CN102841235A - 后肩采样电路及采样后肩下降沿电压的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种后肩采样电路及采样后肩下降沿电压的方法。后肩采样电路包括：一计数电路，用于计数高频变压器辅助绕组上振铃波的过零次数和谷底个数；一检测电路，用于检测从开关元件关断到振铃波的第n个过零点的时间T_vcn或者从开关元件关断到振铃波的第n个谷底发生的时间T_van；以及一计算电路，用于根据所述T_vcn或T_van计算出从开关元件关断到所述振铃波后肩下降沿发生的时间T_dis；其中，n为非负整数。采用本发明的后肩采样电路能够快速的得到高精度的稳压、恒流控制信号，并且不随温度发生变化，能快速跟踪负载和市电电压的变化，从而达到提高稳压恒流精度和提高瞬态响应速度的目的。

Description

后肩采样电路及采样后肩下降沿电压的方法

技术领域

本发明涉及AC-DC反激式开关电源集成电路中的稳压、恒流控制环路的检测技术，尤其涉及一种后肩采样电路及采样后肩下降沿电压的方法。

背景技术

目前LED照明驱动器和离线式充电适配器中多采用原边反馈型AC-DC反激式集成开关电源。随着LED照明的大规模应用，为了延长LED的使用寿命，保证大面积应用的亮度均匀性，减少LED因温度变化引起的亮度变化、过流、过温和过压等引起保护电路的误动作，必须提高其开关电源的稳压恒流精度。对于便携式电子设备的离线式开关电源，为了适应锂电池、镍氢电池和镍镉电池的充电要求，也要求其开关电源具有较高的稳压稳恒流精度。

图1为现有技术中的原边反馈型AC-DC反激式集成开关电源的电路图，图中10为模拟测量电路。为了保证开关电源的输出电压和开关电源的输出电流（即负载R_L两端的负载电压V₀和流过负载R_L的负载电流I₀）的稳定，需要实时监控负载电压V₀和负载电流I₀，然后根据所测量的负载电压V₀和负载电流I₀值进行反馈控制。

在上述原边反馈型稳压控制中，不能直接去采样负载R_L两端的负载电压V₀，而是通过采样高频变压器辅助绕组La上的绕组电压V_B间接计算出负载电压V₀。结合图1和图2可知，绕组电压V_B为后肩下降沿时刻的电压值，绕组电压经由电阻R₁和R₂分压后就是采样电压V_s，以用于稳压控制，根据上述描述可知，所述采样电压V_s为：

$V_s=\frac{R_1}{R_1+R_2}\·V_B=\frac{R_1}{R_1+R_2}\·\frac{N_a}{N_s}(V_O+V_F)---\left(1\right)$

其中，绕组电压V_B是后肩下降沿时刻在高频变压器辅助绕组L_a上的电压，N_a是高频变压器辅助绕组L_a的圈数，N_s是高频变压器次级绕组L_s的圈数，负载电压V₀是开关电源的输出电压，V_F是开关电源次级绕组L_s的整流二极管上的正向压降。

同样，在上述原边反馈恒流控制中，也不能直接去采样流过负载的电流I₀，而是通过采样流过高频变压器初级电感L_p上的峰值电流I_pk。结合图1和图2可知，所述峰值电流I_pk通常是用R_cs上的电压降V_cs间接计算出的，然后用V_cs去控制负载电流I₀，根据上述描述可知，所述负载电流I₀为：

$I_O=\frac{1}{{2T}_S}(\frac{N_P}{N_S}\·\frac{V_{\mathrm{CS}}}{R_{\mathrm{CS}}}\·T_{\mathrm{dis}})---\left(2\right)$

其中，I₀是开关电源的输出电流，T_s是开关周期，N_p是高频变压器初级绕组电感L_p的匝数，N_s是高频变压器次级绕组电感L_s的匝数，R_cs是串联在MOS开关源极上的电流采样电阻，V_cs是采样电阻R_cs上的电压降，T_dis是从开关关断时刻开始到对高频变压器辅助绕组上电压和电流采样时刻之间的时间。

综上，无论稳压控制还是恒流控制，要得到准确的V_s和V_cs是进行稳压和恒流控制的关键技术，尤其Tdis的精度直接影响恒流精度和温度系数。

对于上述原边反馈型AC-DC反激式集成开关电源，现有的辅助绕组L_a上后肩电压采样方法主要以模拟测量方法为主。如图2所示，其中一种模拟测量方法是从MOS开关关断点Soff开始，延迟一段时间T_a后，在A点采样辅助绕组L_a上的后肩电压V_A。这种方法有两个缺点，其一是电压精度最高只有5%，采样电压受市电电压和负载电流I₀的变化而变化；其二是温度特性不好，温度系数达10%以上。以这种采样方法进行控制的原边反馈型AC-DC反激式集成开关电源作为LED的电源的话，一旦环境温度发生变化，LED的工作电流就发生变化，连续的高温甚至会损坏LED或减少使用寿命。以这种采样方法进行控制的原边反馈型AC-DC反激式集成开关电源作为离线式充电适配器的电源的话，在充电适配器中电压和电流的随温度变化会影响电池的使用寿命，甚至会造成电池损坏。

另一种测量方法是测量辅助绕组L_a上的电压V_B，根据波形的斜率去鉴别后肩下降沿的电压，这种方法精度高，稳定性好，但需要最少3次以上的开关周期的反馈比较才能得到正确的数据，故必须耗费较多的时间，瞬态响应较差。

以上两种方法都无法同时满足稳压精度、恒流精度和快速响应的要求。

发明内容

本发明提供一种后肩采样电路及采样后肩下降沿电压的方法，达到提高稳压恒流精度和提高瞬态响应速度的目的，以解决上述原边反馈型反激式开关电源中现有技术稳压恒流精度低和瞬态响应慢的问题。

为解决上述技术问题，本发明提供一种后肩采样电路，包括：

一计数电路，用于计数高频变压器辅助绕组上振铃波的过零点的次数或谷底个数；

一检测电路，用于检测从开关元件关断到振铃波的第n次过零点的时间T_vcn或者第n个谷底发生的时间T_van；以及

一计算电路，用于根据所述T_vcn或T_van计算出从开关元件关断到所述振铃波后肩下降沿发生的时间T_dis；其中，n为非负整数。

可选的，所述计算电路为一函数运算电路。

可选的，所述开关元件为MOS晶体管或双极性晶体管。

可选的，所述从开关元件关断到所述振铃波后肩下降沿发生的时间T_dis根据如下公式得出：

$T_{\mathrm{dis}}=T_{\mathrm{vcn}}-(2n+\frac{1}{2})\mathrm{\π}\sqrt{(L_p+L_{\mathrm{rp}}+\frac{{N_p}^2}{{N_s}^2}{L}_{\mathrm{rs}})C_r}$

其中，L_p为一高频变压器的初级电感量，L_rp为所述高频变压器的初级漏感量，L_rs为所述高频变压器的次级漏感量，C_r为所述开关元件的源漏极间电容与所述开关元件的漏极到地寄生电容之和，N_p为所述高频变压器的初级匝数，N_s为所述高频变压器的次级匝数。

可选的，所述从开关元件关断到所述振铃波后肩下降沿发生的时间T_dis根据如下公式得出：

$T_{\mathrm{dis}}=T_{\mathrm{van}}-(2n+1)\mathrm{\π}\sqrt{(L_p+L_{\mathrm{rp}}+\frac{{N_p}^2}{{N_s}^2}{L}_{\mathrm{rs}})C_r}$

其中，L_p为一高频变压器的初级电感量，L_rp为所述高频变压器的初级漏感量，L_rs为所述高频变压器的次级漏感量，C_r为所述开关元件的源漏极间电容与所述开关元件的漏极到地寄生电容之和，N_p为所述高频变压器的初级匝数，N_s为所述高频变压器的次级匝数。

可选的，所述计数电路包括：

一整形电路，用于将输入的电压或者电流进行归一化处理；

一计数器，根据所述归一化处理的波形计算启动到关闭的时间；

一逻辑控制电路，用于根据输入电压启动和关闭所述计数器；和

一门控电路，根据所述计数器的输出产生一个控制门波，并将器输送给所述检测电路。

可选的，所述检测电路包括一高速电平比较器，用于比较所述计数电路的输出电压和一基准电压。

可选的，所述后肩采样电路还包括一滑模PID控制电路，用于所述控制开关元件工作状态。

可选的，所述滑模PID控制电路包括：

一PID电路，用于反馈环路的比例、积分和微分控制；和

一滑模转换电路，用于在启动、恒流、恒压和待机4个模式之间的平滑转换。

相应的，本发明还提供一种采用上述后肩采样电路的采样后肩下降沿电压的方法，包括：

所述计数电路计数振铃波的过零点次数或者谷底个数；

所述检测电路检测从开关元件关断到振铃波的第n次过零点的时间T_vcn或者第n个谷底发生的时间T_van；以及

所述计算电路根据所述T_vcn或T_van计算出从开关元件关断到振铃波后肩下降沿发生的时间T_dis；其中，n为非负整数。

可选的，在所述采样后肩下降沿电压的方法中，还包括在振铃波在谷底时刻开启所述开关元件。

本发明的后肩采样电路包括：计数电路、检测电路以及计算电路。所述检测电路能够检测到从开关元件关断到振铃波的第n次过零点的时间T_vcn或者第n个谷底发生的时间T_van；所述计算电路可以根据所述T_vcn或T_van准确计算出从开关元件关断到所述振铃波后肩下降沿发生的时间T_dis。因为T_dis的计算是由后肩采样电路直接计算出来的，而从后肩下降沿时刻的电压V_B和初级绕组的峰值电流I_pk，能够快速的得到高精度的稳压、恒流控制信号，并且不随温度发生变化，能快速跟踪负载和市电电压的变化，从而达到提高稳压恒流精度和提高瞬态响应速度的目的。

附图说明

图1为现有技术中原边反馈型AC-DC反激式集成开关电源的电路图；

图2为现有技术中采样后肩下降沿电压的波形图；

图3为本发明一实施例中采样后肩下降沿电压的波形图；

图4为本发明一实施例中后肩采样电路的示意图；

图5为本发明一实施例中计数电路的示意图；

图6为本发明一实施例中检测电路的示意图；

图7为本发明一实施例中计算电路的示意图；

图8为本发明一实施例中滑模PID控制电路的示意图。

具体实施方式

本发明的核心思想在于，采用的后肩采样电路包括：计数电路、检测电路以及计算电路。所述检测电路能够检测到从开关元件关断到振铃波的第n次过零点的时间T_vcn或者第n个谷底发生的时间T_van；所述计算电路可以根据所述T_vcn或T_van准确计算出从开关元件关断到所述振铃波后肩下降沿发生的时间T_dis，然后从开关元件关断经过T_dis测量的电压就是准确的后肩下降沿的电压V_B，其经过电阻R₁和R₂分压后就是采样电压V_s。因为T_dis的计算是由后肩采样电路直接计算出来的，而从后肩下降沿时刻的电压V_B和初级绕组的峰值电流I_pk，能够快速的得到高精度的稳压、恒流控制信号，并且不随温度发生变化，能快速跟踪负载和市电电压的变化，从而达到提高稳压恒流精度和提高瞬态响应速度的目的。

为了使本发明的目的，技术方案和优点更加清楚，下面结合附图来进一步做详细说明。

如图1所示的原边反馈型AC-DC反激式集成开关电源的电路，为了稳压和恒流控制，需要得到准确的采样电压V_s和V_cs，为此必须要从开关元件关断时刻Soff开始经过T_dis后进行采样，故求解T_dis是进行稳压和恒流控制技术的关键。其中，所述开关元件为MOS晶体管或双极性晶体管，在本发明一实施例中，开关元件为MOS晶体管。

如图1所示，振铃波的频率与高频变压器初级绕组电感L_p、初级漏感L_rp以及次级绕组的漏感L_rs、MOS晶体管漏源极间电容与漏极到地的分布电容总和C_r有关，根据串联谐振原理，振铃波的频率为

$f=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{(L_p+L_{\mathrm{rp}}+\frac{{N_p}^2}{{N_s}^2}{L}_{\mathrm{rs}})C_r}}---\left(3\right)$

其中，L_p高频变压器的初级电感量，L_rp高频变压器的初级漏感量，L_rs高频变压器的次级漏感量，C_r是MOS晶体管漏-源极间电容与漏极到地的分布电容之和，N_p是高频变压器的初级匝数，N_s是高频变压器的次级匝数。

振铃波的周期是频率的倒数，故其周期为

$T_{\mathrm{posc}}=2\mathrm{\π}\sqrt{(L_p+L_{\mathrm{rp}}+\frac{N_p^2}{N_s^2}{L}_{\mathrm{rs}})C_r}$

由公式（4）和图3可知，可以用计数振铃波下降沿过零次数和计数振铃波周期个数的方法推算后肩电压下降沿时刻T_dis。

在本发明一实施例中，可以根据开关元件MOS晶体管关断到振铃波的第n次过零点的时间T_vcn计算得出从MOS晶体管关断到所述振铃波后肩下降沿发生的时间T_dis。如图3所示，从第1个振荡周期的过零点Vc1推算T_dis，只要从开关关断时刻Soff开始计数，到Vc1时刻停止计数，总计数时间为T_vc1,从B点到Vc1是(1+1/4)振铃周期，故从T_vc1中减去(2+1/2)π就会得到T_dis，计算公式如下:

$T_{\mathrm{dis}}=T_{\mathrm{vc}0}-2\frac{1}{2}\mathrm{\π}\sqrt{(L_p+L_{\mathrm{rp}}+\frac{{N_p}^2}{{N_s}^2}{L}_{\mathrm{rs}})C_r}---\left(5\right)$

同理，如果从第2个振荡周期的过零点Vc2推算T_dis，只要从开关关断时刻Soff开始计数，到T_vc2时刻停止计数，总计数时间为T_vc2，从B点到V_c2是(2+1/4)个振铃周期，故从T_vc2中减去是(4+1/2)π就会得到T_dis，计算公式如下：

$T_{\mathrm{dis}}=T_{\mathrm{vc}2}-4\frac{1}{2}\mathrm{\π}\sqrt{(L_p+L_{\mathrm{rp}}+\frac{{N_p}^2}{{N_s}^2}{L}_{\mathrm{rs}})C_r}---\left(6\right)$

同理，也可以从任意一个振荡周期的过零点Vcn推算T_dis，例如从第n个振荡周期的过零点Vcn推算T_dis，只要从开关关断时刻Soff开始计数，到Vcn时刻停止计数，总计数时间为T_vcn,从B点到Vcn是(n+1/4)个振铃周期，故从T_vcn中减去(2n+1/2)π就会得到T_dis，计算公式如下:

$T_{\mathrm{dis}}=T_{\mathrm{vcn}}-(2n+\frac{1}{2})\mathrm{\π}\sqrt{(L_p+L_{\mathrm{rp}}+\frac{{N_p}^2}{{N_s}^2}{L}_{\mathrm{rs}})C_r}---\left(7\right)$

式（7）就是从MOS开关关断时刻Soff到振铃波下降沿的时间T_dis的通用计算公式，其中n为非负整数。也可以从振铃波的任意一次过零点直接推算出T_dis，通用计算公式如下：

$T_{\mathrm{dis}}=T_{\mathrm{vcn}}-(n+\frac{1}{4})T_{\mathrm{posc}}---\left(8\right)$

公式（8）与公式（7）是等效的。

只要在T_dis时刻采样辅助绕组的后肩电压V_B和初级绕组的峰值电流I_pk，就能得到反激式开关电源次级绕组放电结束时刻的采样值，此值用作稳压和恒流控制环路的采样信号，具有精度较高，温度特性最小，瞬态特性良好的优点。

公式（8）中所述的振铃波周期Tposc也可用计数电路得到，只要计数振铃波相邻两次下降沿的过零时间，然后作减法运算就可得到振荡周期，通用公式是T_posc=T_vcn－T_vc(n-1)。例如，计数到Vc2时要计算振铃波的周期，则T_posc=T_vc2－T_vc1。如果T_posc已知，就可从用公式T_vcn+1/4T_posc计算出任意一个谷底时刻T_van。例如，要得到第2个谷底时刻，则T_va2=T_vc2+1/4T_posc。

由于，在T_van时刻时，振铃波处于谷底点，所述MOS开关上的电应力等于零，因此在振铃波的谷底时刻开启MOS开关可以显著减小开关损耗，这是本发明的另一优点。

在本发明另一实施例中，可以根据MOS晶体管关断到振铃波的第n个谷底发生的时间T_van计算得出从MOS晶体管关断到所述振铃波后肩下降沿发生的时间T_dis。如图3所示，从第1个谷底T_va0推算T_dis，只要从MOS开关关断时刻Soff开始计数，到T_va0时刻开启MOS开关，总计数时间为T_va0。而从B点到T_va0是二分之一振铃周期T，故从T_va0中减去二分之一振铃周期就会得到T_dis，计算公式如下：

$T_{\mathrm{dis}}=T_{\mathrm{va}0}-\mathrm{\π}\sqrt{(L_p+L_{\mathrm{rp}}+\frac{{N_p}^2}{{N_s}^2}{L}_{\mathrm{rs}})C_r}---\left(9\right)$

同理，如果从第2个谷底V_a1推算T_dis，只要从MOS开关关断时刻Soff开始计数，到T_va1时刻开启MOS开关，总计数时间为T_va1,从B点到T_va1是(1+1/2)个振铃周期T_posc，故从T_va1中减去是(1+1/2)个振铃周期T_posc就会得到T_dis，计算公式如下

$T_{\mathrm{dis}}=T_{\mathrm{va}1}-3\mathrm{\π}\sqrt{(L_p+L_{\mathrm{rp}}+\frac{{N_p}^2}{{N_s}^2}{L}_{\mathrm{rs}})C_r}---\left(10\right)$

本发明可以从任意一个振铃谷底推算T_dis，例如从第n个谷底T_van推算T_dis，只要从MOS开关关断时刻Soff开始计数，到T_van时刻开启MOS开关，总计数时间为T_van,从B点到T_van是(2n+1)个振铃周期，故从T_van中减去是(2n+1)个振铃周期就会得到T_dis，计算公式如下

$T_{\mathrm{dis}}=T_{\mathrm{van}}-(2n+1)\mathrm{\π}\sqrt{(L_p+L_{\mathrm{rp}}+\frac{{N_p}^2}{{N_s}^2}{L}_{\mathrm{rs}})C_r}---\left(11\right)$

$T_{\mathrm{dis}}=T_{\mathrm{van}}-(n+\frac{1}{2})T_{\mathrm{posc}}---\left(12\right)$

公式（11）与公式（12）是等效的，式（11,12）就是从MOS开关关断时刻Soff到振铃波下降沿的时间T_dis的通用计算公式，其中n为非负整数。只要在T_dis时刻采样辅助绕组的后肩电压V_B和初级绕组的峰值电流I_pk，就能得到反激式开关电源在不连续工作模式下，次级绕组放电结束时刻的采样值，此值用作稳压和恒流控制环路的采样信号，具有精度较高，温度特性最小，瞬态特性良好的优点。

由于，在T_van时刻时，振铃波处于谷底，所述MOS开关上的电应力等于零，因此在振铃波谷底时刻开启MOS开关可以显著减小开关损耗，这是本发明的另一优点。

如图4所示，为了完成上述方法，本发明还提供一种后肩采样电路100，所述后肩采样电路100包括：

一计数电路200，用于计数高频变压器辅助绕组上振铃波的过零次数或谷底个数；

一检测电路300，用于检测从开关元件关断到振铃波的第n次过零点的时间T_vcn或者振铃波的第n个谷底发生的时间T_van；

一计算电路400，用于根据所述T_vcn或T_van计算出从开关元件关断到所述振铃波后肩下降沿发生的时间T_dis；和

一滑模PID控制电路500，用于控制所述开关元件工作状态。

继续参考图4，将振铃电压V_z、市电采样电压V_IN和MOS开关的源极采样电压V_cs输入到所述计数电路200，所述计数电路200同时连接到检测电路300，将其计数得到的数振铃波的谷底个数输入给检测电路300，所述检测电路300检测得到从MOS开关关断到第n个谷底发生的时间T_va。所述检测电路300连接到所述计算电路400，将所述T_van输入给所述计算电路400，所述计算电路400根据所述T_van计算出从MOS开关关断到振铃波后肩下降沿发生的时间T_dis，然后输出控制信号V_c。将采样电压V_s输入到滑模PID控制电路500，其输出控制信号V_R。

如图5所示，所述计数电路200包括一整形电路201、一计数器202、一门控电路203和一逻辑控制电路204。所述整形电路201将接受到的采样信号V_s进行归一化处理，然后将在归一化处理后的采样信号传递给所述位计数器202，所述计数器202根据所述归一化处理的波形计算启动到关闭的时间，并将计算得出的时间传递给所述门控电路203，所述门控电路203根据所述计数器202的输出产生一个控制门波，并将其输送给所述检测电路200。所述逻辑控制电路204连接所述计数器202，用于根据输入电压启动和关闭所述计数器202。所述逻辑电路204受市电采样电压V_IN和与源极采样电流I_pk成正比的V_cs电压控制。

如图6所示，所述检测电路300包括高速电平比较器301和谷底基准电压。其中，所述高速电平比较器301的输入端连接所述计数电路200的输出端，所述高速电平比较器301的另一个输入端连接一个基准电压，用于比较所述计数电路200的输出电压和所述基准电压，所述高速电平比较器301的输出端连接所述计算电路400。

如图7所示，所述计算电路400包为一函数运算电路401，其包括硬件电路和软件程序，所述硬件电路可用DSP和/或MPU和/或FPGA或ASIC逻辑电路配合储存器组成，软件程序是用程序描述语言编写的代码，这些代码存放在储存器中。所述计算电路400入端连接检测电路300，输出控制信号Vc。所述函数运算电路401为：

$T_{\mathrm{dis}}=T_{\mathrm{vcn}}-(2n+1)\mathrm{\π}\sqrt{(L_p+L_{\mathrm{rp}}+\frac{{N_p}^2}{{N_s}^2}{L}_{\mathrm{rs}})C_r}$

或

$T_{\mathrm{dis}}=T_{\mathrm{van}}-(2n+\frac{1}{2})\mathrm{\π}\sqrt{(L_p+L_{\mathrm{rp}}+\frac{{N_p}^2}{{N_s}^2}{L}_{\mathrm{rs}})C_r}$

如图8所示，所述滑模PID控制电路500包括PID电路501和滑模转换电路502，所述滑模PID控制500输入端连接V_s，并输出控制信号V_R。所述PID电路501，用于反馈环路的比例、积分和微分控制；所述滑模转换电路502，用于在启动、恒流、恒压和待机4个模式之间的平滑转换。

应当理解的是，本发明所提供的后肩采样电路100只是替代了现有技术中的采样电路10，所述采样电路100必须要嵌入到所述原边反馈型AC-DC反激式集成开关电源的控制环路中，才能实现对所述原边反馈型AC-DC反激式集成开关电源的稳压和稳流控制。

综上所述，本发明中的检测电路能够检测到从开关元件关断到振铃波的第n次过零点的时间T_vcn或者从开关元件关断到振铃波的第n个谷底发生的时间T_van所述计算电路可以根据所述T_vcn或T_van准确计算出从开关元件关断到所述振铃波后肩下降沿发生的时间T_dis，然后从开关元件关断经过T_dis测量的电压就是准确的后肩下降沿的电压V_B，其经过电阻R₁和R₂分压后就是采样电压V_s。因为T_dis的计算是由后肩采样电路直接计算出来的，而从后肩下降沿时刻的电压V_B和初级绕组的峰值电流I_pk，能够快速的得到高精度的稳压、恒流控制信号，并且不随温度发生变化，能快速跟踪负载和市电电压的变化，从而达到提高稳压恒流精度和提高瞬态响应速度的目的。

显然，本领域的技术人员可以对发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包括这些改动和变型在内。

Claims (11)

1.一种后肩采样电路，包括：

一计数电路，用于计数高频变压器辅助绕组上振铃波过零点的次数或谷底个数；

一检测电路，用于检测从开关元件关断到振铃波的第n次过零点的时间T_vcn或第n个谷底发生的时间T_van；以及

一计算电路，用于根据所述T_vcn或T_van计算出从开关元件关断到所述振铃波后肩下降沿发生的时间T_dis；

其中，n为非负整数。

2.如权利要求1所述的后肩采样电路，其特征在于，所述计算电路为一函数运算电路。

3.如权利要求1所述的后肩采样电路，其特征在于，所述开关元件为MOS晶体管或双极性晶体管。

4.如权利要求1所述的后肩采样电路，其特征在于，所述从开关元件关断到所述振铃波后肩下降沿发生的时间T_dis根据如下公式得出：

$T_{\mathrm{dis}}=T_{\mathrm{vcn}}-(2n+\frac{1}{2})\mathrm{\π}\sqrt{(L_p+L_{\mathrm{rp}}+\frac{{N_p}^2}{{N_s}^2}{L}_{\mathrm{rs}})C_r}$

其中，L_p为一高频变压器的初级电感量，L_rp为所述高频变压器的初级漏感量，L_rs为所述高频变压器的次级漏感量，C_r为所述开关元件的源漏极间电容与所述开关元件的漏极到地寄生电容之和，N_p为所述高频变压器的初级匝数，N_s为所述高频变压器的次级匝数。

5.如权利要求1所述的后肩采样电路，其特征在于，所述从开关元件关断到所述振铃波后肩下降沿发生的时间T_dis根据如下公式得出：

$T_{\mathrm{dis}}=T_{\mathrm{van}}-(2n+1)\mathrm{\π}\sqrt{(L_p+L_{\mathrm{rp}}+\frac{{N_p}^2}{{N_s}^2}{L}_{\mathrm{rs}})C_r}$

其中，L_p为一高频变压器的初级电感量，L_rp为所述高频变压器的初级漏感量，L_rs为所述高频变压器的次级漏感量，C_r为所述开关元件的源漏极间电容与所述开关元件的漏极到地寄生电容之和，N_p为所述高频变压器的初级匝数，N_s为所述高频变压器的次级匝数。

6.如权利要求1所述的后肩采样电路，其特征在于，所述计数电路包括：

一整形电路，用于将输入的电压或者电流进行归一化处理；

一计数器，根据所述归一化处理的波形计算启动到关闭的时间；

一逻辑控制电路，用于根据输入电压启动和关闭所述计数器；和

一门控电路，根据所述计数器的输出产生一个控制门波，并将器输送给所述检测电路。

7.如权利要求1所述的后肩采样电路，其特征在于，所述检测电路包括一高速电平比较器，用于比较所述计数电路的输出电压和一基准电压。

8.如权利要求1所述的后肩采样电路，其特征在于，所述后肩采样电路还包括一滑模PID控制电路，用于控制所述开关元件的工作状态。

9.如权利要求8所述的后肩采样电路，其特征在于，所述滑模PID控制电路包括：

一PID电路，用于反馈环路的比例、积分和微分控制；和

一滑模转换电路，用于在启动、恒流、恒压和待机4个模式之间的平滑转换。

10.一种采用如权利要求1至9任意一项所述的后肩采样电路的采样后肩下降沿电压的方法，包括：

所述计数电路计数振铃波的过零点次数或者谷底个数；

所述检测电路检测从开关元件关断到振铃波的第n次过零点的时间T_vcn或者第n个谷底发生的时间T_van；以及

所述计算电路根据所述T_vcn或T_van计算出从开关元件关断到振铃波后肩下降沿发生的时间T_dis；

其中，n为非负整数。

11.如权利要求10所述的采样后肩下降沿电压的方法，其特征在于，还包括在振铃波在谷底时刻开启所述开关元件。

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