CN102857250A

CN102857250A - 实时定位系统的同步捕获方法

Info

Publication number: CN102857250A
Application number: CN2012102231001A
Authority: CN
Inventors: 金宰郁
Original assignee: LS Industrial Systems Co Ltd
Current assignee: LS Electric Co Ltd
Priority date: 2011-06-28
Filing date: 2012-06-28
Publication date: 2013-01-02
Also published as: US20130003786A1; US8811454B2; KR20130001769A; KR101231983B1

Abstract

本发明公开了一种实时定位系统的同步捕获方法，尤其提供了一种在符合ISO/IEC 24730-2标准的2.4GHz实时定位系统中、当标签发送具有预定周期的直接序列扩频（DSSS）闪光信号并且读写器接收所述闪光信号时、根据通道状态动态地捕获读写器中的闪光信号的PN码同步的方法，以及一种使用前导码来同步帧的方法。

Description

实时定位系统的同步捕获方法

技术领域

实施例涉及实时定位系统（RTLS），尤其涉及一种RTLS的PN码同步或帧同步捕获方法。

此外，实施例涉及一种在符合ISO/IEC 24730-2标准的2.4GHz RTLS系统中、当标签发送具有预定周期的直接序列扩频（DSSS）闪光信号并且读写器接收所述闪光信号时、根据通道状态动态地捕获读写器中的闪光信号的PN码同步的方法，以及一种使用前导码来同步帧的方法。

背景技术

在使用符合ISO/IEC 24730-2标准的2.4GHz频段的RTLS系统中，RTLS发送器（或者标签）周期性地将包含RTLS发送器ID的差分编码的二进制相移键控方向序列扩频（BPSK DSSS）信号作为闪光信号发送至读写器中。

布置在标签周围的多个读写器接收标签的发送信号以将信号传输至RTLS服务器的定位引擎中。RTLS服务器的定位引擎接收来自每个读写器的标签的发送信号以通过从标签到每个读写器的到达时间差（TDOA）来计算标签的位置。

例如，当基于通过两个读写器读取的TDOA来计算标签的位置时，可以通过使用读写器作为固定点而测量到的距离差来定义一对双曲线。这里，在双曲线之间的交点可以被估计为标签的位置。

如上所述，根据现有技术的ISO/IEC 24730-2标准可以使用从读写器接收到的标签的发送信号的TDOA来估计标签的位置。

这里，在ISO/IEC 24730-2标准中，无线传输通道是以视线（LOS）为前提的，并且前导码仅是8位的。然而，在实际的无线通信通道环境中，无线信号可能由于空气温度、湿度变化、多种障碍物等而被减弱、反射、散射和折射。

如果未对受不稳定的无线传输通道影响的接收到的信号执行相位同步、PN码同步和解扩、数据分组以及9位的短前导码内的频率同步，则可能难以对数据进行解码。因此，需要一种在其中即使在短前导码内也捕获同步以对期望日期进行解码的方法。

而且，根据现有技术为了捕获其他DSSS系统中的PN码同步，根据每个通道和系统，应该分别设定PN码同步捕获的阈值和PN码同步跟踪的收敛范围。

发明内容

实施例提供了这样一种方法：在符合ISO/IEC 24730-2标准的RTLS系统中，当读写器从标签接收差分编码的BPSK DSSS的闪光信号时，根据无线通道环境动态并且自适应地设定当在接收到的信号中PN码同步被锁定时用作基准的阈值。

实施例还提供了一种基于确定出的阈值在短的8位前导码内同步PN码的方法。

实施例还提供了一种在通过执行PN码同步进行解扩以对符号（位）解码进行之后使用前导码来捕获数据包同步的方法。

实施例还提供了一种通过上述处理对读写器中的闪光信号进行准确地解码以跟踪标签的位置的方法。

本公开的特征不受前述所限制，而通过以下描述，本领域技术人员将会清楚地理解在这里未描述的其他特征。

在一个实施例中，一种用于执行直接序列扩频（DSSS）调制的闪光输入信号的PN码同步的PN码同步方法包括：接收来自标签的输入信号；基于期望值来计算与N个输入信号有关的阈值；计算与N个输入信号有关的准时相关系数（punctual correlation），早相关系数（early correlation）和晚相关系数（late correlation）；及基于使用阈值、准时相关系数、早相关系数或者晚相关系数获得的不同值来判定与N个输入信号有关的PN码同步是否被锁定。

在另一个实施例中，一种用于执行直接序列扩频（DSSS）调制的闪光输入信号的帧同步的帧同步方法包括：接收来自标签的输入信号；执行PN码同步；使用同步的PN码同步来执行DSSS解扩；对解扩的信号进行解码；捕获解码的信号的8位前导码的第7位和第8位；及执行差分解码以产生数据包。

在附图和以下描述中阐明了一个或更多实施例的细节。通过描述和附图，并且通过权利要求，其他特征将会变得明显。

附图说明

图1是图示出根据一个实施例的基于实时定位系统（RTLS）的定位跟踪系统的构造的网络图。

图2至图6是用于说明根据一个实施例的用于将来自标签的闪光信号传输至读写器的处理的图。

图7是图示出根据一个实施例的标签中的闪光信号传输方法的流程图。

图8是图示出根据一个实施例的在读写器中执行的闪光信号处理方法的流程图。

图9是图示出根据一个实施例的读写器的构造的方块图。

图10是图示出根据一个实施例的用于使用前导码来捕获帧同步的处理的流程图。

具体实施方式

由于本公开可能有多种改进的实施例，在附图中图示出了优选实施例，并且在本发明的详细描述中描述了所述优选实施例。

然而，这并未将本公开限制在特定实施例内，并且应当理解本公开覆盖在本公开的思想和技术范围内的所有修改、等效和替换。

应当理解，尽管在这里使用术语第一和第二来描述不同的元件，这些元件不应当受这些术语限制。术语仅仅用来将一个部件与其他部件进行区分。因此，在一个实施例中称为第一部件的部件在另一个实施例中可以被称为第二部件。术语和/或包括一个或更多的相关罗列术语的任意和所有结合。

除非本发明中使用的术语被不同地定义，可以把术语解释为本领域技术人员了解的意义。应当把例如通常使用的并且已经在字典中的术语解释为具有与本领域的语境含义匹配的含义。在本描述中，除非明确地定义，不能理想地、过度地把术语解释为形式的含义。

参考附图，将在下面对本公开的示例性实施例进行更详细描述。同样的附图标记自始至终指代同样的元件，并且将省略它们的完全相同的描述。

参照图1，根据一个实施例的基于RTLS的定位跟踪系统包括：RTLS服务器10、通过线路与RTLS服务器10连接的多个读写器20a、20b和20c，及向/从读写器20a、20b和20c发送/接收无线信号（例如，具有大约2.4GHz频率的信号）的标签30。

基于RTLS的定位跟踪系统可以遵循ISO/IEC 24830-2标准。读写器20a、20b和20c可以被称为“基础设施（infra-structure）”，而标签30可以被称为“RTLS发送器”。

参照图2，在根据ISO/IEC 24830-2标准的RTLS系统中，标签发射具有至少5s或者更大以及大约±638ms的周期的闪光信号，或者发射具有每次闪光的间隔大约为125ms±16ms的同样最大8个数据的副闪光信号（sub-blinksignal）。

闪光信号或者副闪光信号可以是差分编码的二进制相移键控（BPSK）DSSS型数据包。而且，闪光信号或者副闪光信号包括标签ID和标签数据信息。

参照图3，闪光信号消息具有56位、72位、88位和152位四种格式中的一种。这里，消息包括前导码、数据和CRC12。

前导码具有00000001₍₂₎值，并且数据包括标签状态、标签ID和有效载荷。这里，消息可以包括12位CRC12以在接收终端处执行用于传输数据的差错校验。

如上所述，消息由前导码、数据和CRC12构成以使用图4的方法执行差分编码。在差分编码中，对前一输出值和当前的输入值进行XOR运算以生成输出值。差分编码的传输消息格式与图5相同。

为了对数据执行DSSS处理，对差分编码的数据消息和如图6所示的PN发生器中产生的511 PN码进行XOR运算。然后，数据被BPSK调制并且以闪光形式发射。

这里，所使用的PN扩展码可以是0x1CB。而且，中心频率可以大约为2441.750MHz，PN码片速率可以大约为30.521875MHz±25ppm，并且PN码长度可以大约为511。而且，占有通道带宽可以大约为60MHz。

形成包括前导码、数据和CRC12的消息。于是，在操作S11中，标签对消息进行差分编码以形成如图5所示的传输消息。

在操作S12中，标签对PN发生器的输出和差分编码的传输消息进行XOR运算以执行DSSS扩展。这里，所使用的PN扩展码可以是0x1CB。

在操作S13中，标签对DSSS扩展数据进行BPSK调制。在操作S14中，将调制后的数据上转换至大约为2.44175GHz的频率。在操作S15中，对信号进行放大然后发射。

通过上述处理发射的闪光信号被布置在标签周围的读写器接收。读写器接收标签的发送信号以将信号传输至RTLS服务器的定位引擎中。这里，多个读写器相互间可以预先进行同步。

RTLS服务器的定位引擎接收来自每个读写器的标签的发送信号以通过到达时间差（TDOA）来计算标签的位置。例如，可以通过由一对读写器使用读写器作为固定点而确定出的TDOA来定义具有特定距离差的一对双曲线。这里，在双曲线之间的交点可以被估计为标签的位置。

为了估计标签的准确位置，标签的位置可以使用由至少三个读写器确定出的TDOA进行估计。然而，当读写器是相互间预先同步的时，使用上述TDOA方法的位置估计可以是可能的。

接收来自标签的闪光信号的读写器从DSSS消息信号中8位前导码内捕获PN码同步。此后，读写器通过相关器对捕获的PN码同步进行解扩以对位数据进行解码。

在操作S21中，读写器接收由标签发送的包括DSSS消息信号的闪光信号。

在操作S22中，读写器捕获PN码同步。

在操作S23中，读写器通过相关器对PN码同步进行DSSS解扩。

在操作S24中，读写器对位数据进行解码以捕获数据符号。

图9是图示出根据一个实施例的读写器的PN码同步捕获模块的构造的方块图。

在扩频系统的接收器中，仅当发送器中使用的PN码准确再生时，才可以执行解扩。这里，即使一个码片的PN码未被同步，相关系数也可能会接近0，并且解调器不能被操作。因此，可能需要捕获PN码同步。

参照图9，根据本实施例的读写器的PN码同步捕获模块在功能上可以分类为例如阈值设定21、平方相关22、延迟锁定环（DLL）23和同步检测24四部分。

PN码同步模块从通过射频前端终端接收到的信号中接收PN码片速率的过采样值作为输入（input）。这里，接收到的输入可以通过后面的等式1表示。

S(t)=A·r(t)g(t)+n(t) (等式1)

其中，A是信号强度，也就是能够根据无线通道的影响设定的常数，r(t)是位数据，g(t)是PN码，n(t)是噪声信号。

这里，在ISO/IEC 24730-2标准中，将定位误差限定在大约为3m的半径内。因此，为了满足ISO/IEC 24730-2标准，应当接收在最小10ns内过采样的值作为PN码同步模块的输入信号。而且，因为PN码片速率大约为30.521875MHz，应当过采样比PN码片速率大四倍的值。如果比PN码片速率大四倍的值被过采样，则可以接收每8.19ns采样的值作为PN码同步模块的输入以搜索PN码同步，从而满足ISO/IEC 24730-2标准。

阈值设定21计算输入信号的标准偏差。例如，阈值设定21计算n个输入信号的从第1个到第n个的标准偏差。标准偏差可以通过下面的等式获得：E(t²)-{E(t)}²。其中，E(t)是期望值。这里，标准偏差是在其中反映了无线传输通道的影响的信号的标准偏差。而且，阈值设定21可以通过将标准偏差σ(t)与系统增益(G)相乘来定义阈值。

这里，将通过将标准偏差与系统增益相乘获得的值用作阈值的原因是因为根据Eb/No（噪声功率频谱密度与位能量的比率）接收到的信号的标准偏差是线性变化的。

阈值可以用来通过将阈值与相关系数的平方值sq_corr和非相干型延迟锁定回路的输出值diff比较/由相关系数的平方值sq_corr和非相干型延迟锁定回路的输出值diff来确定阈值，从而确定与第n个采样输入信号有关的PN码同步是否是同步的。

如果从第1个信号到第n个信号中的任何一个都不需要通过平方相关22、DLL 23和同步检测24同步，则计算与第2个信号到第n+1个信号有关的阈值以将计算出的阈值传输至平方相关22、DLL 23和同步检测24中。

平方相关22捕获PN信号的同步，而DLL 23具有早晚结构以跟踪PN信号的同步。

平方相关22计算准时相关系数R0(τ)的平方sq_corr。准时相关系数R0(τ)通过将接收到的信号与在PN码发生器231中产生的PN码相乘而获得。

DLL 23计算早相关系数(R₁(τ+Tc/2))的平方与晚相关系数(R₂(τ-Tc/2))的平方的绝对值差diff。这里，早相关系数通过将接收到的信号与将PN码发生器中产生的码延迟-Tc/2的值相乘而获得。晚相关系数通过将接收到的信号与将PN码发生器中产生的码延迟Tc/2的值相乘而获得。

在DLL 23中，R0(τ),R₁(τ+Tc/2)和R₂(τ-Tc/2)是自相关的。这里，Tc是码片时间。

同步检测24将通过平方相关22和DLL 23计算出的值与阈值比较以判定PN码同步是否被锁定。

在同步检测24中，第一比较器241判定相关系数的平方值sq_corr是否比阈值大，第二比较器242判定DLL的输出值diff是否比阈值小，而第三比较器243判定相关系数的平方值sq_corr是否比DLL的输出值diff的2倍大。这样，可以判定出PN码同步是否被锁定。

在同步检测24中，平方值sq_corr是否比2*DLL输出值diff大可以通过根据Eb/No（噪声功率频谱密度与位能量的比率）的模拟统计（simulationstatistics）而获得。

当通过确认同步是否被锁定而判定出与第1个信号到第n个信号有关的同步当前被锁定时，执行解扩和解码处理。另一方面，当判定出同步未被锁定时，可以对第2个信号到第N+1个信号再次执行上述处理。而且，因为判定出与第2个信号到第N+1个信号有关的同步未被锁定，可以对下N个信号再次执行上述处理。可以重复执行上述处理直至同步被捕获。

这里，当PN码同步被锁定时，读写器对输入信号和1位单位（1 bit unit）的PN码进行XOR运算以对同步进行解扩，从而对符号（位）数据进行解调。

阈值设定21、平方相关22、DLL 23和同步检测24不是连续地运行，而是同时运行。然而，因为当读写器打开时初始阈值不存在，可以仅当通过N个输入信号获得标准偏差时运行阈值设定21。

在根据现有技术的DSSS系统中，PN码的同步通常在两个阶段中执行。首先，虽然精度（码片时间Tc的精度）低，但是PN信号的同步很快地被捕获（PN捕获）。其次，PN信号的同步准确地被捕获（精度小于码片时间Tc），并且PN相位随着延迟变化的变化被跟踪（PN跟踪）。在ISO/IEC 24730-2标准中，数据包应当在短的8位前导码内搜索PN码同步。这样，使得提出的PN码同步模块以PN码片速率(30.521875MHZ)乘以过采样（m次：m是比最小的4大的偶数）的频率运行。

也就是说，阈值设定21、平方相关22、DLL 23和同步检测24不是连续地运行，而是同时运行。这样，对于每个时钟，可以执行新的动态阈值和PN码同步捕获以及PN码同步跟踪。这样做的原因是PN码同步应当被锁定在短的8位前导码内。

而且，在根据现有技术的其他DSSS系统中，根据每个系统和传输通道，PN码同步捕获的阈值和PN码同步跟踪的收敛范围应当被分别设定。然而，在提出的PN码同步系统中，设定了通道自适应阈值。通道自适应阈值是一个参数并且用作用于判定PN码是否同步的基准。

在PN码同步之后，读写器通过解扩PN码同步来提取位数据。因为数据包同步（帧同步）具有8个前导码位，在8位内搜索分别为前导码的第7位的1(2)和第8位的0(2)。因为由于载波的通道或相位模糊的影响而发生了翻转，第7位和第8位还应该对0(2)和1(2)进行搜索。

在图9的PN码同步捕获模块的操作完成之后执行图10的帧同步处理以捕获PN码同步。

当以56位、72位、88位和152位消息格式中的一种格式从发送器发送数据时，接收器接收PN码同步然后接收帧同步，帧同步是使用前导码的数据包同步。图10中图示出的变量定义如下：

-count :PN解扩数（位计数）

-frame_sync_lock:当前导码的第7位和第8位被检测到时,frame_sync_lock=1,而当前导码的第7位和第8位未被检测到时,frame_sync_lock=0

-data_count :通过分别从56位、72位、88位和152位消息长度减去8个前导码位而获得的48、64、80、144个数据量

-length_preamble:8个前导码位

参照图10，在操作S301中执行初始处理。也就是说，将例如count、frame_sync_lock和data_count的变量设定为0。

在操作S302中，增加PN解扩位数。也就是说，增加count。

在操作S303中，判定frame_sync_lock是否等于0以判定前导码的第7位和第8位是否被检测到。

在操作S304中，判定count是否小于等于length_preamble以判定当前的PN解扩位计数是否为8或更小。当PN解扩位计数比8位大时，在操作S312中丢弃当前的数据包。

在操作S305中，判定前导码(01)或(10)是否被检测到。如果前导码(01)或(10)被检测到，则在操作S306中设定frame_sync_lock=1以进行下一个处理。而且，如果前导码(01)或(10)未被检测到，则增加PN解扩位计数以再次重复前述的处理。

然后，在操作S307中，执行差分解码以搜索期望的数据。在操作S308中，当data_count是48、64、80或144时，执行CRC12校验。

在操作S308中，当data_count是48并且CRC12是0时，变成56位的消息。而且，当data_count是64并且CRC12是0时，变成72位的消息，当data_count是80并且CRC12是0时，变成88位的消息，而当data_count是144并且CRC12是0时，变成152位的消息。

在操作S309中，当CRC12是0时，在操作S311中确定消息格式。另一方面，当CRC12不是0时，在操作S312中丢弃当前接收到的数据包。当在操作S309中CRC12不是0时，在操作S310中判定data_count是否是144。如果data_count不是144，则再次执行前述的处理。另一方面，如果data_count是144，则这不对应于任何消息格式。因此，在操作S312中丢弃当前接收到的数据包。如上所述，四种消息格式的传输消息可以通过CRC12差错检测来检测。

在本实施例中，提出了用于设定PN相关值的动态阈值以捕获PN码同步的方法和用于使用前导码捕获数据包同步的方法。

根据本实施例，可以设定在其中反映了传输通道状态的动态阈值以对RTLS定位信号进行解调，从而使用所述阈值来捕获PN码同步。而且，可以通过前导码来检测数据包同步，并且可以通过差分解码和前导码来检测翻转的数据。这样，可以对具有可靠性的定位信号进行解码以实时跟踪正确的位置。

根据本实施例，因为当PN码同步被锁定时用作基准的阈值是根据无线通道环境而动态并且自适应地设定的，所以可能不需要为每个系统单独设定PN码同步捕获的阈值和PN码同步跟踪的收敛范围。

根据本实施例，在短的8位前导码内可以准确地捕获PN码同步。

根据本实施例，使用前导码可以捕获数据包的同步。

根据本实施例，可以对读写器中的闪光信号进行准确地解码以准确地跟踪标签的位置。

虽然已经参考其中的许多阐释性的实施例对实施例进行了描述，应当理解众多能够被本领域技术人员想出的其他修改和实施例也将落在本公开的精神和原理范围之内。尤其，在本公开、附图和权利要求的范围内，在组件部分和/或附属的组合配置的布局的多种变化和改进是可能的。除组件部分和/或布局的变化和改进外，对于本领域技术人员来说替换使用也将是显而易见的。因此，本发明包含所有可供选择的落在随附权利要求的精神和范围内的改进和变化。

Claims

1.一种用于执行直接序列扩频调制的闪光输入信号的PN码同步的PN码同步方法，所述PN码同步方法包括：

接收来自标签的输入信号；

基于期望值来计算与N个输入信号有关的阈值；

计算与所述N个输入信号有关的准时相关系数、早相关系数和晚相关系数；及

基于使用所述阈值、所述准时相关系数、所述早相关系数或者所述晚相关系数获得的不同值来判定与所述N个输入信号有关的PN码同步是否被锁定。

2.根据权利要求1所述的PN码同步方法，其中，所述阈值的计算包括：

计算与所述N个输入信号有关的标准偏差(σ)；及

将所述标准偏差(σ)与系统增益(G)相乘。

3.根据权利要求1所述的PN码同步方法，其中，通过将接收到的所述信号与PN码发生器中产生的码相乘来获得所述准时相关系数，

通过将接收到的所述信号与将产生的所述码延迟-Tc/2的值相乘来获得所述早相关系数；及

通过将接收到的所述信号与将产生的所述码延迟Tc/2的值相乘来计算所述晚相关系数。

4.根据权利要求3所述的PN码同步方法，其中，判定所述PN码同步是否被锁定包括：

计算所述准时相关系数的平方（sq_corr）；

计算所述早相关系数的平方与所述晚相关系数的平方之间的绝对值差（diff）；

当sq_corr大于阈值,阈值大于diff并且sq_corr大于2*diff时，锁定所述PN码同步。

5.根据权利要求1所述的PN码同步方法，其中，当所述PN码同步未被锁定时，进一步包括判定与下N个输入信号有关的PN码同步是否被锁定。

6.一种用于执行直接序列扩频调制的闪光输入信号的帧同步的帧同步方法，所述帧同步方法包括：

接收来自标签的输入信号；

执行PN码同步；

使用同步的PN码同步来执行直接序列扩频解扩；

对解扩的信号进行解码；

捕获解码的所述信号的8位前导码的第7位和第8位；及

执行差分解码以产生数据包。

7.根据权利要求6所述的帧同步方法，当捕获所述8位前导码的第7位和第8位时，包括在解码的所述信号的8位内捕获“10”或者“01”位。

8.根据权利要求6所述的帧同步方法，进一步包括基于产生的数据包的数量来判定接收到的所述输入信号是否是有格式的。

9.根据权利要求6所述的帧同步方法，当所述数据包包括CRC12码时，所述帧同步方法进一步包括基于所述CRC12码执行差错检测。

10.根据权利要求9所述的帧同步方法，当在执行所述差错检测之后所述CRC12码的值不是0时，进一步包括忽略所述数据包。