发明的第十二个实施方案，其中当开关开启时，图12所示的实施方案上加有一个滞后。

在此实施方案中，比较器78的输出和其通过单稳态电路79a的输出加到“或”（OR）电路79b的输入端上，上述“或”电路则用其输出控制开关SW₁₁。

这样，在由单稳态电路79a产生的脉冲的预定宽度的时间间隔内，即使比较器78的输出改变，开关SW₁₁仍将处于关闭状态，从而可防止振荡发生。

图14显示了本发明的第十三个实施方案，其中双频侧和低频侧的通断是由探测低频侧的输出电平控制的。

在前面图11至13的实施方案中，是靠探测低频侧信号的变化去控制开关SW₁₁的。而在此实施方案中，探测的是低频侧的信号绝对值。其一个输入端输有参考电压E₄的比较器80的另一端输有信号S_L，并用其输出控制开关SW₁₁通断低频或双频侧。当信号S_L高于参考电压E₄时，开关SW₁₁开启双频侧以产生组合的输出V_C。

图15显示了本发明的第十四个实施方案，其中改变电路的放大程度的分布以防止任何由噪音造成的放大器饱和。

电磁流量计的趋势是降低励磁功率以实现功率经济性，但这就因降低励磁功率使其信号电压下降。为了补偿这一点，就有加大电路的放大倍数的趋势。相反，因为悬浮噪音等类似噪音是独立于励磁功率的常量，所以电磁流量计就要有对诸如悬浮噪音等噪音反应弱的趋势。所以，在本实施方案中，电路的放大倍数的分布根据噪音而变，以避免电路的饱和。

可变放大器81联在前置放大器17的输出端和节点66之间，而补偿放大器82则联在求和节点25和输出的低通滤波器70之间。另外，变增益放大器81和补偿放大器82的放大倍数由噪音检测器83检测的噪音如此控制，使得变增益放大器81和补偿放大器82的放大倍数的相应乘积为常数。

可变放大器81按如下方法构成。放大器Q₆的同相输入端（+）联至公共电位点COM，它的反相输入端（-）则通过电阻R_i联至前置放大器17的输出端。在该反相输入端（-）和放大器Q₆的输出端之间并联着：电阻R₁和开关SW₁₂的串联电路;电阻R₂和开关SW₁₃的串联电路;电阻R₃和开关SW₁₄的串联电路。开关SW₁₂，SW₁₃和SW₁₄分别由来自噪音检测器83的控制信号S₁₂，S₁₃和S₁₄控制。

噪音检测器83按以下方法构成。前置放大器17的输出由绝对值电路84取绝对值，并输出到低通滤波器85。低通滤波器85的输出即加到一个输入端输有参虑电压E₅的比较器Q₇的另一输入端上，也输出到一个输入端输有参考电压E₆的比较器Q₈的另一输入端，上从而可判别该输出的电平。比较器Q₇和Q₈的输出分别加到“或非”（NOR）门Q₉的输入端，计算它们的“或非”值以正“或非”门Q₉的输出端产生控制信号S₁₄。由反相器Q₁₁对比较器Q₇和Q₈的输出进行反相而得到的输出分别加到“或非”门Q₁₀的输入端，并在“或非”门Q₁₀上计算它们的“或非”值，以在输出端产生控制信号S₁₃。另外，将比较器Q₇的输出作为控制信号S₁₂。这些控制信号检测了产生在前置放大器17输出端的噪音幅度，从而它们根据噪音幅度控制各个开关以改变变增益放大器81的放大倍数。

另一方面，如下所示，补偿放大器82以与变增益放大器81类似的方法构成。前置放大器17的输出端通过电阻R_i′联到放大器Q₆′的反相输入端（-），而放大器Q₅的同相输入端（+）联至公共电位点COM上。在前置放大器17的输出端和放大器Q₆′的输出端之间并联着：电阻R₁′和开关SW₁₂′的串联电路;电阻R₂′和开关SW₁₃′的串联电路;电阻R₃′和开关SW₁₄′的串联电路。开关SW₁₂′，SW₁₃′和SW₁₄′分别由来自噪音检测器的控制信号S₁₂，S₁₃和S₁₄控制。元件的各个常数选择为使补偿放大器82发生改变去补偿变增益放大器81的放大倍数，保持总的放大倍数为常数。这样，放大倍数根据噪音的幅度而变，从而避免了噪音造成的饱和。

图16显示了本发明的第十五个实施方案，它可很快回复到正常操作状态。

由于双频励磁在其低频侧需要大时间常数的低通滤波器，所以它的问题是当加上电源时或当进入噪音后消除噪音使其由不正常状态回复到正常状态时需要相当长的时间。这个问题被本实施方案解决了。

时间常数变换器86由下面的方法构成。在小时间常数低通滤波器67的输出端和求和端点25之间，串联着两个端点由开关SW₁₅短路的晶体管Q₁₂。电容C₁联在晶体管Q₁₂的输出端和公共电位点COM之间。晶体管Q₁₂的内阻由控制信号S₁₅控制，晶体管Q₁₂和电容C₁使低通滤波器87的时间常数改变。

电容C₂串联在变增益放大器Q₅的输出端和求和节点25之间。在电容C₂的输出端和公共电位点COM间联着晶体管Q₁₃，Q₁₃被开关SW₁₆短路，其内阻由控制信号S₁₅控制。晶体管Q₁₃和电容C₂一起构成高通滤波器88。

噪音检测器89由以下方法构成。前置放大器17的输出既加到一个输入端输有参考电压E₇的比较器Q₁₄的另一输入端上，也加到一个输入端输有参考电压E₈的比较器Q₁₅的另一输入端之上，比较器Q₁₄和Q₁₅的输出分别加到“或”门Q₁₆的各个输入端上。“或”门Q₁₆的输出通过低通滤波器90加到比较器17的一个输入端，比较器的另一输入端输有参考电压E₉，输出端联到单稳态电路91上，单稳态电路91的输出由反相器Q₁₈反相后输出到低通滤波器92上。低通滤波器92由电阻R₄和电容C₃构成，而电阻R₄的两端由二极管D₁短接，以在低通滤波器92的输出端产生控制信号S₁₅。

当前置放大器17的输出几乎没有噪音时，“或”门Q₁₆的输出处于低电平状态，比较器Q₁₇的输出也处于低电平。结果，单稳态电路91的输出在低电平，但低通滤波器92的输出，即控制信号S₁₅在高电平。这个状态通过选择器93加到晶体管Q₁₂和Q₁₃上，使它们的内阻保持在高电平状态上。

随后，如果出现在前置放大器17的输出端的噪音超过参考电压E₇和E₈，则低通滤波器90的输出取高电平。结果，只要噪音存在，比较器Q₁₇的输出保持在高电平上。

然而，由于如果噪音消失，比较器Q₁₇的输出就会降到低电平上，所以单稳态电路91检测到下降沿后在其输出处产生具有高电平和预定长度的脉冲。这个脉冲由反相器Q₁₈反相后加到低通滤波器92，它的输出或控制信号S₁₅一度下降到低电平，然后以由低通滤波器92的时间常数确定的速率回复到高电平。

结果，当噪音消失时，晶体管Q₁₂和Q₁₃的内阻一度降低然后逐渐上升，所以噪音消失后回复到稳态是加速的。

电源状态检测器94按以下方法构成。参考字母E₁₀代表电源，它的电能是通过开关SW₁₇加到电阻R₅和电容C₄上的。在电阻R₅和电容C₄之间的节点上的电压加到比较器Q₁₉的一个输入端上，比较器Q₁₉的另一输入端输有参考电压E₁₁。“或”门Q₂₀的输入端分别输有单稳态电路91的输出和比较器Q₁₉的输出，并用其“或”输出开启或关闭时间常数变换器86的开关SW₁₅和SW₁₆。

因为当电源电压接通时电阻R₅和电容C₄间的节点为低电平，所以比较器Q₁₉的输出处于高电平，开关SW₁₅和SW₁₆处在“开启”的状态。然而，当经过由电阻R₅和电压C₄的时间常数确定的预定时间间隔后，比较器Q₁₉的输出转为低电平，所以开关SW₁₅和SW₁₆被关闭。

结果，对于从电源接通的瞬间开始的预定时间间隔内，时间常数变换器86的时间常数如此地短，使得正常的工作状态很快恢复。

而且，在噪音消失后恢复正常工作状态的时候，高电平的脉冲通过“或”门Q₂₀由单稳态电路91以预定的时间间隔提供使开关SW₁₅和SW₁₆开启。

在选择器93中，控制信号S₁₅和电阻R₅与电容C₄间的节点上的电压分别加到比较器Q₂₁的输入端以用其输出控制开关SW₁₈。当电源接通时此开关SW₁₈在①侧，而当处在稳态时开到②侧。

图17显示了本发明使用微计算机的第十六个实施方案。

前置放大器17的输出由模/数转换器（A/D）95和模/数转换器（A/D）96转换成数字信号，它们再通过总线99存储到随机存取存储器（RAM）97中。只读存储器（ROM）98储存预定程序和初值。在处理机（CPU）100控制之下，根据储存在ROM98中的操作程序实行操 作，结果储存在RAM97中。

参考数字101代表时钟脉冲发生器，它的时钟脉冲的频率由频率除法器102除成n分之一并作为系统时钟脉冲Sh输进CPU100和模/数转换器96。

根据储存在ROM98中的操作程序，CPU100通过总线99向时标信号输出端口（TO）103输出用于确定励磁电流I_f1（或I_f2）的波形的时标。根据这个时标，时标信号输出端口103输出用于控制励磁电流的时标信号S₂₂，S₂₃，S₂₄和S₂₅。响应这些时标信号S₂₂，S₂₃，S₂₄和S₂₅，励磁电流104的开关SW₂，SW₃，SW₄和SW₅被启闭。

另外，根据CPU指示的时标信号输出端口103向模/数转换器96输出时标信号Sh，以对前置放大器17的输出进行取样。

另一方面，根据储存在ROM98中的操作程序，CPU使用储存在RAM97中的数据执行预定的操作，并将操作的结果储存在RAM97中，通过总线99和数/模转换器105将流速输出到输出端106。

另外，下面将参考时标图18，流程图19，运算图20和流程图21描述图17中的实施方案。

在图17显示的频率除法器102的输出处得到的系统时钟脉冲Sh具有图18（a）所示的波形，并输至CPU100。

在图19的步骤1，CPU100根据储存在ROM98中的预定操作程序同系统时钟Sh的中断时标（图18（g））同步以经总线99输出代表励磁波形的开关时标的时标输出至时标信号输出端口103。

在步骤2，时标信号输出端口103接收上述开关时标后分别将时标信号S₂₅（图18（b）），S₂₄（图18（c）），S₂₃（图18（d））和S₂₂（图18（e））输出给励磁器104的开关SW₅，SW₄，SW₃和SW₂。响应这些时标信号，励磁器104向励磁线圈12输出具有图18（f）所示波形的励磁电流I_f1。该励磁波形具有时标数i＝0至15，它构成重复的一个周期（如图18（i）所示），并如图18（h）所示，该励磁波形的n周期部分位于中央。励磁波形具有低频和高频波形相乘的波形。

操作随后进行到步骤3。步骤3至6相应于由模/数转换器96和95输入数据的过程。

在步骤3，如图18（j）所示，在CPU100的控制下在每个周期与系统时钟脉冲Sh（图18（a））同步地由模/数转换器96输入的数据通过总线99储存在RAM97的预定数据区域Hi中。

然后，操作进行到步骤4，在此判断输入时称数i是否为0。接着，如果为“否”（NO）操作转移到步骤6，而如果为“是”（YES）则转移到步骤5。

在步骤5，在由从时标信号输出端口103来的时标信号S1（图18（k））定的取样时标上，从模/数转换器95输入的数据如图18（l）所示由CPU100控制通过总线99存储在RAM97的预定数据区域…L₀（n-1），L₀（n），L₀（n+1）…等等中，直至操作进行到步骤8。

然后，在步骤7，在由从时标信号输出端口103输出的时标信号（图18（k））定的取样时标上，由模/数转换器95输入的数据如图18（l）所示在CPU100的控制下经过总线99存储在RAM97的预定数据区域…L₁（n-1），L₁（n），L₁（n+1）…等等中，直至操作进行到步骤8。

在步骤8，判断时标数i是否为奇数。如果为“是”则操作转移到步骤12，如果为“否”则转移到步骤9。

在步骤9，解调高频波。为进行此解调，存储在RAM97中的数据Hi在CPU100的控制下在图18（m）所示的时标上用存储在ROM98中并显示于图20中的一列高频解调eHi中所示的运算公式进行计算，运算的结果储存在RAM97中。通过此解调，产生在电极11a和11b上的电化学噪音被消除，而且微分噪音被保持在恒定电平上，从而不造成误差。顺便说一下，出现在图20中的常数A由下式表示，如果字母T_c表示微分或积分常数，同时字母△T_c代表图18（f）所示的操作时间间隔，则：

A＝T_c/（T_c+△T_c）

在步骤10，进行速度限制。这一步并非不可缺少，但这是为了以后叙述的方便而加以描述。该操作的功能为将大幅度的噪音限制在预定的值内，因为对于双频励磁高频侧的响应很好，所以上述噪音可被混合。

这将在后面结合图21描述。在图21中，在步骤A判断噪音的上限。在此判断现在的运算结 果eHi是否大于在高频侧将速度限制宽度e加到前面的运算结果eHi-2上后所得的值。如果“否”，则操作判断为征常并转移至步骤C，如果为“是”则转移至步骤B。

在步骤B，将速度限制宽度eR加到前面的运算结果eHi-2上所得之和作为现在的值输出，而且其幅度受到限制。

在步骤C，判断噪音的下限。在此判断运算结果是否大于从前面高频侧的运算结果eHi-2中减去速度限制宽度eR的结果，如果为“否”则操作判断为正常并转移至步骤11，如果为“是”则转移至步骤D。

在步骤D，由前面的运算结果eHi-2中减去速度限制宽度eR后所得之差作为现在的值输出其幅度也受到控制。

随后操作转移至步骤11。在此执行在高频侧的高频滤波FHi。

为了此滤波，储存在RAM97中的数据eHi和前面的滤波结果在CPU100的控制下用来进行储存在ROM98中并由图20的高频滤波FHi的列中的运算公式的操作，并将运算的结果储存在RAM97中。

随后，操作进行到步骤12。在步骤12判断时标数i是否为0或8。如果为“是”则操作进行到步骤13，如果为“否”则到步骤15。

在步骤13，进行低频解调。为此解调，储存在RAM97…L₀（n-1），L₀（n），L₀（n+1）等等，和…，L₁（n-1），L₁（n），L₁（n+1）等等之中的数据在CPU100的控制下用于实现存在ROM98中并由图20的低频解调eLi的列所示的运算公式的操作，并将运算结果存在RAM97中。顺便地说，在图20中常数B可表示为：

B＝△T/（△T+T）

在步骤14上进行低频侧的低频滤波FLi。

为此滤波。储存在RAM97中的数据eL₀和eLB与前面的滤波结果在CPU100的控制下进行储存在ROM98中及由图20的低通滤波FLi列所示的运算公式的操作，并将运算结果储存在RAM97中。

在此步骤，判断时标数i是否为奇数。如为“是”则操作运行至步骤16，如为“否”则至步骤17。

在步骤16进行相加。储存在RAM97中的高频滤波的结果FHi和低频滤波的结果FLi用来实现在CPU100控制下的储存在ROM98中并由图20的求和e_A列所示的计算公式的操作，并将运算结果储存在RAM97中，直至操作进行到步骤18。

在步骤18，进行等待直至下一个中断，当下一个中断时标到来时，重新执行从步骤1到步骤18的流程。

在励磁电流的波形变化的情形下，信号处理操作将参考图22至24描述。因为这些操作与图17至22的大体相同，所以只结合不同处加以描述。

在图22中，时标信号S₂₂′的波作不同于图18的。结果，励磁电流I_f2的波形不同于图18中的，并且是取低频和高频波形的和波形。这稍微改变了信号处理过程。

在图23的流程图中，不同于图19之处仅限于步骤8的判断，步骤9、11、13和14的运算操作以及步骤15的判断。

步骤8和15的判断是需要联系步骤9、11、13和14的运算操作的。

步骤9的操作是在图22（m）所示的时标上利用储存在RAM97中的数据实现储存在ROM98中并由图24的高频解调eHi所示的运算公式，运算结果再通过总线99存入RAM97。

步骤11的操作是利用储存在RAM97中的数据实现储存在ROM98中并由图24的高通滤波FH²′所示的运算公式，运算结果再通过总线99存入RAM97。步骤13的操作是在图22（n）所示的时标上利用储存在RAM97…L₀′（n-1），L₀′（n），L₀′（n+1）…等等和…L₁′（n-1），L₁′（n），L₁′（n+1）等中的数据实现存在ROM98中并由图24的低频解调e_Li′表示的运算公式，而运算结果e_Li′再通过总线99存入RAM97。

步骤14的操作是利用储存在RAM97中的数据实现存在ROM98中并由图24的低通滤波F_Li′所示的运算公式，其运算结果再通过总线99存入RAM97。

在步骤16，用高通滤波F_Hi′和低通滤波F_Li′的结果相加得到和输出e₀。

顺便地说，迄今所作的描述中未涉及到励磁电 流的频率。然而，因为电磁流量计处理小信号，所以这些信号可叠加在来自电源的信号电压上。结果，只要高频不选择在与市电频率的整数倍相等的频率上和低频选择为市电频率的偶数分之一，则由市电频率或其偶次高次谐波频与励磁频率间产生的拍频由后级的低通滤波器消除。

如上面所作的详细描述，根据本发明，通过组合构成的装置构包括低通滤波装置的低频信号处理单元的输出和包括高通滤波装置的高频处理单元的输出与求和装置于一体，可提供具有对于流量的起伏响应快，零点稳定但对流动噪音的起伏不敏感的电磁流量计。

Claims (17)

1、一种电磁流量计，用于测量与待测流体流速成正比的信号电压，该信号电压是通过向流体施加一个磁场而产生的，该流量计还用于将进行流速计算获得的结果信号输出给被测的信号电压，其特征在于所述电磁流量计包括：

(A)用于提供具有第一频率和较低有第二频率的磁场的励磁装置(14，16，65)；

(B)在所述第一频率基础上用于鉴别和输出信号电压的第一解调装置(SW₉，SW₁₀，S₉，S₁₀)，上述信号电压是由所述励磁装置激励并根据流量产生的；

(C)用于对所述第一解调装置的输出进行高通滤波的高通滤波装置(34，88)；

(D)在所述第二频率的基础上对所述信号电压进行鉴别和解调的第二解调装置(SW₇，SW₈，S₇，S₈)；

(E)用于对所述第二解调装置的输出进行低通滤波的低通滤波装置(24，87)；

(F)用于对所述高通滤波装置和所述低通滤波装置的对应输出进行代数合成并输出流速信号的合成装置(25，39)。

2、根据权利要求1的电磁流量计，其特征在于所述电磁流量计进一步包括：

用于对来自所述第二解调装置的输出（S₄）的所述信号电压的起伏进行检测的噪音检装置（71）;以及

用于利用所述噪音检测装置的输出改变所述合成装置和所述第二解调装置输出的求和比例的比例控制装置（76）。

3、根据权利要求1的电磁流量计，其特征在于所述电磁流量计进一步包括：

用于比较所述第二解调装置的输出绝对值和电平设定电压（E₄）的比较装置（80）;以及

开关装置（SW₁₁），当所述信号电压不超过预定电平时，所述开关装置被切换到所述第二解调装置一侧;而当超出所述预定电平时，所述开关装置则被切换到所述合成装置（25）一侧。

4、根据权利要求1的电磁流量计，其特征在于所述电磁流量计进一步包括：

用于比较所述第二解调装置的输出的时间变化绝对值和电平设定电压E₃的比较装置（78）;

开关装置（SW₁₁），当所述信号电压不超过预定电平时，上述开关装置被切换到所述第二解调装置一侧;而当超过所述预定电平时，上述开关装置则被切换到合成装置一侧。

5、根据权利要求1的电磁流量计，其特征在于所述电磁流量计进一步包括：

安装在所述比较装置（78）的输出侧的滞后装置（79a，79b）。

6、根据权利要求1的电磁流量计，其特征在于所述第一解调装置、所述高通滤波装置、所述第二解调装置、所述低通滤波装置和所述合成装置由利用微计算机（CPU100，ROM98，RAM97）的运算装置组成在一起。

7、根据权利要求1的电磁流量计，其特征在于所述高通滤波装置和所述低通滤波装置的传输函数被这样选定使其和约为1。

8、根据权利要求1的电磁流量计，其特征在于：选择的所述第一频率不等于市电频率的整数倍，同时选择的第二频率为市电频率的偶数分之一。

9、根据权利要求1的电磁流量计，其特征在于：

用于调整增益的增益调整装置（Q₅）安装在所述高通滤波装置或所述低通滤波装置一侧，使所述高通滤波装置和所述低通滤波装置的各自输出能大致相等。

10、根据权利要求1的电磁流量计，上述电磁流量计进一步包括：

用于可变地放大所述信号电压并将其输出给所述第一和第二解调装置的变增益放大装置（81）;

设置在所述合成装置后级的放大补偿装置（82），用于对由于所述放大倍数的变化而引起的所述变增益放大装置（81）的放大倍数的变化进行补偿;

噪音检测装置（83），用于既检测包含在所述信号电压之中的噪音的变化速度也检测其幅度，从而利用所述噪音检测装置的输出控制所述变增益放大装置和所述补偿装置的放大倍数。

11、根据权利要求6的电磁流量计，其特征在于：

用于将所述信号电压的起伏限制在预定的起伏宽度内的速度限制装置，它设置于所述第一解调装置和所述高通滤波装置之间。

12、根据权利要求1的电磁流量计，其特征在于所述电磁流量计，进一步包括：

噪音检测装置（89），用于检测包含在所述信号电压中的噪音落入预定的允许范围内的时刻，以便输出一个时间常数控制信号以降低所述高通滤波装置和所述低通滤波装置的时间常数，而当回到正常状态时，随之增大所述时间常数;以及

时间常数改变装置（86），用于利用所述时间常数控制信号改变所述高通滤波装置和所述低通滤波装置的时间常数。

13、根据权利要求1电磁流量计，其特征在于上述电磁流量计进一步包括：

用于检测接通电源的时刻，以输出一个时间常数控制信号的电源检测器（94），所述时间常数控制信号用于在从电源接通的时刻起的一段预定时间内降低时间常数;以及

用于利用时间常数控制信号改变所述高通滤波装置和所述低通滤波装置的时间常数的时间常数变化装置（86）。

14、一种电磁流量计，用于测量与待测流体流速成正比的信号电压，该信号电压是通过向流体施加一个磁场而产生的，该流量计还用于将进行流速计算获得的结果信号输出到被测的信号电压，其特征在于所述电磁流量计包括：

（A）用于提供具有第一频率和较低的第二频率的磁场的励磁装置（14，16）;

（B）用于在所述第一频率的基础上鉴别信号电压并将其作为一个第一信号输出的信号处理装置（27，47，54），所述信号电压是由所述励磁装置激励并根据流速产生的;

（C）零点检测（44，53，58），用于取出与所述第一信号相关的电压和所述信号电压的第二频率分量之间的差，并将其作为零点信号进行检测;

（D）用于利用所述零点信号校正所述流速信号的零点校正装置（42，48，55）。

15、一种电磁流量计，用于测量与待测流体流速成正比的信号电压，信号电压是通过向流体施加一个磁场而产生的，该流量计还用于将进行流速计算获得的结果信号输出到被测的信号电压，其特征在于所述电磁流量计包括：

（A）用于提供具有第一频率和较低的第二频率的磁场的励磁装置（14，16）;

（B）用于在所述第二频率的基础上鉴别并输出的信号电压的第二个解调装置（22），所述信号电压是由所述励磁装置激励并根据流速产生的;

（C）用于对所述第二解调装置的输出进行低通滤波的低通滤波装置（24）;

（D）用于利用所述第一频率鉴别和解调所述信号电压的第一解调装置（31）;

（E）用于检测所述第一解调装置的输出和所述低通滤波器的输出之差的响应检测和放大装置（60）;以及

（F）用于计算响应补偿信号和所述低通滤波器的输出之差的响应校正装置（59），所述响应补偿信号是使所述响应检测和放大装置（60）的输出经过高通滤波器（61）而得到的。

16、一种电磁流量计，用于测量与待测流体流速成正比的信号电压，该信号电压是通过向流体施加一个磁场而产生的，该流量计还用于将进行流速计算获得的结果信号输出到被测的信号电压，其特征在于所述电磁流量计包括：

（A）用于提供具有第一频率和较低的第二频率的磁场的励磁装置（14，16）;

（B）用于在所述第二频率的基础上鉴别和输出信号电压的第二个解调装置（22），所述信号电压是由所述励磁装置激励并根据流速产生的;

（C）用于对所述第二解调装置的输出进行低通滤波的低通滤波装置（24）。

（D）用于放大流速输出和所述信号电压之差的响应检测和放大装置（63）;

（E）响应校正装置（64），用于响应和校正一个响应补偿信号和所述低通滤波器的输出，从而可输出与所述响应校正装置相关的信号作为所述流速信号，所述响应补偿信号是在所述第一频率的基础上对所述响应检测和放大装置（63）的输出进行解调而得到的。

17、一种电磁流量计，用于测量与待测流体流速成正比的信号电压，该信号电压是通过向流体施加一个磁场而产生的，该流量计还用于将进行流速计算获得的结果信号输出到被测的信号电压，其特征在于所述电磁流量计包括：

（A）用于提供具有第一频率和较低的第二频率的磁场的励磁装置（14，16，65）;

（B）用于在所述第一频率的基础上鉴别信号电压并产生第一输出的第一解调装置（SW₉，SW₁₀，S₉，S₁₀），所述信号电压是由所述励磁装置激励并根据流速产生的;

（C）用于在第二频率的基础上鉴别和解调所述信号电压的第二解调装置（SW₇，SW₈，S₇，S₈）;

（D）具有大时间常数的低通滤波装置（24，87），用于对所述第二解调装置的输出进行低通滤波以产生一个第二输出;以及

（E）通过利用所述第一输出和第二输出执行预定的操作而产生流速输出的装置（25，39）。

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