CN102859958A - 在无线通信系统中发射控制信息的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种无线通信系统。更具体地，本发明涉及一种用于在无线系统中通过PUCCH来向该系统的装置发射控制信息的方法，该方法包括下面的步骤：从控制信息接收第一调制符号和第二调制符号；在频域中将第一调制符号扩散到多个子载波；将在频域中扩散的第一调制符号在时域中扩散到多个第一连续SC-FDMA符号；在频域中将第二调制符号扩散到多个子载波；将在频域中扩散的第二调制符号在时域中扩散到多个第一连续SC-FDMA符号；以及通过PUCCH来发射扩散的第一调制符号和第二调制符号。

Description

在无线通信系统中发射控制信息的方法和设备

技术领域

本发明涉及一种无线通信系统，并且更具体地涉及用于在支持载波聚合（CA）的无线通信系统中发射控制信息的方法和设备。

背景技术

无线通信系统已经被广泛地用于提供各种通信服务，诸如语音或数据服务。通常，无线通信系统是多址系统，其能够通过共享可用系统资源（带宽和发射（Tx）功率等）来与多个用户进行通信。能够使得多种多址系统，例如，码分多址（CDMA）系统、频分多址（FDMA）系统、时分多址（TDMA）系统、正交频分多址（OFDMA）系统和单载波频分多址（SC-FDMA）系统等。

发明内容

【技术问题】

因此，本发明针对用于在无线通信系统中有效率地发射控制信息（信道）的方法和设备，该方法和设备基本上消除了因为现有技术的限制和缺点导致的一个或多个问题。本发明的一个目的是提供一种用于在无线通信系统中有效率地发射控制信息（信道）的方法和设备。本发明的另一个目的是提供用于有效率地发射控制信息的信道格式和信号处理以及用于所述信道格式和所述信号处理的设备。本发明的另一个目的是提供一种用于有效率地分配用于发射控制信息的资源的方法和设备。

本领域内的技术人员将明白，可以通过本发明实现的目的不限于以上具体描述的内容，并且从结合附图而进行下面的详细说明来更清楚地理解本发明，可以实现的以上和其他目的。

【技术方案】

可以通过提供一种用于在无线通信系统中由用户设备（UE）通过物理上行链路控制信道（PUCCH）来发射控制信息的方法来实现本发明的目的，所述方法包括：从所述控制信息获得第一调制符号和第二调制符号；在频域中将所述第一调制符号扩展为多个子载波；将在频域中扩展的所述第一调制符号在时域中扩展为多个第一连续SC-FDMA符号；在频域中将所述第二调制符号扩展为多个子载波；将在频域中扩展的所述第二调制符号在时域中扩展为多个第一连续SC-FDMA符号；以及通过所述PUCCH来发射扩展的第一调制符号和扩展的第二调制符号。

在本发明的另一个方面，一种配置成在无线通信系统中通过物理上行链路控制信道（PUCCH）来发射控制信息的用户设备（UE）包括：射频（RF）单元；以及处理器。所述处理器从所述控制信息获得第一调制符号和第二调制符号，在频域中将所述第一调制符号扩展为多个子载波，将在频域中扩展的所述第一调制符号在时域中扩展为多个第一连续SC-FDMA符号，在频域中将所述第二调制符号扩展为多个子载波，将在频域中扩展的所述第二调制符号在时域中扩展为多个第一连续SC-FDMA符号，以及通过所述PUCCH来发射扩展的第一调制符号和扩展的第二调制符号。

可以通过基本序列和循环移位的组合来生成用于在频域中扩展所述第一调制符号和所述第二调制符号的频率扩展序列。

在所述第一调制符号中使用的第一频率扩展序列以及在所述第二调制符号中使用的第二频率扩展序列可以具有相同的基本序列和不同的循环移位值。

用于在时域中扩展所述第一调制符号和所述第二调制符号的时间扩展序列包括正交码，并且向所述第一调制符号和所述第二调制符号应用相同的正交码。

所述方法可以进一步包括：通过多个天线来发射所述第一调制符号和所述第二调制符号，其中，在空间-代码域中使用的预编码被应用到所述第一调制符号和所述第二调制符号。

所述方法可以进一步包括：从所述控制信息获得第三调制符号和第四调制符号；在频域中将所述第三调制符号扩展为多个子载波；将在频域中扩展的所述第三调制符号在时域中扩展为多个第二连续SC-FDMA符号；在频域中将所述第四调制符号扩展为多个子载波；将在频域中扩展的所述第四调制符号在时域中扩展为多个第二连续SC-FDMA符号；以及通过所述PUCCH来发射扩展的第三调制符号和扩展的第四调制符号，其中，所述多个第一连续SC-FDMA符号和所述多个第二连续SC-FDMA符号位于同一时隙中。

【有益效果】

本发明的示例性实施例具有下面的效果。可以在无线系统中有效地发射控制信息。另外，本发明的实施例可以提供用于有效地发射控制信息的信道格式和信号处理方法。另外，可以有效地指派用于发射控制信息的资源。

本领域内的技术人员将明白，可以通过本发明实现的效果不限于以上已经具体描述的那些，并且通过结合附图进行下面的详细说明，将更清楚地理解本发明的其他优点。

附图说明

被包括来进一步理解本发明的附图图示本发明的实施例，并且与说明书一起用于解释本发明的原理。

图1是充当示例性移动通信系统和用于使用物理信道来发射信号的一般方法的3GPP LTE系统中使用的物理信道的概念图。

图2是图示用于处理上行链路信号的方法的概念图。

图3是图示用于处理下行链路信号的方法的概念图。

图4是图示适用于本发明的实施例的SC-FDMA方案和OFDMA方案的概念图。

图5是图示用于满足单载波特性的在频域中的信号映射方案的概念图。

图6是图示用于将DFT处理输出采样映射到在成簇的SC-FDMA中的单载波的信号处理的概念图。

图7和8示出DFT处理输出采样被映射到在成簇的SC-FDMA中的多个载波的信号处理。

图9示出示例性分段的SC-FDMA信号处理。

图10示出上行链路子帧结构。

图11是图示用于在上行链路上发射参考信号（RS）的信号处理过程的概念图。

图12示出用于物理上行链路共享信道（PUCCH）的解调参考信号（DMRS）结构。

图13和14示例性地示出了PUCCH格式1a和1b的时隙级结构。

图15和16示例性地示出了PUCCH格式2/2a/2b的时隙级结构。

图17是示出PUCCH格式1a和1b的ACK/NACK信道化的图。

图18是示出其中在同一PRB内混合PUCCH格式1/1a1/1b和PUCCH格式2/2a/2b的结构的信道化的图。

图19是示出用于发射PUCCH的物理资源分配（PRB）的分配的图。

图20是在基站（BS）中的下行链路分量载波（DL CC）的管理的概念图。

图21是在用户设备（UE）中的上行链路分量载波（UL CC）的管理的概念图。

图22是一个MAC层管理在BS中的多个载波的情况的概念图。

图23是一个MAC层管理在UE中的多个载波的情况的概念图。

图24是一个MAC层管理在BS中的多个载波的情况的概念图。

图25是多个MAC层管理在UE中的多个载波的情况的概念图。

图26是根据本发明的一个实施例的、多个MAC层管理多个载波的情况的概念图。

图27是根据本发明的另一个实施例的、多个MAC层管理从UE的视点看的多个载波的情况的概念图。

图28是示出多个下行链路分量载波（DL CC）和一个上行链路CC链接的不对称载波聚合（CA）的图。

图29和30示出根据本发明的一个实施例的、向在子帧中包含的时隙0应用扩展因子（SF）缩小。

图31示出根据本发明的一个实施例的、应用信道选择和SF缩小的PUCCH格式和用于该PUCCH格式的信号处理。

图32和33示例性地示出了根据本发明的一个实施例的发射分集方法。

图34和35示例性地示出了根据本发明的另一个实施例的发射分集方法。

图36和37示例性地示出了根据本发明的另一个实施例的发射分集方法。

图38是图示适用于本发明实施例的基站（BS）和用户设备（UE）的框图。

具体实施方式

现在参考附图来详细参见本发明的优选实施例。下面将参考附图给出的详细说明意欲解释本发明的示例性实施例，而不是仅示出可以根据本发明实现的实施例。本发明的下面的实施例可以被应用到多种无线接入技术，例如CDMA、FDMA、TDMA、OFDMA、SC-FDMA和MC-FDMA等。可以通过诸如通用陆地无线电接入（UTRA）或CDMA2000的无线通信技术来实现CDMA。可以通过例如全球移动通信系统（GSM）、通用分组无线电业务（GPRS）、增强型数据速率GSM演进（EDGE）等的无线通信技术来实现TDMA。可以通过例如IEEE 802.11（Wi-Fi）、IEEE 802.16（WiMAX）、IEEE 802.20和E-UTRA（演进UTRA）等的无线通信技术来实现OFDMA。UTRA是通用移动电信系统（UMTS）的一部分。第三代合作伙伴计划（3GPP）长期演进（LTE）是使用E-UTRA的演进UMTS（E-UMTS）的一部分。高级LTE（LTE-A）是3GPP LTE的演进版本。虽然本发明的下面的实施例将在下文中描述基于3GPP LTE/LTE-A系统的发明技术特性，但是应当注意，下面的实施例将仅被公开来用于说明性目的，并且本发明的范围和精神不限于此。

在无线通信系统中，UE可以经由下行链路从基站（BS）接收信息，并且可以经由上行链路来发射信息。向UE发射和从UE接收的信息包括数据和多种控制信息。根据UE的发射（Tx）和接收（Rx）信息的类别来使用多种物理信道。

图1是图示在3GPP系统中使用的物理信道和用于使用该物理信道来发射信号的一般方法的概念图。

参见图1，当被通电时或当进入新的小区时，UE在步骤S 101中执行初始小区搜索。初始小区搜索包含与BS的同步。具体地说，UE与BS同步，并且通过从BS接收主同步信道（P-SCH）和辅同步信道（S-SCH）来获取小区标识符（ID）和其他信息。然后，UE可以通过从BS接收物理广播信道（PBCH）来获取在小区中广播的信息。在初始小区搜索期间，UE可以通过接收下行链路参考信号（DL RS）来监控下行链路信道状态。

在初始小区搜索后，在步骤S102中UE可以通过接收物理下行链路控制信道（PDCCH）以及基于该PDCCH的信息接收物理下行链路共享信道（PDSCH）来获取更具体的系统信息。

其后，如果UE初始接入BS，则它可以在步骤S103至S106执行对于BS的随机接入。对于随机接入，UE可以在步骤S103中在物理随机接入信道（PRACH）上向BS发射前导，并且在步骤S104中接收对于PDCCH和与PDCCH对应的PDSCH上的随机接入的响应消息。在基于竞争的随机接入的情况下，UE可以在步骤S105中发射另外的PRACH，并且在步骤S106中接收PDCCH与PDCCH对应的PDSCH，使得UE可以执行竞争解决过程。

在上面的随机接入过程后，UE可以在一般的下行链路/上行链路信号发射过程中接收PDCCH/PDSCH（S107），并且发射物理上行链路共享信道（PUSCH）/物理上行链路控制信道（PUCCH）（S108）。UE向BS发射的控制信息被称为上行链路控制信息（UCI）。UCI包括混合自动重传请求确认/否认（HARQ ACK/NACK）信号、调度请求（SR）、信道质量指示符（CQI）、预编码矩阵索引（PMI）和秩指示符（RI）。通常，在PUCCH上发射UCI。然而，当需要同时发射控制信息和业务数据时，在PUSCH上发射UCI。此外，可以在网络的请求/指令时在PUSCH上非定期地发射UCI。

图2是图示用于由用户设备（UE）发射上行链路信号的信号处理方法的概念图。

参见图2，加扰模块201可以加扰发射信号，以便发射上行链路信号。加扰的信号被输入到调制映射器202，使得调制映射器202根据发射信号的类型和/或信道状态在二进制相移键控（BPSK）、正交相移键控（QPSK）或16-阵列正交调幅（16AQM）将加扰的信号调制为复数符号。变换预编码器203处理复数符号，并且资源元素映射器204可以将处理的复数符号映射到时间频率资源元素，以用于实际发射。映射的信号可以在单载波频分多址（SC-FDMA）信号发生器205中被处理后通过天线被发射到BS。

图3是图示用于基站（BS）发射下行链路信号的信号处理方法的概念图。

参见图3，在3GPP LTE系统中，BS可以经由下行链路来发射一个或多个代码字。加扰模块301和调制映射器302可以以与在图2中所示的上行链路操作中相同的方式来将代码字处理为复数符号。其后，该复数符号被层映射器303映射到多个层，并且每层被乘以预定预编码矩阵，然后被预编码器304分配到每一个发射天线。单独天线的处理的发射信号被RE映射器305映射到要用于数据发射的时间频率资源元素（RE）。其后，映射结果可以在通过OFDMA信号发生器306后经由每一个天线被发射。

在用于在无线通信系统中使用的UE发射上行链路信号的情况下，峰均功率比（PAPR）会变得比BS发射下行链路信号的情况下更严重。因此，如图2和3中所述，SC-FDMA方案以与用于下行链路信号发射的OFDMA方案不同的方式用于上行链路信号发射。

图4是图示适用于本发明的实施例的SC-FDMA方案和OFDMA方案的概念图。在3GPP系统中，在下行链路中使用OFDMA方案，并且在上行链路中使用SC-FDMA方案。

参见图4，不仅用于上行链路信号发射的UE而且用于下行链路信号发射的BS包括串行至并行转换器401、子载波映射器403、M-点IDFT模块404和循环前缀（CP）附加模块406。然而，用于使用SC-FDMA方案发射信号的UE进一步包括N-点DFT模块402、并且补偿M-点IDFT模块1504的IDFT处理影响的预定部分，使得发射信号可以具有单载波特性（即，单载波属性）。

图5图示用于满足单载波属性的在频域中的信号映射方案。图5（a）示出局部化映射方案，并且图5（b）示出分布式映射方案。

将作为SC-FDMA方案的修改形式的成簇SC-FDMA方案描述如下。在成簇SC-FDMA方案中，DFT处理输出采样在子载波映射过程中被划分为子组，并且在频域（或子载波域）中被不连续地映射。

图6示出在成簇的SC-FDMA中DFT处理输出采样被映射到一个载波的信号处理。图7和8示出在成簇的SC-FDMA中DFT处理输出采样被映射到多个载波的信号处理。图6示出载波内的簇SC-FDMA应用的示例。图7和8示出载波间成簇SC-FDMA应用的示例。图7示出在向频域连续分配分量载波以及布置在连续分量载波之间的子载波间隔的条件下通过单IFFT块来生成信号的示例。图8示出在向频域不连续地分配分量载波的条件下通过几个IFFT块来生成信号的另一个示例。

图9示出示例性分段SC-FDMA信号处理。

应用了与DFT的任意数量相同的数量的IFFT可以被看作为常规SC-FDMA DFT扩展的扩展版本和IFFT频率子载波映射结构，因为在DFT和IFFT之间的关系是一对一的基础。如果必要，则分段的SC-FDMA也可以用NxSC-FDMA或者NxDFT-s-OFDMA表示。为了说明方便和更好地理解本发明，分段的SC-FDMA、NxSC-FDMA和NxDFT-s-OFDMA可以一般被称为“分段SC-FDMA”。参见图9，为了减少单载波特性，分段SC-FDMA将所有的时域调制符号分组为N个组，使得以组为单位来执行DFT处理。

图10示出上行链路子帧结构。

如图10中所示，UL子帧包括多个时隙（例如，两个时隙）。每一个时隙可以包括多个SC-FDMA符号，其数量根据CP的长度而变化。例如，在正常CP的情况下，时隙可以包括7个SC-FDMA符号。UL子帧被划分为数据区域和控制区域。数据区域包括PUSCH并且用于发射诸如语音的数据信号。控制区域包括PUCCH，并且用于发射控制信息。PUCCH包括位于在频率轴上的数据区域的两端处的一对RB（例如，m=0,1,2,3）（具体地说，在频率镜像位置处的一对RB），并且在时隙之间跳跃。UL控制信息（即，UCI）包括HARQ ACK/NACK信道质量信息（CQI）、预编码矩阵指示符（PMI）和秩指示（RI）。

图11图示用于在上行链路中发射参考信号（RS）的信号处理过程。如图11中所示，数据被DFT预编码器转换为频域信号，并且所述信号然后在进行频率映射和IFFT后被发射。另一方面，RS不通过DFT预编码器。更具体地，RS序列在频域中被直接生成（S11），然后在依序进行局部化映射处理（S12）、IFFT处理（S13）和CP附接处理（S14）后被发射。

RS序列

被基本向量的循环移位α来定义，并且可以用下面的等式1表达。

[等式1]

$r_{u,v}^{\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}\left(n\right)=e^{\mathrm{j\&alpha;n}}{\stackrel{\&OverBar;}{r}}_{u,v}\left(n\right),$ $0\&le;n<M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RS}}$

其中，

表示RS序列的长度，

表示以子载波表示的资源块大小，以及m是

表示最大UL发射带。

基本序列

被划分为几组。u∈{0，1，...，29}表示组编号，并且v对应于在相应组中的基本序列编号。每一个组包括具有长度

（1≤m≤5）的一个基本序列v＝0和具有长度 的两个基本序列v＝0，1。在相应的组内的序列组编号u和编号v可以随着时间被改变。基于序列长度

来定义基本序列

具有

或更大的长度的基本序列可以被定义如下。

相对于通过下面的等式2来给出基本序列

[等式2]

${\stackrel{\&OverBar;}{r}}_{u,v}\left(n\right)=x_q\left(n\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{ZC}}^{\mathrm{RS}}\right),$ $0\&le;n<M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RS}}$

其中，可以通过下面的等式3来定义第q个根Zadoff-Chu序列。

[等式3]

$x_q\left(m\right)=e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;qm}(m+1)}{N_{\mathrm{ZC}}^{\mathrm{RS}}}},$ $0\&le;m\&le;N_{\mathrm{ZC}}^{\mathrm{RS}}-1$

其中，q满足下面的等式4。

[等式4]

$\stackrel{\&OverBar;}{q}=N_{\mathrm{ZC}}^{\mathrm{RS}}\&CenterDot;(u+1)/31$

其中，通过最大素数来给出Zadoff-Chue序列的长度

因此满足 $N_{\mathrm{ZC}}^{\mathrm{RS}}<M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RS}}.$

具有小于的长度的基本序列可以被定义如下。首先，对于

和

如等式5中所示来给出基本序列。

[等式5]

$0\&le;n\&le;M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RS}}-1$

其中，分别通过下面的表1来给出用于

和

的值

[表1]

[表2]

下面描述RS跳跃。

可以通过组跳跃模式f_gh(n_s)和序列移位模式f_ss来如在下面的等式6中所示定义在时隙n_s中的序列组编号u。

[等式6]

u＝(f_gh(n_s)+f_ss)mod30

其中，mod表示模运算。

存在17个不同的跳跃模式和30个不同的序列移位模式。可以通过用于激活由较高层提供的组跳跃的参数来启用或禁用序列组跳跃。

虽然PUCCH和PUSCH具有相同的跳跃模式，但是PUCCH和PUSCH可以具有不同的序列移位模式。

组跳跃模式f_gh(n_s)对于PUSCH和PUCCH相同，并且通过下面的等式7被给出。

[等式7]

其中，c(i)表示伪随机序列，并且可以在每一个无线电帧的开始处通过

来初始化伪随机序列发生器。

序列移位模式f_ss的定义在PUCCH和PUSCH之间不同。

PUCCH的序列移位模式

是并且，PUSCH的序列移位模式

是通过较高层来配置Δ_ss∈{0，1，...，29}。

下面是序列跳跃的描述。

序列跳跃仅被应用到具有长度

的RS。

对于具有长度

的RS，在基本序列组内的基本序列编号v是v=0。

对于具有长度

的RS，通过下面的等式8来给出在时隙n_s中的基本序列组内的基本序列编号v。

[等式8]

其中，c(i)表示伪随机序列，并且用于启用由较高层提供的序列跳跃的参数确定序列跳跃是否有可能。伪随机序列发生器可以在无线电帧的开始处被初始化为

以下面的方式来确定用于PUSCH的RS。

用于PUCCH的RS序列r^PUSCH(·)被定义为 $r^{\mathrm{PUSCH}}(m\&CenterDot;M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RS}}+n)=r_{u,v}^{\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}\left(n\right).$ 在此，m和n满足 $\begin{array}{c}m=\mathrm{0,1}\\ n=0,...,M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RS}}-1\end{array}$ 和 $M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RS}}=M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{PUSCH}}.$

通过 $\mathrm{\&alpha;}=2^{n_{\mathrm{cs}}}/12$ 与 $n_{\mathrm{cs}}=(n_{\mathrm{DMRS}}^{\left(1\right)}+n_{\mathrm{DMRS}}^{\left(2\right)}+n_{\mathrm{PRS}}\left(n_s\right))\mathrm{mod}12$ 一起给出在一个时隙中的循环移位。

在此，

是广播值，通过UL调度分配来给出

并且n_PRS(n_s)是小区特定的循环移位值。n_PRS(_s)根据时隙编号n_s来改变，并且通过 $n_{\mathrm{PRS}}\left(n_s\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{i=0}^{7}c(8\&CenterDot;n_s+i)\&CenterDot;2^i$ 被给出。

c(i)是伪随机序列，并且c(i)也是小区特定值。伪随机序列发生器可以在无线电帧的开始处被初始化为

表3示出在下行链路控制信息（DCI）格式0处的循环移位字段和

[表3]

用于在PUSCH处的UL RS的物理映射方法如下。

序列被乘以幅度缩放因子β_PUSCH，并且被映射到在r^PUSCH(0)开始的序列内的相应的PUSCH使用的相同的物理资源块（PRB）集合。当序列被映射到在子帧内的资源元素(k，l)（对于正常CP而言l＝3，并且对于扩展的CP而言l＝2）时，首先增大k的阶，然后增大时隙编号。

总之，如果长度大于或等于

则与循环扩展一起使用ZC序列，并且如果长度小于

则使用计算机生成的序列。根据小区特定的循环移位、UE特定的循环移位和跳跃模式等来确定循环移位。

图12A图示用于在正常CP的情况下的PUSCH的解调参考信号（DMRS）的结构，并且图12B图示用于在扩展的CP的情况下的PUSCH的DMRS的结构。在图12A的结构中，通过第四和第十一个SC-FDMA符号来发射DMRS，并且在图12B的结构中，通过第三和第九SC-FDMA符号来发射DMRS。

图13至16图示PUCCH格式的时隙级结构。PUCCH包括下面的格式，以便发射控制信息。

（1）格式1：用于通-断键控（OOK）调制和调度请求（SR）

（2）格式1a和格式1b：用于ACK/NACK发射

1）格式1a：用于一个代码字的BPSK ACK/NACK

2）格式1b：用于两个代码字的QPSK ACK/NACK

（3）格式2：用于QPSK调制和CQI发射

（4）格式2a和格式2b：用于CQI和ACK/NACK同时发射。

表4示出根据PUCCH格式的调制方式和每一个子帧的比特的数量。表5示出根据PUCCH格式的每一个时隙的RS的数量。表6示出根据PUCCH格式的RS的SC-FDMA符号位置。在表4中，PUCCH格式2a和2b对应于正常CP的情况。

[表4]

[表5]

[表格6]

图13示出在正常CP的情况下的PUCCH格式1a和1b结构。图14示出在扩展的CP的情况下的PUCCH格式1a和1b结构。在PUCCH格式1a和1b结构中，在子帧的每一个时隙内重复同一控制信息。UE通过包括正交覆盖或正交覆盖码（OC或OCC）的不同资源和计算机生成的恒幅零自相关（CG-CAZAC）序列的不同循环移位（即，不同的频域代码）来发射ACK/NACK信号。例如，OC可以包括正交沃尔什/DFT代码。当CS的数量是6并且OC的数量是3时，可以在基于单个天线的同一物理资源块（PRB）中复用总共18个UE。正交序列w0、w1、w2和w3可以被应用到任意时域（在FFT调制后）或任意频域（在FFT调制前）。

对于SR和永久调度，由CS、OC和PRB构成的ACK/NACK资源可以通过无线电资源控制（RRC）被指派到UE。对于动态ACK/NACK和非永久调度，可以使用与PDSCH对应的PDCCH的最低CCE索引来隐含地向UE指派ACK/NACK资源。

图15示出在正常CP的情况下的PUCCH格式2/2a/2b结构。图16示出在扩展的CP的情况下的PUCCH格式2/2a/2b结构。如图15和16中所示，除了在正常CP情况下的RS符号之外，一个子帧包括10个QPSK数据符号。每一个QPSK符号被CS在频域中的扩展，然后被映射到相应的SC-FDMA符号。可以应用SC-FDMA符号级CS跳跃，以便随机化小区间干扰。可以使用CS通过CDM来复用RS。例如，如果假定可用的CS的数量是12或6，则可以在同一PRB中复用12或6个UE。例如，在PUCCH格式1/1a/1b和2/2a/2b中，可以通过CS+OC+PRB和CS+PRB来复用多个UE。

在下面的表7和8中示出用于PUCCH格式1/1a/1b的长度4和长度3正交序列（OC）。

[表7]

用于PUCCH格式1/1a/1b的长度4正交序列

[表8]

用于PUCCH格式1/1a/1b的长度3正交序列

在表9中示出在PUCCH格式1/1a/1b中用于RS的正交序列（OC）。

[表9]

1a和1b

图17图示当

时用于PUCCH格式1a和1b的ACK/NACK信道化。

图18图示在同一PRB内混合PUCCH格式1/1a/1b和PUCCH格式2/2a/2b的结构的信道化。

可以应用CS（循环移位）跳跃和OC（正交覆盖）重新映射如下。

（1）用于小区间干扰随机化的基于符号的小区特定的CS跳跃

（2）时隙级CS/OC重新映射

1）用于小区间干扰随机化

2）用于在ACK/NACK信道和资源（k）之间的映射的基于时隙的接入

用于PUCCH格式1/1a/1b的资源n_r包括下面的组合。

（1）CS（＝在符号级中的DFT OC）（n_cs）

（2）OC（在时隙级中的OC）（n_oc）

（3）频率RB（n_rb）

当索引表示CS时，OC和RB分别是n_cs、n_oc和n_rb，代表性索引n_r包括n_cs、n_oc和n_rb。即，n_r=(n_cs,n_oc,n_rb)。

可以通过PUCCH格式2/2a/2b来发射CQI、PMI、RI以及CQI和ACK/NACK的组合。在此，可以应用雷德密勒（RM）信道编译。

例如，在LTE系统中，用于UL CQI的信道编译被描述如下。使用(20,A)RM代码来信道编译比特流a₀，a₁，a₂，a₃，…，a_A-1。表10示出用于(20,A)代码的基本序列。a₀和a_A-1分别表示最高有效位（MSB）和最低有效位（LSB）。在扩展的CP的情况下，信息比特的最大数量是11，除了当CQI和ACK/NACK同时被发射时。在使用RM代码将比特流编译为20比特后，可以向编译比特应用QPSK调制。在QPSK调制前，可以加扰编译比特。

[表10]

1	Mi.0	Mi.1	M12	Mi.3	Mi4	Mi.5	Mi.6	Mi.7	Mi.8	Mi.9	Mi.10	Mi.11	Mi.12
														0	1	1	0	0	0	0	0	0	0	0	1	1	0
1	1	1	1	0	0	0	0	0	0	1	1	1	0
														2	1	0	0	1	0	0	1	0	1	1	1	1	1
3	1	0	1	1	0	0	0	0	1	0	1	1	1
														4	1	1	1	1	0	0	0	1	0	0	1	1	1
5	1	1	0	0	1	0	1	1	1	0	1	1	1
														6	1	0	1	0	1	0	1	0	1	1	1	1	1
7	1	0	0	1	1	0	0	1	1	0	1	1	1
														8	1	1	0	1	1	0	0	1	0	1	1	1	1
9	1	0	1	1	1	0	1	0	0	1	1	1	1
														10	1	0	1	0	0	1	1	1	0	1	1	1	1
11	1	1	1	0	0	1	1	0	1	0	1	1	1
														12	1	0	0	1	0	1	0	1	1	1	1	1	1
13	1	1	0	1	0	1	0	1	0	1	1	1	1
														14	1	0	0	0	1	1	0	1	0	0	1	0	1
15	1	1	0	0	1	1	1	1	0	1	1	0	1
														16	1	1	1	0	1	1	1	0	0	1	0	1	1
17	1	0	0	1	1	1	0	0	1	0	0	1	1
														18	1	1	0	1	1	1	1	1	0	0	0	0	0
19	1	0	0	0	0	1	1	0	0	0	0	0	0

可以通过等式9来生成信道编译比特b₀，b₁，b₂，b₃，...，b_B-1。

[等式9]

$b_i=\underset{n=0}{\overset{A-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}(a_n\&CenterDot;M_{i,n})\mathrm{mod}2$

其中，i=0,1,2，...,B-1。

表11示出用于宽带报告（单天线端口、发射分集或开环空间复用PDSCH）CQI反馈的上行链路控制信息（UCI）字段。

[表11]

字段	带宽15
		宽带CQI	45

表12示出用于宽带CQI和PMI反馈的UCI字段。该字段报告闭环空间复用PDSCH发射。

[表12]

表13示出用于宽带报告的RI反馈的UCI字段。

[表13]

图19示出PRB分配。如图19中所示，PRB可以用于在时隙n_s中的PUCCH发射。

术语“多载波系统”或“载波聚合系统”指的是用于聚合和利用具有比用于广播支持的目标带宽小的带宽的多个载波的系统。当聚合具有比目标带宽小的带宽的多个载波时，聚合的载波的带宽可以限于在现有系统中使用的带宽以与现有系统的向后兼容性。例如，现有的LTE系统可以支持1.4、3、5、10、15和20MHz的带宽，并且从LTE系统演进的高级LTE（LTE-A）系统可以仅使用由LTE系统支持的带宽来支持大于20MHz的带宽。可替选地，与在现有系统中使用的带宽无关，可以定义新的带宽以便支持载波聚合。可以与术语“载波聚合”和“带宽聚合”可交换地使用术语“多载波”。术语“载波聚合”可以指的是连续载波聚合和不连续载波聚合。

图20是图示在基站（BS）中的下行链路分量载波（DL CC）的管理的概念图，并且图21是图示在用户设备（UE）中的上行链路分量载波（UL CC）的管理的概念图。为了容易说明，在图20和21的下面的说明中将较高层简单地描述为MAC（或MAC实体）。

图22是图示由在BS中的一个MAC实体对于多个载波的管理的概念图。图23是图示由在UE中的一个MAC实体对于多个载波的管理的概念图。

如图22和23中所示，一个MAC管理和操作一个或多个频率载波以执行发射和接收。由一个MAC管理的频率载波不必是连续的，并且如此一来，它们在资源管理上更灵活。在图22和23中，为了容易解释，假定一个PHY（或PHY实体）对应于一个分量载波（CC）。一个PHY不总是指示独立的射频（RF）装置。虽然一个独立的RF装置通常对应于一个PHY，但是本发明不限于此，并且一个RF装置可以包括多个PHY。

图24是图示由在BS中的多个MAC实体对于多个载波的管理的概念图。图25是图示由在UE中的多个MAC实体对于多个载波的管理的概念图。图26图示由在BS中的多个MAC实体对于多个载波的管理的另一种方案。图27图示由在UE中的多个MAC实体对于多个载波的管理的另一种方案。

不像图22和23的结构那样，可以通过多个MAC实体而不是通过一个MAC来控制多个载波，如图24至27中所示。

如图24和25中所示，MAC可以在一对一的基础上控制载波。如图26和27中所示，MAC可以在一对一的基础上控制一些载波，并且一个MAC可以控制一个或多个剩余的载波。

上述系统包括多个载波（即，1至N个载波），并且可以使用载波以便彼此连续或不连续。该方案可以被等同于地应用到UL和DL。TDD系统被构造成使得管理N个载波，每一个载波包括下行链路和上行链路发射，并且FDD信号被构造成使得向上行链路和下行链路中的每一个应用多个载波。FDD系统也可以支持不对称载波聚合，其中，在上行链路和下行链路中聚合的载波的数量和/或在上行链路和下行链路中的载波的带宽不同。

当在上行链路（UL）中聚合的分量载波（CC）的数量与在下行链路（DL）中聚合的CC的数量相同时，所有的CC可以被配置成使得与传统系统兼容。然而，这不意味着从本发明排除未考虑这样的兼容性的情况下配置的CC。

在下文中，为了解释说明容易，假定当通过DL分量载波#0来发射PDCCH时，通过DL分量载波#0来发射与PDCCH对应的PDSCH。然而，显然可以应用跨载波调度，使得通过不同的DL分量载波来发射PDSCH。术语“分量载波”可以被替换为其他等同术语（例如，小区）。

图28示出在支持载波聚合（CA）的无线电通信系统中发射上行链路控制信息（UCI）的情形。为了容易解释，在这个示例中假定UCI是ACK/NACK（A/N）。然而，UCI可以包括控制信息，诸如信道状态信息（CSI）（例如，CQI、PMI、RI等）或调度请求信息（例如，SR等）。

图28示出链接5个DL CC和一个UL CC的不对称载波聚合。可以从UCI发射的视点来设置所图示的不对称载波聚合。即，可以不同地设置用于UCI的DL CC-UL CC链接和用于数据的DL CC-UL CC链接。当为了解释容易而假定一个DL CC可以承载多达两个代码字时，需要至少两个ACK/NACK比特。在该情况下，为了通过一个UL CC来发射对于通过5个DL CC接收到的数据的ACK/NACK，需要至少10个ACK/NACK。为了也支持用于每一个DL CC的不连续发射（DTX），需要至少12个比特（=5⁵=3125=11.61比特）来用于ACK/NACK发射。常规的PUCCH格式1a/1b结构不能发射这样的扩展的ACK/NACK信息，因为常规的PUCCH格式1a/1b结构可以发射多达2个ACK/NACK比特。虽然已经将载波聚合说明为在UCI信息量上的增大的起因，但是也可能因为在TDD系统或中继系统中的在天线的数量上的增加以及回程子帧的存在而增加UCI信息量。类似于ACK/NACK的情况，应当发射的控制信息的量增加，即使当通过一个UL CC来发射与多个DL CC相关联的控制信息时。例如，当需要发射用于多个DL CC的CQI/PMI/RI时，UCI有效载荷可能增加。DL CC也可以被称为DL单元，并且UL CC也可以被称为UL单元。另外，锚定DL CC也可以被称为DL PCell，并且锚定UL CC也可以被称为UL PCell。

DL主CC可以被定义为与UL主CC链接的DL CC。在此，链接包括隐含和明显链接。在LTE中，一个DL CC和一个UL CC被唯一地配对。例如，通过LTE配对与UL主CC链接的DL CC可以被称为DL主CC。这可以被看作隐含链接。明显的链接指示网络预先配置链接，并且可以被RRC等以信号传送。在明显链接中，与UL主CC配对的DL CC可以被称为主DL CC。UL主（或锚定）CC可以是其中发射PUCCH的UL CC。可替选地，UL主CC可以是其中通过PUCCH或PUSCH发射UCI的UL CC。也可以通过较高层信令来配置DL主CC。DL主CC可以是UE执行初始接入的DL CC。除了DL主CC之外的DL CC可以被称为DL辅CC。类似地，除了UL主CC之外的ULCC可以被称为UL辅CC。

DL-UL可以仅对应于FDD。可以不对于TDD定义DL-UL配对，因为TDD使用相同的频率。另外，可以通过SIB2的UL E-UTRA绝对射频信道号（EARFCN）从UL链接来确定DL-UL链接。例如，当执行初始接入时，可以通过SIB2解码来获取DL-UL链接，以及可以通过RRC信令来获取DL-UL链接。因此，仅存在SIB2链接，并且可以不定义其他DL-UL配对。例如，在图28的5DL:1UL结构中，DL CC#0和UL CC#0可以彼此具有SIB2链接关系，并且其他DL CC可以与还没有对于UE设置的其他UL CC具有SIB2链接关系。

虽然一些实施例聚焦在不对称载波聚合，但是本发明可以被应用到包括对称载波聚合的各种载波聚合情形。

实施例：使用多序列调制（MSM）的UCI发射

在下文中，本发明参考附图提出了一种用于有效率地发射增加的上行链路控制信息的方法。更详细而言，本发明提出了新的PUCCH格式、信号处理步骤和用于发射增加的上行链路控制信息的资源分配方法。为了说明方便，由本发明提出的PUCCH格式在下文中将被称为在新的PUCCH格式上的PUCCH格式3、LTE-A PUCCH格式或在传统LTE中定义的PUCCH格式2。由本发明提出的PUCCH格式的技术范围或精神可以容易地被应用到能够使用相同和类似的方案来发射上行链路控制信息的任意物理信道（例如，PUSCH）。例如，本发明的实施例可以被应用到用于定期地发射控制信息的定期PUSCH结构或用于非定期地发射控制信息的非定期PUSCH结构。

下面的附图和实施例将聚焦在下述示例性情况：其中，传统LTE的PUCCH格式1（正常CP）的UCI/IRS符号结构被用作应用于本发明的实施例的PUCCH格式的子帧/时隙级的UCI/RS符号结构。然而，仅为了说明性的目的而将公开用于在上面的PUCCH格式中使用的子帧/时隙级的UCI/RS符号结构，并且本发明的范围和精神不限于此。在本发明的PUCCH格式中，可以根据系统设计来自由地修改UCI/RS符号的数量、其位置等。例如，可以使用传统LTE的PUCCH格式2/2a/2b结构来定义根据本发明的PUCCH格式。

根据本发明实施例的PUCCH格式可以用于发射任意分类/大小的上行链路控制信息（UCI）。例如，根据本发明实施例的PUCCH格式可以发射多种信息，例如，HARQ ACK/NACK、CQI、PMI、RI、SR等，并且该信息可以具有任意大小的有效载荷。为了说明方便，本实施例聚焦在PUCCH格式发射ACK/NACK信息的示例性情况，并且下面给出其详细说明。

图29和30示出根据本发明的一个实施例的、向在子帧中包含的时隙0应用扩展因子（SF）缩小。图29示出正常CP的情况，并且图30示出扩展CP的情况。在图29和30中所示的示例中，在传统LTE的PUCCH格式中使用的OC的扩展因子（SF）值从“4”减小为“2”。图29和30的基本信号处理步骤与图13和14的那些相同。

参见图29和30，信息比特（例如，ACK/NACK）通过调制（例如，QPSK、8PSK、16QAM或64QAM等）被转换为调制的符号（符号0和1）。调制的符号乘以基本序列r0，并且在SF＝2的情况下的循环移位和正交码（OC）（[w0w1];[w2w3]）被依序应用到调制的符号。然后，已经应用循环移位和OC的调制的符号进行IFFT以被映射到SC-FDMA符号。在此，r0包括具有长度12的基本序列。OC包括在LTE中定义的沃尔什覆盖或DFT代码。根据实现方案，正交码[w0w1]和[w2w3]可以被独立地提供或者可以具有相同的值。

传统LTE PUCCH格式1a/1b可以在一个时隙中发射仅一个调制的符号，因为它使用SF＝4。此外，因为在时隙的基础上重复同一信息，所以LTE PUCCH格式1a/1b可以在子帧级处仅发射一个调制的符号。因此，LTE PUCCH格式可以在QPSK的情况下发射具有最多2比特的ACK/NACK信息。然而，在图29和30中所示的PUCCH格式可以因为SF缩小而每个时隙发射两个调制的符号。此外，如果时隙被配置使得它们发射不同的信息，则可以在子帧级处发射最多4个调制的符号。因此，所图示的PUCCH格式可以在QPSK的情况下发射具有最多8比特的UCI（例如，ACK/NACK）。

然而，SF减小可以（1）在QPSK调制的情况下发射最多8比特；以及（2）在占用两个SC-FDMA符号的时隙的基础上发射占用四个SC-FDMA符号的UCI，使得该UCI的能量减半，导致3dB SNR（信噪比）的损失。

在下文中将描述用于解决上述问题的方法。更详细而言，执行N个PUCCH资源的分配，执行每一个资源的调制（例如，QPSK、8PSK、M-阵列QAM等）（在下文中称为多序列调制（MSM）），并且将调制结果减小为SF＝2。

为了说明方便和更好地理解本发明，在下文中将描述根据本发明的一个实施例的、N被设置为2（N＝2）并且在同一PRB中存在两个PUCCH资源的示例性情况。另外，因为虽然向同一PRB应用MSM但是增大了CM，所以两个正交资源使用同一PRB索引、同一OC索引和不同的循环移位以便最小化增大的CM。即，仅使用循环移位来使用MSM，并且循环移位可以是连续值或与另一个循环移位隔开

图31示出根据本发明的一个实施例的、应用了信道选择和SF缩小的PUCCH格式和用于该PUCCH格式的信号处理。仅为了说明性的目的而公开了在图31中所示的信道编译块，并且在此为了说明方便而将其省略。除了信道选择之外的基本信号处理与图29和30的那些相同。在图31中，相同编号的循环移位（即，循环移位M（例如，M＝0或M＝1））指示从同一正交资源得出的CS，并且应当注意，相同编号的循环移位不具有相同的值。例如，如果应用在时隙级处的SC-FDMA或CS跳跃，则循环移位M可以根据SC-FDMA符号或时隙而具有不同的值。在正交码（wa,b）（例如，[w0,1;w1,1],[w2,1;w3,1]或[w0,1;w1,1;w2,1;w3,1]）中，a是在正交码中包含的元素索引，并且b是正交码索引。

参见图31，首先向UCI（例如，ACK/NACK）应用信道编译。例如，信道编译包括与用于从多个DL CC接收到的数据的多个ACK/NACK信号相关的联合编译，使得可以获得单个编译比特序列（或代码字）。例如，信道编译方案可以包括基于RM的编译、TBCC或特播编译。其后，将被编译比特（也称为编译比特）速率匹配。速率匹配方案包括循环缓冲速率匹配。另外，速率匹配包括删余，通过删余，从代码字仅剩余期望的编译比特大小。例如，假定在LTE PUCCH中使用RM编译（20,A）。在这个示例中使用QPSK调制的情况下，需要16个编译比特。在该情况下，在从LTE RM（20,A）生成具有长度20的编译比特后，可以删余最后4个比特。如果特定的RM支持（14,A）的大小，则生成具有长度14的编译比特序列，并且可以执行循环缓冲匹配，以获得长度16（[a0,a1，...,a15,a0,a1]=>长度16）。如果使用8PSK调制，则需要总共24个编译比特。在该情况下，在已经使用LTE RM(20,A)将信息比特编译为20比特后，可以执行基于24比特的循环缓冲速率匹配。

在信道编译的完成后，以可以将编译比特映射到物理信道的方式来调制编译比特。在这个示例中，调制器使用QPSK或8PSK调制来生成总共8个调制符号。

在该情况下，选择两个正交资源。假定每一个正交资源由OS0=(CS0,OC0)、OS1=(CS1,OC1)构成，并且存在于同一PRB中。

更详细而言，在使用MSM的情况下，UCI可以被发射如下。

-通过OS0，经由时隙0的SC-FDMA符号0~1来发射调制符号0。

-通过OS1，经由时隙0的SC-FDMA符号0~1来发射调制符号1。

-通过OS0，经由时隙0的SC-FDMA符号5~6来发射调制符号2。

-通过OS1，经由时隙0的SC-FDMA符号5~6来发射调制符号3。

-通过OS0，经由时隙1的SC-FDMA符号0~1来发射调制符号4。

-通过OS1，经由时隙1的SC-FDMA符号0~1来发射调制符号5。

-通过OS0，经由时隙1的SC-FDMA符号5~6来发射调制符号6。

-通过OS1，经由时隙1的SC-FDMA符号5~6来发射调制符号7。

循环移位可以以SC-FDMA符号为单位来小区特定地跳跃。OC可以定义以调制符号为单位或以时隙为单位的跳跃模式。

通过上述的发射方法，可以满足信号载波特性，而相比于LTE没有增大CM。

根据本发明的多入多出（MIMO）发射（也称为多天线发射）方法可以指示物理天线、逻辑天线或层。后面描述的MIMO发射方法可以根据信道条件或网络调度被适配到单个天线端口模式。在该情况下，该单个天线端口模式可以不仅包括用于向一个天线物理地发射数据或信息的方法，而且包括用于执行解码就好像接收器通过虚拟（诸如循环延迟分集（CDD）、预编码向量切换（PVS）或时间切换发射分集（TSTD））已经从一个发射天线接收到信号的各种方法。

第一方法与向正交资源域和天线域应用Alamouti代码的发射分集方法相关。为了说明方便和更好地理解本发明，假定发射天线的数量被设置为2。RS正交资源的两个可以用于对于每一个天线执行信道估计。换句话说，为了每一个天线执行信道估计，可以向第一天线发射RS符号的第一正交资源，并且可以向第二天线发射RS符号的第二正交资源。另外，虽然为了说明方便，本发明已经仅公开了时隙0，但是应当注意，本发明也可以被应用到时隙1。

图32示出用于使用第一方案来向天线0发射控制信息的方法，并且图32示出用于使用第一方案向天线1发射控制信息的方法。参见图32和33，可以以与在1Tx发射中相同的方式来发射通过天线0发射的调制符号。另一方面，向通过天线1发射的调制符号应用在正交资源域（例如，循环移位域或具有正交代码域的代码域）中使用的用于发射分集的预编码（例如，Alamouti编译）。根据本发明的空间-代码域预编码可以被称为空间代码块编译（SCBC）。在该情况下，Alamouti编译可以不仅包括在等式11中所示的矩阵，而且包括用于该矩阵的全部单一转换格式。

[等式11]

在等式11中，通过(.)的复共轭运算来表示(.)^*。

例如，可以在每一个天线的时隙0处实现下面的发射。

天线0

-通过OS0，经由时隙0的SC-FDMA符号0~1来发射调制符号（s0）。

-通过OS1，经由时隙0的SC-FDMA符号0~1来发射调制符号（s1）。

-通过OS0，经由时隙0的SC-FDMA符号5~6来发射调制符号（s2）。

-通过OS1，经由时隙0的SC-FDMA符号5~6来发射调制符号（s3）。

天线1

-通过OS0，经由时隙0的SC-FDMA符号0~1来发射调制符号-(s1)^*。

-通过OS1，经由时隙0的SC-FDMA符号0~1来发射调制符号-(s0)^*。

-通过OS0，经由时隙0的SC-FDMA符号5~6来发射调制符号-(s3)^*。

-通过OS1，经由时隙0的SC-FDMA符号5~6来发射调制符号-(s2)^*。

在图32和33中，虽然为了说明方便和索引指派的原因导致向第一天线分配的多个正交资源与向第二天线分配的多个正交资源不同，但是本发明的范围或精神不限于此，并且也可以在必要时被应用到其他示例。向第一天线分配的多个正交资源实际上与向第二天线分配的多个正交资源相同。

在下文中将详细描述用于根据第二方案向时（即，SC-FDMA符号）域和天线域应用用于发射分集的预编码（例如，Alamouti代码）的方法。为了说明方便，假定发射天线的数量被设置为2。两个RS正交资源可以用于每一个天线的信道估计。换句话说，为了每个天线执行信道估计，可以向第一天线发射第一正交资源，并且可以向第二天线应用RS符号的第二正交资源。另外，虽然仅为了说明的目的而公开了时隙0，但是显然，本发明也可以在必要时被应用到时隙0。

图34示出用于使用第二方案向天线0发射控制信息的方法，并且图32示出用于使用第二方案向天线1发射控制信息的方法。参见图34和35，可以以与在1Tx发射中相同的方式来发射通过天线0发射的调制符号。另一方面，在时域中使用的Alamouti编译被应用到通过天线1发射的调制符号。即，Alamouti编译以应用了OC的SC-FDMA符号为单位被应用到相同的正交资源。在该情况下，Alamouti编译可以不仅包括在等式13中所示的矩阵，而且包括用于该矩阵的所有单一转换格式。

[等式13]

在等式13中，通过(.)的复共轭运算来表示(.)^*。

例如，在使用SC-FDMA符号0、1、5和6的情况下，可以在每一个天线的时隙0处实现下面的发射。

天线0

-通过OS0，经由时隙0的SC-FDMA符号0~1来发射调制符号（s0）。

-通过OS1，经由时隙0的SC-FDMA符号0~1来发射调制符号（s1）。

-通过OS0，经由时隙0的SC-FDMA符号5~6来发射调制符号（s2）。

-通过OS1，经由时隙0的SC-FDMA符号5~6来发射调制符号（s3）。

天线1

-通过OS0，经由时隙0的SC-FDMA符号0~1来发射调制符号-(s2)^*。

-通过OS1，经由时隙0的SC-FDMA符号0~1来发射调制符号-(s3)^*。

-通过OS0，经由时隙0的SC-FDMA符号5~6来发射调制符号-(s0)^*。

-通过OS1，经由时隙0的SC-FDMA符号5~6来发射调制符号-(s1)^*。

在图34和35中，虽然为了说明方便和索引指派的原因而向第一天线分配的多个正交资源与向第二天线分配的多个正交资源不同，但是本发明的范围或精神不限于此，并且在必要时也可以被应用到其他示例。向第一天线分配的多个正交资源实际上与向第二天线分配的多个正交资源相同。

在下文中将详细描述发射分集或空间复用方案，其中，根据第三发射分集方案在每一个天线处通过不同的正交资源来发射调制符号。即，可以进一步分配与天线的数量对应的两个正交资源，并且可以通过独立的资源、使用相同的格式来发射相同的信息。在该情况下，在考虑到扩展符号空间而执行联合编译后，通过独立的正交资源来发射不同的调制符号，使得可以实现空间复用。

图36示出用于使用第三发射分集方案向天线0发射控制信息的方法，并且图37示出用于使用第三发射分集方案向天线1发射控制信息的方法。对于第二天线分配的资源可以被定义为在第一天线中使用的资源的偏移值，并且该偏移值可以被设置为1。关于CCE索引，最小的CCE索引可以用于第一天线，并且下一个CCE索引可以用于第二天线。如果DL许可PDCCH具有2或更大的CCE聚合级，则可以在没有资源消耗的情况下有效率地使用DL许可PDCCH。

例如，在使用SC-FDMA符号0、1、5或6的情况下，可以在每一个天线的时隙0处实现下面的发射。

天线0

-通过OS0_0，经由时隙0的SC-FDMA符号0~1来发射调制符号（s0）。

-通过OS1_0，经由时隙0的SC-FDMA符号0~1来发射调制符号（s1）。

-通过OS0_0，经由时隙0的SC-FDMA符号5~6来发射调制符号（s2）。

-通过OS1_0，经由时隙0的SC-FDMA符号5~6来发射调制符号（s3）。

天线1

-通过OS0_1，经由时隙0的SC-FDMA符号0~1来发射调制符号（s0）。

-通过OS1_1，经由时隙0的SC-FDMA符号0~1来发射调制符号（s1）。

-通过OS0_1，经由时隙0的SC-FDMA符号5~6来发射调制符号（s2）。

-通过OS1_1，经由时隙0的SC-FDMA符号5~6来发射调制符号（s3）。

在使用空间复用方案的情况下，在天线0处发射的调制符号s0~s3具有与在天线1处发射的调制符号s0~s3的信息不同的信息。

图38是图示适用于本发明的实施例的基站（BS）和用户设备（UE）的框图。

参见图38，无线通信系统包括基站（BS）110和UE 120。BS 110包括处理器112、存储器114和射频（RF）单元116。处理器112可以被构造成实现在本发明的实施例中公开的过程和/或方法。存储器114可以连接到处理器112，并且存储与处理器112的操作相关的各种信息。RF单元116连接到处理器112，并且发射和/或接收RF信号。UE 120包括处理器122、存储器124和RF单元126。处理器122可以被构造成实现在本发明的实施例中公开的过程和/或方法。存储器124可以连接到处理器122，并且存储与处理器122的操作相关的各种信息。RF单元126连接到处理器122，并且发射和/或接收RF信号。BS 110和/或UE 120可以包括单个天线或多个天线。

以预定方式通过本发明的结构元件和特征的组合来实现前述实施例。应当选择性地考虑结构元件或特征中的每一个，除非另外指定。可以不与其他结构元件或特征组合地执行结构元件或特征中的每一个。此外，一些结构元件和/或特征可以彼此组合，以构成本发明的实施例。可以改变在本发明的实施例中描述的操作的顺序。一个实施例的一些结构元件或特征可以被包括在另一个实施例中，或者可以被替换为另一个实施例的相应的结构元件或特征。此外，将显而易见的是，引用特定权利要求的一些权利要求可以与引用除了该特定权利要求之外的权利要求的其他权利要求组合，以构成实施例或者借助于在提交申请后的修改来添加新的权利要求。

已经基于在BS（或eNB）和UE之间的数据发射和接收描述了本发明的实施例。根据情况，已经被描述为被eNB（或BS）执行的特定操作可以被eNB（或BS）的上节点执行。换句话说，将显而易见的是，除了eNB（或BS）之外的BS或网络节点可以执行被执行用于与在网络中的UE进行通信的各种操作，该网络包括多个网络节点以及eNB（或BS）。术语eNB（或BS）可以被替换为诸如固定站、节点B、e节点B（eNB）和接入点的术语。此外，术语UE可以被替换为诸如移动台（MS）和移动订户站（MSS）的术语。

可以通过例如硬件、固件、软件或其组合的各种手段来实现根据本发明的实施例。如果通过硬件来实现根据本发明的实施例，则可以通过一个或多个专用集成电路（ASIC）、数字信号处理器（DSP）、数字信号处理装置（DSPD）、可编程逻辑器件（PLD）、现场可编程门阵列（FPGA）、处理器、控制器、微控制器、微处理器等来实现本发明的实施例。

如果通过固件或软件来实现根据本发明的实施例，则可以通过执行如上所述的功能或操作的模块、过程或功能来实现本发明的实施例。软件代码可以被存储在存储器单元中，然后可以被处理器驱动。存储器单元可以位于处理器内部或外部，以通过各种公知的手段来向处理器发射数据和从处理器接收数据。

对于本领域内的技术人员将显而易见的是，在不偏离本发明的精神和必要特性的情况下，可以以其他特定形式来体现本发明。因此，上面的实施例在各个方面被看作说明性的而不是限制性的。应当通过所附权利要求的合理的解释来确定本发明的范围，并且在本发明的等同范围内的所有改变被包括在本发明的范围中。

【工业适用性】

本发明的示例性实施例可以被应用到用户设备（UE）、基站（BS）和其他装置。更详细而言，本发明可以被应用到用于发射上行链路控制信息的方法和设备。

Claims (12)

1.一种用于在无线通信系统中由用户设备（UE）通过物理上行链路控制信道（PUCCH）来发射控制信息的方法，所述方法包括：

从所述控制信息获得第一调制符号和第二调制符号；

在频域中将所述第一调制符号扩展为多个子载波；

将在频域中扩展的所述第一调制符号在时域中扩展为多个第一连续SC-FDMA符号；

在频域中将所述第二调制符号扩展为多个子载波；

将在频域中扩展的所述第二调制符号在时域中扩展为多个第一连续SC-FDMA符号；以及

通过所述PUCCH来发射扩展的第一调制符号和扩展的第二调制符号。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，通过基本序列和循环移位的组合来生成用于在频域中扩展所述第一调制符号和所述第二调制符号的频率扩展序列。

3.根据权利要求2所述的方法，其中，在所述第一调制符号中使用的第一频率扩展序列以及在所述第二调制符号中使用的第二频率扩展序列具有相同的基本序列和不同的循环移位值。

4.根据权利要求1所述的方法，其中：

用于在时域中扩展所述第一调制符号和所述第二调制符号的时间扩展序列包括正交码，以及

相同的正交码被应用到所述第一调制符号和所述第二调制符号。

5.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：通过多个天线来发射所述第一调制符号和所述第二调制符号，其中，在空间-代码域中使用的预编码被应用到所述第一调制符号和所述第二调制符号。

6.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：

从所述控制信息获得第三调制符号和第四调制符号；

在频域中将所述第三调制符号扩展为多个子载波；

将在频域中扩展的所述第三调制符号在时域中扩展为多个第二连续SC-FDMA符号；

在频域中将所述第四调制符号扩展为多个子载波；

将在频域中扩展的所述第四调制符号在时域中扩展为多个第二连续SC-FDMA符号；以及

通过所述PUCCH来发射扩展的第三调制符号和扩展的第四调制符号，

其中，所述多个第一连续SC-FDMA符号和所述多个第二连续SC-FDMA符号位于同一时隙中。

7.一种配置成在无线通信系统中通过物理上行链路控制信道（PUCCH）来发射控制信息的用户设备（UE），包括：

射频（RF）单元；以及

处理器，

其中，所述处理器从所述控制信息获得第一调制符号和第二调制符号，在频域中将所述第一调制符号扩展为多个子载波，将在频域中扩展的所述第一调制符号在时域中扩展为多个第一连续SC-FDMA符号，在频域中将所述第二调制符号扩展为多个子载波，将在频域中扩展的所述第二调制符号在时域中扩展为多个第一连续SC-FDMA符号，以及通过所述PUCCH来发射扩展的第一调制符号和扩展的第二调制符号。

8.根据权利要求7所述的用户设备（UE），其中，通过基本序列和循环移位的组合来生成用于在频域中扩展所述第一调制符号和所述第二调制符号的频率扩展序列。

9.根据权利要求8所述的用户设备（UE），其中，在所述第一调制符号中使用的第一频率扩展序列以及在所述第二调制符号中使用的第二频率扩展序列具有相同的基本序列和不同的循环移位值。

10.根据权利要求7所述的用户设备（UE），其中：

用于在时域中扩展所述第一调制符号和所述第二调制符号的时间扩展序列包括正交码，以及

相同的正交码被应用到所述第一调制符号和所述第二调制符号。

11.根据权利要求7所述的用户设备（UE），其中，通过多个天线来发射所述第一调制符号和所述第二调制符号，以及在空间-代码域中使用的预编码被应用到所述第一调制符号和所述第二调制符号。

12.根据权利要求6所述的用户设备（UE），其中，所述处理器从所述控制信息获得第三调制符号和第四调制符号，在频域中将所述第三调制符号扩展为多个子载波，将在频域中扩展的所述第三调制符号在时域中扩展为多个第二连续SC-FDMA符号，在频域中将所述第四调制符号扩展为多个子载波，将在频域中扩展的所述第四调制符号在时域中扩展为多个第二连续SC-FDMA符号，以及通过所述PUCCH来发射扩展的第三调制符号和扩展的第四调制符号，

其中，所述多个第一连续SC-FDMA符号和所述多个第二连续SC-FDMA符号位于同一时隙中。

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