CN102856988B - 电感谐振耦合的能量传输系统和方法 - Google Patents

电感谐振耦合的能量传输系统和方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及电感谐振耦合的能量传输系统和方法。一种集成电路（IC）包括第一和第二谐振电路以及隔离屏障。第一谐振电路包括第一和第二电感，其中第一谐振电路与电源电压相连接。第二谐振电路包括第三和第四电感，其中第二谐振电路与第一谐振电路相匹配。隔离屏障将第一谐振电路和第二谐振电路分隔开。第一和第二电感分别与第三和第四电感感应耦合，从而提供从第一谐振电路穿过隔离屏障到达第二谐振电路的能量传输。

Description

电感谐振耦合的能量传输系统和方法
技术领域
本发明涉及集成电路（ICs），尤其是涉及基于电感谐振耦合的能量传输系统和方法。
背景技术
此文所提供的背景技术说明以对本公开的内容作一般性说明为目的。发明人的某些工作（即已在此背景技术部分中做出描述的工作）以及说明书中关于某些尚未成为申请日之前的现有技术的内容，无论是以明确或隐含的方式均不被视为相对于本发明的现有技术。
图1描述了一种示例性的系统，其包括一块由电源110供电的集成电路（IC）120。举例来说，电源110可生成具有预设大小的电压（VDDA）。电压VDDA可被输送给IC120的第一电路130和第二电路140。然而，因为系统的需要，第一第二电路130、140可分别连接到单独的地线GNDA和GNDB上。然而因为环境的原因，地线GNDA和GNDB上的电势差可能会偶尔出现脉冲峰值。电压峰值通常是指第二电路140上的电压（比如，VDDA–GNDB）的强度增加超过一个预料的数值。电压峰值的量级可能会非常大（比如，大约为千伏级），因此可能会损坏IC120。
然而，一些电路出于安全的原因可能需要隔离。具体地说，一些电路可能会控制一些安全相关的参数并因此需要从电源上隔离开来，以防止因电压峰值而导致的损坏。举例来说，第二电路140需要隔离。这样，就需要实施隔离屏障以将一个电路从电源上隔离开来。但是隔离了的电路（比如，第二电路140）仍然需要供电。
发明内容
一种集成电路（IC）包括第一和第二谐振电路以及隔离屏障。第一谐振电路包括第一和第二电感，其中第一谐振电路与电源电压相连接。第二谐振电路包括第三和第四电感，其中第二谐振电路与第一谐振电路相匹配。隔离屏障将第一谐振电路和第二谐振电路分隔开。第一和第二电感与第三和第四电感分别感应耦合，从而提供从第一谐振电路穿过隔离屏障到达第二谐振电路的能量传输。
一种集成电路（IC）包括第一和第二谐振电路，隔离屏障，以及控制模块。第一谐振电路包括第一和第二电感以及可变电容阵列，其中所述可变电容阵列包括与第一谐振电路中的电感-电容（LC）谐振回路并联连接的多个电容器，而且其中第一谐振电路与电源电压相连接。第二谐振电路包括第三和第四电感。隔离屏障将第一谐振电路和第二谐振电路分隔开，其中第一和第二电感与第三和第四电感分别感应耦合，从而提供从第一谐振电路穿过隔离屏障到达第二谐振电路的能量传输。基于来自第二谐振电路的隔离反馈，控制模块通过控制（i）可变电容阵列以及（ii）LC谐振回路的开关频率中的至少一项实现对第一谐振电路的调整。
一种用于调整能量传输系统的方法包括从第一谐振电路穿过隔离屏障将能量传输至第二谐振电路，其中第一谐振电路包括与第二谐振电路中的第三和第四电感分别感应耦合的第一和第二电感；基于由第二谐振电路提供给负载的输出电压生成隔离反馈；以及基于所述隔离反馈，控制（i）第一谐振电路中的电感-电容（LC）谐振回路的开关频率以及（ii）所述LC谐振回路的电容量中的至少一项。
本发明更多的应用领域会因以下提供的具体描述而变得清晰。我们应该明白所述具体的描述和详细的例子只是出于说明的目的，并不限制本发明的保护范围。
附图说明
在下文中，通过对非限制性的具体实施例的描述并结合附图，本发明的特征和优势会得到进一步详细的说明，其中：
图1为根据现有技术的具有第一和第二谐振电路的一个示例性集成电路（IC）的功能框图；
图2是一个示例性的IC的原理框图，所述IC具有一个被隔离屏障从电源上隔开的电路，以及用于穿过所述隔离屏障传输能量到所述被隔离电路的第一和第二谐振电路；
图3A-3B为根据本发明的一个实施例的具有松散耦合电感的示例性能量传输系统；
图4A-4D为描述了图3A-3B中的示例性系统的频率响应和瞬态响应的平面图；
图5A-5B为根据本发明的一个实施例的具有紧密耦合电感的示例性能量传输系统；
图6A-6D为阐述了图5A-5B中的示例性系统的频率响应和瞬态响应的平面图；
图7A为根据本发明的另一个实施例的示例性能量传输系统的电路图；
图7B阐明了根据本发明的一个实施例的第一示例性耦合电感结构；
图7C阐明了根据本发明的另一个实施例的第二示例性耦合电感结构；
图7D阐明了图2中的示例性IC的示例性结构，其中含有两对耦合的电感，每一均具有图7C中的第二示例性结构；
图8A-8C为根据本发明另外的实施例的示例性能量传输系统；
图9A为根据本发明的一个实施例的具有隔离反馈的示例性能量传输系统的电路图；
图9B为图9A中的能量传输系统的控制模块的原理框图；
图9C为用于调整图9A中的能量传输系统的示例性方法的流程图；以及
图9D为阐明调整图9A中的能量传输系统的模拟结果的平面图。
具体实施方式
以下描述在本质上仅仅是说明性的，并不打算限制本发明及其应用和使用。出于更清楚地说明本发明的目的，同样的附图标记在附图中用于指明类似的组件。如在此使用的，短语“A、B和C中的至少一个”应被解释为一个逻辑（A或者B或者C），使用一个非独占的逻辑“或者”。应该明白方法中的步骤可以不同的次序执行，这并不会改变本发明的原理。
如在这里所使用的，术语“模块”可以是特定用途集成电路或者其一部分；电子电路；组合逻辑电路；现场可编程门阵列；可执行代码的处理器（共享的，专用的，或者群组）；其它适用的可提供所描述功能的组件；或者以上全部或者部分的组合，比如整合在一个系统芯片中。术语“模块”还可包括用于存储处理器所执行代码的存储器（共享的，专用的，或者群组）。
术语“代码”，如以上所使用的，可包括软件，固件，和/或微代码，也可以是程序，惯例，功能，类，和/或对象。术语“共享的”，如上所使用的，意味着来自多个模块的全部或者一部分代码可被单个（共享的）处理器所执行。另外，来自多个模块的全部或者一部分代码可被存储在单个（共享的）存储器中。术语“群组”，如上所使用的，意味着来自单个模块的全部或者一部分代码可被一组处理器或者一组执行引擎所执行。举例来说，一个处理器的多个核心和/或多个线程可被认为是执行引擎。在不同的实施中，执行引擎可以是跨过单个处理器，跨过多个处理器和跨过处于不同位置的多个处理器，比如并行处理系统中的多个服务器。另外，来自单个模块的全部或者一部分代码可被存储在一组存储器中。
于此所描述的装置和方法可通过在一个或者多个处理器上执行的一个或者多个计算机程序得以实现。所述计算机程序包括存储在非临时性有形计算机可读媒体中的处理器可执行指令。所述计算机程序还可包括存储的数据。非临时性有形计算机可读媒体的非限制性的实例包括非易失性存储器，磁存储器，和光存储器。
能量传输系统可使用耦合电感提供跨越隔离屏障的能量传输。图2描述了一个示例性的系统200，其实现了穿过隔离屏障的能量输送。系统200包括产生用于给集成电路（IC）220供电的电压（VDDA）的电源210。IC220还包括第一谐振电路230，第二谐振电路240，以及隔离电路250。然而，隔离电路250也可位于IC220之外（举例来说，比如位于另一个IC）。第二谐振电路240和隔离电路250通过隔离屏障260与第一谐振电路230和电源210分离设置。第一谐振电路230和第二谐振电路240因此可共同代表所述能量传输系统。举例来说，隔离屏障260可包括二氧化硅SiO2和/或其它材料（比如高分子材料）的组合。
电感偶和系数（k）270代表了第一谐振电路230和第二谐振电路240之间的感应耦合的强度。电感偶和系数270基于多个不同的参数，包括但不局限于，隔离屏障260的组成（即隔离屏障260的导磁率），举例来说，铁氧体磁芯隔离屏障具有较强的电感耦合，然而空气磁芯或者二氧化硅磁芯隔离屏障具有较弱的（即松散的）电感耦合。更具体地说，但仅作为示例性的，松散的电感耦合指的是电感偶和系数270大约小于等于0.5（k≤0.5）。
第一谐振电路230可有选择地越过隔离屏障260传输能量给第二谐振电路240。更具体地说，第一谐振电路230包括一个与第二谐振电路240的第二电感磁耦合的第一电感。第一和第二电感可共同代表一个变压器。当通过第一谐振电路将电流提供给第一电感时，产生了一个导致电流在第二电感和第二谐振电路240中流动的磁场。然而，传输电压（VDDB）可能低于电源电压（VDDA）。这样，需要实施较大的组件（即电感）以增加传输电压VDDB的强度至电源电压VDDA。然而，实施较大的组件会是成本高昂的并增加了设备占地面积。
因此，本发明提出了基于电感共振耦合的能量传输系统和方法。所述系统和方法通过大概在谐振频率上耦合的电感越过隔离屏障传输能量。具体上说，在实施较小的组件（即电感）时，谐振耦合提供了较大的电压增益和负载功率。另外，电感可以松散耦合，其间仍可提供较小的传输损耗（即VDDB~VDDA）。一个第一系统通过实施匹配的第一和第二谐振电路以实现谐振耦合。举例来说，第一和第二谐振电路可堆栈（即叠加）在IC的不同金属层上。基于来自第二谐振电路的隔离反馈，一个第二系统通过调整（i）第一谐振电路的电容量和（ii）第一谐振电路的开关频率以实现谐振耦合。
现参照图3A，一个示例性的能量传输系统300得以显示。系统300包括产生电流（I1）的电流源304。第一电感308的第一节点与电流源304的第一节点相连接以接收电流I1。电压（V1）代表第一电感308的第一节点和电流源304的第一节点上的电压。举例来说，第一电感308具有33毫微亨利（nH）的电感值。第一电感308的第二节点与第一地线（GND）和电流源304的第二节点相连接。第二电感320的第一节点和电阻324的第一节点相连接。第一电感308和第二电感320可共同代表一个具有初级绕组（第一电感308）和次级绕组（第二电感320）的变压器。
电压（V2）表明了第二电感320的第一节点和电阻324的第一节点上的电压。举例来说，第二电感320可具有33nH的电感值，而电阻324则具有50欧姆（Ω）的电阻值。电阻324的第二节点与第二地线328以及第二电感320的第二节点相连接。第二电感320通过隔离屏障320与第一电感308分离开来。第一和第二电感308、320之间以一个感应耦合系数344互相松散耦合。举例来说，感应耦合系数344大概为0.2（即k~0.2）。
现参考图3B，一个示例性的基于谐振耦合的能量传输系统350得以显示。系统350包括生成电流（I1）的电流源354。第一电感358的第一节点与电流源354的第一节点相连接以接收电流I1。电压（V1）代表第一电感358的第一节点和电流源354的第一节点上的电压。举例来说，第一电感358具有3.3nH的电感值。第一电感358的第二节点与第一地线（GND）和电流源354的第二节点相连接。第二电感370的第一节点和电阻378的第一节点以及谐振电容374的第一节点相连接。第一电感358和第二电感370可共同代表一个具有初级绕组（第一电感358）和次级绕组（第二电感370）的变压器。
电压（V2）表明了第二电感370的第一节点、电阻378的第一节点和谐振电容374的第一节点上的电压。举例来说，第二电感370可具有3.3nH的电感值，而电阻378则具有50欧姆（Ω）的电阻值，而谐振电容374具有30微微法拉（pF）的电容值。电阻378的第二节点和谐振电容374的第二节点均与第二地线382以及第二电感370的第二节点相连接。第二电感370通过隔离屏障390与第一电感358分离开来。第一和第二电感358、370之间以一个感应耦合系数394互相松散耦合。举例来说，感应耦合系数394大概为0.2（即k~0.2）。
现参照图4A-4D，对应于图3A和3B中的能量传输系统300和350的模拟的频率响应和模拟的瞬态响应的图例得以分别显示。图4A描述了在范围107赫兹（Hz）到1010Hz内的不同频率上的电压增益（V2/V1）。如其所示，图3A的系统300（33nH）并不能达到大于0.20（即等于感应耦合系数）的电压增益。类似地，没有谐振电容374的如图3B所示的系统350（3.3nH）也不能达到大于0.2的电压增益。
然而，含有谐振电容374（3.3nH/30pF）的图3B所示的系统350可以在频率505兆赫（MHz）（即大约为谐振频率）上达到几乎为1的电压增益。这样，可通过较小的电感（原本10%大小的）实现较大的电压增益。另外，图4B显示了25纳秒（ns）时间段内的电压瞬态相应。如其所示，在4-5个周期后，图3B的系统350（包括有谐振电容374并大概运行在谐振频率上）达到了全电压传输（~10V）。
现参照图4C，其显示了与图4A相同的频率范围（107Hzto1010Hz）的标准化负载功率（PL/|I1|2）。如其所示，图3A的系统300在较低的频率上达到了较大的标准化负载功率，并在大约109Hz的频率上达到了最大标准化负载功率（~2.0）。相反，没有谐振电容374的图3B的系统350（3.3nH）需要较高的频率以达到较大的标准化负载功率，并需要大约为1010Hz的频率以达到最大标准化负载功率（即10倍于图3A的系统300（33nH）的频率）。另外，如图4D所示的，图3A的系统300(33nH)需要大约100V（在V1上）以传输所需的10V（在V2上）电压，这是不切实际的。
然而，包括有谐振电容374（3.3nH/30pF）的如图3B所示的系统350在505MHz的频率（大约为谐振频率）上达到最大负载功率，这个频率小于图3A的系统300（33nH）所需的以达到最大负载功率的频率（~109Hz）。另外，在实施较小的（原本10%大小的）电感时，图3B的系统350（包含有谐振电容374并大约运行在谐振频率上）能够在较低的频率上达到最大负载功率。
先参照图5A-5B，具有紧密耦合电感的能量传输系统的实施例得以显示。图5A描述了一种示例性的能量传输系统500。系统500包括生成电流I1的电流源504。第一电感508的第一节点与电流源504的第一节点相连接以接收电流I1。电压（V1）代表第一电感508的第一节点和电流源504的第一节点上的电压。举例来说，第一电感508具有33nH的电感值。第一电感508的第二节点与第一地线（GND）以及电流源504的第二节点相连接。第二电感520的第一节点和电阻524的第一节点相连接。第一电感508和第二电感520共同代表了一个具有初级绕组（第一电感508）和次级绕组（第二电感520）的变压器。
电压（V2）表明了第二电感520的第一节点、电阻524的第一节点上的电压。举例来说，第二电感520可具有33nH的电感值，而电阻524则具有50欧姆（Ω）的电阻值。电阻524的第二节点与第二地线528以及第二电感520的第二节点相连接。第二电感520通过隔离屏障540与第一电感508分离开来。第一和第二电感508、520之间以一个感应耦合系数544互相紧密合。举例来说，感应耦合系数544大概为0.9（即k~0.9）。
现参考图5B，一个示例性的基于谐振耦合的能量传输系统550得以显示。系统550包括生成电流（I1）的电流源554。第一电感558的第一节点与电流源554的第一节点相连接以接收电流I1。电压（V1）代表第一电感558的第一节点和电流源554的第一节点上的电压。举例来说，第一电感558具有3.3nH的电感值。第一电感558的第二节点与第一地线（GND）以及电流源554的第二节点相连接。第二电感570的第一节点和电阻578的第一节点以及谐振电容574的第一节点相连接。电感558和第二电感570共同代表了一个具有初级绕组（第一电感558）和次级绕组（第二电感570）的变压器。
电压（V2）表明了第二电感570的第一节点、电阻578的第一节点和谐振电容574的第一节点上的电压。举例来说，第二电感570可具有3.3nH的电感值，电阻578具有50欧姆（Ω）的电阻值，而谐振电容574则具有30pF的电容值。电阻578的第二节点和谐振电容574的第二节点均与第二地线582以及第二电感570的第二节点相连接。第二电感570通过隔离屏障590与第一电感558分离开来。第一和第二电感558、570之间以一个感应耦合系数594互相松散耦合。举例来说，感应耦合系数594大概为0.9（即k~0.9）。
现参照图6A-6D，对应于图5A和5B的能量传输系统500和550的模拟频率响应和模拟瞬态响应的图例得以分别显示。图6A描述了在范围107赫兹（Hz）到1010Hz内的不同频率上的电压增益（V2/V1）。如其所示，图5A的系统500（33nH）并不能达到大于0.9（即等于感应耦合系数）的电压增益。类似地，没有谐振电容574的如图5B所示的系统550（3.3nH）也不能达到大于0.9的电压增益。
然而，含有谐振电容574（3.3nH/30pF）的图5B所示的系统550可以在频率505MHz（即大约为谐振频率）上达到几乎为10的电压增益。这样，可通过较小的电感（原本10%大小的）实现较大的电压增益。另外，图6B显示了25纳秒（ns）时间段内的电压瞬态相应。如其所示，在4-5个周期后，图5B的系统550（包括有谐振电容574并大概运行在谐振频率上）达到了全电压传输（~10V）。
现参照图6C，其显示了与图5A相同的频率范围（107Hzto1010Hz）的标准化负载功率（PL/|I1|2）。如其所示，图5A的系统500在较低的频率上达到了较大的标准化负载功率，并在大约109Hz的频率上达到了最大标准化负载功率（(~40)。相反，没有谐振电容574的图3B的系统350（3.3nH）需要较高的频率以达到较大的标准化负载功率，并需要大约为1010Hz的频率以达到最大标准化负载功率（即10倍于图5A的系统500（33nH）的频率）。
然而，包括有谐振电容574（3.3nH/30pF）的如图5B所示的系统550在505MHz的频率（即大约为谐振频率）上达到最大负载功率，这个频率小于图5A的系统500（33nH）所需的以达到最大负载功率的频率（~109Hz）。另外，如图6D所示，当图5A中的紧密耦合的系统500（33nH）并不需要较高的电压（在V1上）以得到需要的10V电压（在V2上）时，图5B中的系统550（不包括谐振电容574）在实施较小的（原本10%大小的）电感时，仍然能够在达到相同的性能。
当谐振耦合能够在采用松散耦合（即弱耦合）电感的情况下带来跟多好处时，谐振耦合还能在采取紧密耦合（即强耦合）电感的情况下提供额外的好处。首先，在晶体管开关时，第一和第二谐振电路中的晶体管的栅极电容分别衰减了能量；然而，谐振耦合使用存储在电感中的能量提供了可循环再用的能量，这样以减少随着开关频率的增加而迅速增加的开关损失。其次，晶体管通常在一个大约为0的施加在晶体管上电压上开关；然而，谐振耦合为这种零电压开关（ZVS）的情况提供了一种简单的高频解决方案，以此提高了整体的效率。再次，对于带有谐振耦合的同相操作，因为第一和第二谐振电路是同相的，存储在系统中总能量还有变压器的质量系数得以提高，以此增加效率，尤其是在耦合系数较高时。最后，谐振耦合提供了在第二谐振电路中无需使用二极管的整流效果，以此增加了效率，消除了压降，并减少了占地面积和成本。
现参照图7A，一个示例性的能量传输系统得以显示。系统700包括一个第一谐振电路702和一个第二谐振电路704。第一和第二谐振电路702和704分别被一个隔离屏障706所分开。举例来说，隔离屏障706包括SiO2和/或高分子材料以此为隔离屏障706提供一个高击穿电压（比如，大约为5kV）。第一谐振电路702包括一个电感-电容（LC）谐振回路708，其包括有电容（CP）709、710以及电感713、714。LC谐振回路通过一个受第一信号（ON_A）控制的开关（比如，晶体管）有选择地与电源电压（VDDA）相连接。第一信号ON_A可能是一个脉宽调制（PWM）控制信号，有选择地对第一LC谐振回路进行充电。作为一种选择，第一信号ON_A可以是上电信号。第一谐振电路702接收电源电压VDDA。类似地，电容CP709、710可以被称为“主电容器”，而在电感713、714（分别为PX、PY）终端上的电压可被称为“主电压”。
第二谐振电路704包括有一个第二LC谐振回路716，其包括有电感719、720以及耦合电容（CC）721、722。电感713和719共同代表了一个第一变压器712。类似地，电感714和720共同代表了第二变压器718。电感对713、719和714、720，分别（即变压器712和718）可在IC的同一层中或者在IC的同一区域中实施以增加耦合（其结构会在下文中得到详细解释）。第一和第二变压器712和718可在一个IC中并排实施，但两者应间隔足够远以最小化变压器之间的耦合。举例来说，可用到以下芯片布置：（1）两个对应第一和第二谐振电路的单独芯片，而变压器实施为两个芯片的一部分，或者（2）三个分别对应第一谐振电路、第二谐振电路以及变压器的芯片。
第一谐振电路702可通过第一变压器712和/或第二变压器718穿过隔离屏障706传输能量给第二谐振电路704。与第一谐振电路702相类似，第二谐振电路704可被称为“次级电路”，耦合电容CC721、722可被称为“次级电容”，而电感719、729的终端上的电压（分别为SX和SY）可被称为“次级电压”。第二LC谐振回路716通过受第二信号（ON_B）控制的开关723（比如，晶体管）有选择地对第二LC谐振回路进行充电以有选择地连通以提供输出电压VDDB至输出负载。与第一信号ON_A相类似，第二信号ON_B可以是PWM信号（比如，具有与ON_A相同的频率），或者是上电信号，或者第二信号ON_B（和开关723）可被除去以此使第二谐振电路704只要第一谐振电路702打开就接收能量。
除了电容Cp709、710和电感713、714外，第一LC谐振回路708还包括有多个第一晶体管724、725、726和727（共同称为晶体管724-727）。在第一LC谐振回路708显示为包括晶体管724-727时，其中一部分晶体管724-727（比如，726-727）可以独立于第一LC谐振回路708布置。然而，晶体管724-725应该被包含在第一谐振回路708内作为其一部分，这是因为它们的栅极成为第一谐振回路708的总谐振电容的一部分。与第一LC谐振回路708相类似，除了电容CC721、722和电感719和720外，第二LC谐振回路716还包括有多个第二晶体管728、729、730和731（统称为第二晶体管728-731）。当第二LC谐振回路716被显示为包括第二晶体管728-731时，其中一部分晶体管728-731（比如，730-731）可独立于第二LC谐振回路716设置，这是因为它们的栅极构成了第二LC谐振回路716的总谐振电容的一部分。最后，施加在输出负载上的输出电压VDDB可由一个与负载电阻733并联连接的滤波电容732滤波。
现在参照图7B，图7A的变压器712的第一示例性结构740得以显示。当图7A的变压器得以显示时，第一示例性结构740也可用于其它于此描述的变压器，比如图7A的变压器718或者其它稍后描述的变压器。这个结构740也可以被称为平面结构或者“Frlan”结构单片变压器。更具体地，变压器712的电感713和719均可在一块IC的同一平面上实施。也就是说，电感713和719可在IC的同一金属层上实施。隔离屏障706包括一个基于SiO2和/或高分子聚合物的电介质，横向布置于电感713和719的绕组之间。电感713包括几点742和744，而电感719包括节点746和748。举例来说，电流从节点742朝向744流经电感713，以此使电流以从节点746到748的方向流经电感719。
平面结构740提供了绕组的对称性以此分别提高相应的第一和第二谐振电路702和704的匹配。这样，当谐振耦合时，因为匹配的谐振电路702和704，这个结构740消除了二极管整流和调谐。另外，在一个单一的、较厚的金属层内实施能有效地降低成本。然而，实现特定的匝数比（即升压或者降压变压器）可能会比较困难。另外，电感713和电感719之间的耦合系数可能会较弱。
现参照图7C，图7A的变压器712的一个第二示例性结构760得以显示。当图7A的变压器712得以显示时，所示第二示例性结构760也可用于其它于此描述的变压器，比如图7A的变压器718或者其它稍后描述的变压器。这个结构760也可以被称为叠加结构或者“Finlay”结构单片变压器。更具体地，变压器712的电感713和719均可在一块IC的同一区域内但在不同平面上实施。隔离屏障706包括一个基于SiO2和/或高分子聚合物的电介质，垂直布置于电感713和719的绕组之间。这样，电感713和电感719之间的耦合系数可能会较强。电感713包括节点762和764，而电感719包括节点766和768。举例来说，电流从节点762朝向764流经电感713，以此使电流以从节点766到768的方向流经电感719。
叠加结构760使特定的匝数比（即升压或者降压变压器）的实施变得容易。实施一个升压或者降压变压器允许在输出负载处的因变压器损耗而产生的压降的恢复。举例来说，升压变压器可在匹配的谐振系统内实施以此实现等于输入电压（电源电压）的输出电压（即被传输的）。作为一个待选方案，当一个升压变压器得以实现时，第一谐振电路702通过增加一个具有固定值的谐振电容或使用电容调谐方法（稍后详细介绍）得以调整。
现在参照图7D，图2的IC220的一个示例性结构780得以显示，其包括两对耦合的、具有图7C所示的结构760的电感。如图所示，IC220包括有第一和第二谐振电路230和240，分别穿过隔离屏障260将能量传输给一个隔离电路（未显示），其中第一和第二谐振电路230和240在系数270上感应耦合并还具有两对耦合的电感（每一对电感均具有图7C所示的叠加结构）。
现在参照图8A-8C，图7A的能量传输系统700的替代性实施例得以显示。首先，图8A描述了一个示例性能量传输系统800，其移去晶体管715和713以及第一和第二信号ON_A和ON_B。与图7A的系统700相类似，系统800包括了第一和第二谐振电路802和804。第一和第二谐振电路802和804被隔离屏障806所分开。第一谐振电路包括电感809和810，而第二谐振电路804包括电感813和814。电感809和813共同代表了一个第一变压器808，而电感810和814则共同代表了一个第二变压器812。
然而，与图7A的系统700相反的是，电源电压VDDA直接连接到一个位于电感809和810之间的节点上，而输出电压VDDB可从电感813和814之间的一个节点上得到。另外，开关820与电阻822和824相连接，电阻822和824与第一谐振电路802的LC谐振回路相连接。这样，第一谐振电路802可通过经晶体管820上拉或者下拉LC谐振回路的晶体管826和828的栅极而实现开关。交叉耦合设备的栅极处的电容耦合使这种开关方案成为可能。通过从电源电流通路中出去开关晶体管从而使效率得到极大的提高。在另一方面，只要第一谐振电路802代开，第二谐振电路804就会一直处于开的状态以接收能量。输出电压VDDB是未经调整的，而且在使用一比一变压器的情况下，其略为低于输入电压VDDA，此压降是负载电流和谐振损耗的作用结果。然而，对于升压变压器，通过使用一个低压差线性稳压器（LDO），输出电压VDDB可被调整为高于或者等于输入电压VDDA的水平。在这种情况下，输出电压VDDB在任何负载电流下均可保持恒定。
现在参照图8B，另外一个示例性的能量传输系统830得以显示。系统830与系统800相类似，因此晶体管715和723以及第一和第二信号ON_A和ON_B均被移除，而第一谐振电路802通过开关832（比如晶体管）实现开关。晶体管832受到隔离反馈信号（ON1）的控制。也就是说，系统830是不同的，这是因为其还包括隔离反馈。更具体地说，输出电压VDDB经过一个分压器（电阻834和836）并通过一个调压电路840与一个参考电压REF838相比较。举例来说，调压电路840可能是一个迟滞比较器。所述迟滞比较器840的输出为另一信号（ON2），用于控制第二谐振电路804的LC谐振回路中的开关842和844。
传送器846还接收迟滞比较器840的输出信号（信号ON2）。传送器846穿过隔离屏障806传送信号ON2至接收器848。接收器848然后将接收的信号（隔离反馈信号ON1）发送给第一谐振电路802。如前所述，隔离反馈信号ON1通过晶体管832控制第一谐振电路802的开关。另外，隔离反馈信号ON1用于控制第一谐振电路802的LC谐振回路中开关850和858。这样，输出电压VDDB在迟滞比较器840的两个阈值之间摇摆。举例来说，在使用一比一变压器812的情况下，因单片变压器的实际损耗，输出电压VDDB可被调整为低于输入电压VDDA的水平。然而，在使用升压变压器的情况下，输出电压VDDB可被调整为高于或者等于输入电压VDDA的水平。
现在参照图8C，另外一个示例性的能量传输系统860得以显示。系统860与图8B的系统830相类似，因此晶体管715和723以及第一和第二信号ON_A和ON_B被移除，而第一谐振电路802通过晶体管832实现开关，而晶体管832受到隔离反馈信号ON1的控制。然而，系统860是不同的，这是因为输出电压VDDB被二极管862和864所整流，而不是直接取自电感813和814之间的节点。旁路电容870连接在电感813和814之间的节点上。旁路电容870在电感813和814的共同节点上构成了一个交流（AC）地线，以此隔离电感813和814。
举例来说，在使用一比一变压器的情况下，因为次级峰值电压（SX，SY）超过输入电压（比如大约3倍），输出电压VDDB能够被整流至达到等于输入电压VDDA的程度。二极管862和864有效地箝位在电压绕组上并限制第二谐振电路804的LC谐振回路的交叉耦合的晶体管上的最大漏极和栅极电压。这样，低压晶体管得以使用，而无需任何栅极上的电容耦合（即分压）。交叉耦合设备构成了第二谐振电路804并通过增加高于地线电压的次级电压摆动而提供了同步整流。这样，正极直流（DC）电压得以产生并保持在旁路电容870上。如图所示，系统860还包括隔离反馈，这与图8B的系统830相类似。因此，在使用一比一变压器和降压变压器的情况下，系统860均能够实现等于输入电压VDDA的输出电压VDDB。
基于反馈的校准可用于没有匹配的谐振电路的能量传输系统。举例来说，图9A显示了一个具有基于反馈校准的示例性能量传输系统900。系统900包括第一和第二谐振电路902和904。所述第一和第二谐振电路902和904被一个隔离屏障906所隔开。第一谐振电路902包括一个LC谐振回路908，其包括主电容（CP）949、950以及电感911和912。LC谐振回路908直接与电源电压（VDDA）在电感911和912之间的节点上相连接，同时也与第一地线（GNDA）936相连接。
第二谐振电路904包括电感915和916，整流二极管927和928，旁路电容960，以及交叉耦合设备970和971，其功能与先前描述的第二谐振电路804（见图8C）相同。第二谐振电路904还与第二地线（GNDB）937相连接。电感912和915可共同代表一个第一变压器910。电感912和916可共同代表一个第二变压器914。除了主电容949和950以及电感911和912外，LC谐振回路908还包括多个晶体管918、919、920和921（统称为晶体管918-921）。当LC谐振回路908被显示为包括晶体管918-921时，其中一些晶体管918-921（比如918和920）可独立于LC谐振回路908之外。晶体管918-921用于控制LC谐振回路908的充放电，并与耦合电容949和950一起构成LC谐振回路908的谐振电容。
第一谐振电路902还包括可变电容阵列922。所述可变电容阵列922包括N个与主电容CP949和950串联连接的但与晶体管918-921并联连接的电容924-1…924-N。当两个电容在图中得以显示（924-1和924-N），可变电容阵列922可包括额外的电容（即N≥2）。可变电容阵列922提供了第一谐振电路902的电容量选择性调整（即使电容量小于或者大于电容CP949和950）。
第二谐振电路904还包括二极管927和928，二极管927和928与旁路电容960的第一和第二节点相连接，并互相并联连接。二极管927和928的输出与代表输出电压（VDDB）的输出节点相连接。输出电压VDDB可用于给与所述输出节点相连接的负载供电。滤波电容（CF）929对输出电压VDDB进行滤波。而且，生成参考电压（VREF）的参考电压模块932以及包括串联的电阻930和931的分压器也连接到输出节点上。
调压电路933，比如迟滞比较器，比较经分压器降压后的电压和参考电压VREF。迟滞比较器933的输出代表了来自第二谐振电路904的隔离反馈，并将其用于控制第一谐振电路902。传送器934将反馈穿过隔离屏障906输送给主电路902的接收器936。接收器935将反馈发送给控制模块940。基于时钟信号（CLK）和所述隔离信号，控制模块940控制以下项目中的至少一个（i）主电路902的开关频率以及（ii）主电路902的电容量。注意主电路902的开关频率并不是谐振频率，而事实上开关频率要远远低于谐振频率。所述开关频率用于在突发模式中通过设置正确的开/关脉冲宽度以实现校准输出电压VDDB的目的。
图9B描述了控制模块940的一个实施例。控制模块940包括一个频率控制模块942以及一个电容量控制模块944。频率控制模块942有选择地控制LC谐振回路908中的开关动作（即晶体管918-921）。举例来说，晶体管918-921可受到一个信号（“ON”）的控制。电容量控制模块944通过可变电容阵列922有选择地控制针对主电容CP909的电容量调整。举例来说，可变电容阵列922可受到一个总线信号（“CAP<N:0>”）的控制，建立或者断开可变电容阵列922中的一个或者多个电容的连接。
频率控制模块942和电容量控制模块944均接收时钟信号CLK以及来自次级电路904的隔离信号（通过接收器935）。基于时钟信号CLK和所述隔离信号，控制模块940可控制以下项目中的至少一项（i）LC谐振回路908（即晶体管918-921的开关）以及（ii）可变电容阵列922。举例来说，频率控制模块942和电容量控制模块944可互相通信以确定（i）开关频率调整和（ii）电容量调整中的一项或者全部需要或者不需要进行。
现在参照图9C，控制图9A的能量传输系统900的方法的流程图从950处开始。在950处，控制模块940确定第一谐振电路902是否打开。如果结果为真，控制继续进行。如果结果为假，控制返回到950。在954处，控制模块940确定来自第二谐振电路904的迟滞比较器933的隔离反馈是否已经被接收（比如，通过传送器934和接收器935）。如果结果为真，控制继续进行至958。如果结果为假，控制返回到950。另外，控制模块940还接收时钟信号CLK。在958处，控制模块940分析隔离反馈。举例来说，控制模块940可将隔离反馈与一个或者多个预设的阈值相比较，在962处，控制模块940确定是否（i）不执行任何操作，（ii）调整晶体管918-921的开关频率，（iii）通过可变电容阵列922调整电容量，或者（iv）同时调整晶体管918-921的开关频率以及通过可变电容阵列922调整电容量。
如果执行（i），控制结束（对于当前环路）或者返回到950。如果执行（ii），控制继续进行至966。如果执行（iv），控制继续进行至970。如果执行（iii），控制继续进行至974。在966处，控制模块940可基于对隔离反馈的分析调整晶体管918-921的开关频率。控制然后结束（对于当前环路）或者返回到950。在970处，控制模块940可基于对隔离反馈的分析调整晶体管918-921的开关频率。在974处，控制模块940可基于对隔离反馈的分析调整可变电容阵列922。举例来说，控制模块940可连接额外的电容器或者断开已连接的一个电容器（即N+1或者N-1）。控制然后结束（对于当前环路）或者返回到950。
具体地说，隔离反馈可以是一位数字信息，而主谐振电路在隔离反馈（ON）具有第一状态（即高位）时打开。隔离反馈ON与调压电路（比如迟滞比较器933）的输出在隔离屏障的另一侧上相同。调压电路的两个阈值分别略高于和略低于参考电压，比如在10mV左右。对隔离反馈ON的分析基于对隔离反馈ON（一位数字信息）的第一（即高位）和第二（即低位）状态的时长的测定。时钟信号CLK测量这些时长，其计算在隔离反馈ON的高位到低位以及在低位到高位转变之间的时钟CLK的脉冲测量。序列X(n)可被称为电容值优化的品质因数并对应于（1/TON+1/TOFF）。这样，对于最高精度，CLK应该具有足够高的频率。
现在参照图9D，一个时序图描述了调整图9A的能量传输系统的模拟结果。其中横轴表明了时间而纵轴表明了3个参数（从上至下）：输出电压VDDB，LC谐振回路控制信号ON，以及可变电容阵列控制总线CAP<N:0>。如图所示，在第一工作期间（TON），电容CF929被输出电流IX和来自负载的电流ILOAD的差值（IX–ILOAD）所充电（在对应于迟滞范围VHYS的界限内）。生成并分析隔离反馈。基于分析了的隔离反馈，控制模块940可（i）连接来自可变电容阵列的一个额外电容器，（ii）断开可变电容阵列中的一个电容器的连接，或者（iii）不采取任何操作。
在第一关闭期间（TOFF），电容CF929被来自负载的电流ILOAD所放电（在对应迟滞范围VHYS的界限内）。在第二工作期间，电容CF929再次被输出电流IX和来自负载电流ILOAD之间的差值（IX–ILOAD）所充电。再次生成并分析隔离反馈。基于分析了的隔离反馈，控制模块940可再次（i）连接来自可变电容阵列的一个额外电容器，（ii）断开可变电容阵列中的一个电容器的连接，或者（iii）不采取任何操作。
上述是本发明参照较佳实施例而进行的说明示范，惟应了解的是在不脱离本发明之精神及范畴内，对于本发明所属技术领域中具有通常知识者而言，仍得有许多变化及修改。因此，本发明并不限制于所揭露的实施例，而是以后附申请专利范围之文字记载为准，即不偏离本发明申请专利范围所为之均等变化与修饰，应仍属本发明之涵盖范围。

Claims (12)

1.一种集成电路(IC)，包括：
第一谐振电路，包括第一电感和第二电感，其中第一谐振电路与电源电压相连接；
第二谐振电路，包括第三电感和第四电感，其中第二谐振电路与第一谐振电路匹配，并且第二谐振电路包括有选择地将输出电压提供给负载的晶体管，其中所述晶体管受到PWM信号驱动，其中所述输出电压来自第三电感和第四电感之间的节点，而且其中所述输出电压具有小于或者等于电源电压的强度；以及
隔离屏障，将第一谐振电路和第二谐振电路隔离开，
其中第一电感和第二电感与第三电感和第四电感分别感应耦合，从而提供从第一谐振电路穿过隔离屏障到第二谐振电路的能量传输。
2.根据权利要求1所述的集成电路，其中第一谐振电路包括有选择地将第一谐振电路连接到电源电压上的第二晶体管，其中第二晶体管受到第二脉宽调制(PWM)信号驱动。
3.根据权利要求1所述的集成电路，其中第一电感和第二电感之间的节点与所述电源电压相连接，而且其中第一谐振电路包括有选择地将所述节点连接到第一谐振电路中的电感-电容(LC)谐振回路中的开关。
4.根据权利要求3所述的集成电路，其中第二谐振电路包括基于输出电压和参考电压生成隔离反馈的调压电路，其中所述隔离反馈用于控制第一谐振电路的电感-电容谐振回路中的开关动作。
5.一种集成电路(IC)的系统，所述系统包括：
第一谐振电路，包括第一电感和第二电感以及可变电容阵列，其中可变电容阵列包括多个与第一谐振电路中的电感-电容(LC)谐振回路并联连接的电容器，而且其中第一谐振电路与电源电压相连接；
第二谐振电路，包括第三电感和第四电感，并且第二谐振电路与第一谐振电路匹配；
隔离屏障，将第一谐振电路和第二谐振电路隔离开，其中第一电感和第二电感与第三电感和第四电感分别感应耦合，从而提供从第一谐振电路穿过隔离屏障到第二谐振电路的能量传输；以及
控制模块，通过基于来自第二谐振电路的隔离反馈来控制(i)可变电容阵列以及(ii)电感-电容谐振回路的开关频率以调整第一谐振电路，
其中所述控制模块包括电容控制模块，所述电容控制模块基于来自第二谐振电路的隔离反馈有选择地将一个电容器连接到所述可变电容阵列上或者从所述可变电容阵列上断开连接。
6.根据权利要求5所述的系统，其中电源电压与第一电感和第二电感之间的节点相连接。
7.根据权利要求6所述的系统，其中第二谐振电路将输出电压提供给负载，其中所述输出电压来自第三电感和第四电感之间的节点。
8.根据权利要求6所述的系统，其中输出电压经两个与第三电感和第四电感并联的二极管整流，而且其中所述输出电压来自所述两个二极管之间。
9.根据权利要求7所述的系统，其中第二谐振电路包括基于输出电压和参考电压生成隔离反馈的迟滞比较器。
10.根据权利要求9所述的系统，其中控制模块还包括基于所述隔离反馈有选择地控制所述电感-电容谐振回路的开关频率的频率控制模块。
11.一种调整能量传输系统的方法，所述方法包括：
从第一谐振电路穿过隔离屏障将能量传输至第二谐振电路，其中第二谐振电路与第一谐振电路匹配，并且第一谐振电路包括与第二谐振电路中的第三电感和第四电感分别感应耦合的第一电感和第二电感；
基于由第二谐振电路提供给负载的输出电压生成隔离反馈；以及
基于所述隔离反馈，控制(i)第一谐振电路中的电感-电容(LC)谐振回路的开关频率以及(ii)可变电容阵列的电容量，
其中控制所述可变电容阵列的电容量包括基于所述隔离反馈连接或者断开所述可变电容阵列的一个电容器。
12.根据权利要求11所述的方法，其中第一谐振电路还包括配置为有选择地对电感-电容谐振回路进行放电的多个晶体管，而且其中基于隔离反馈控制所述电感-电容谐振回路的开关频率包括基于隔离屏障控制所述多个晶体管的开关频率。
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