CN102804673B - 在使用dct-ofdm的无线通信网络中的多路接入的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了用于生成单载波离散余弦变换(SC-DCT)OFDM信号以供发射的有利的发射器装置和相关方法。这些发射端创新包括用于将K_u个“输入子载波”映射到N个“输出子载波”的电路配置和信号处理方法，其中，“输出子载波”是为SC-DCT？OFDM信号定义的子载波中的一些或全部。在一个或多个实施方式中，K_u小于N，并且该映射基于有利的DCT/IDCT预编码。本发明另外或者可替换地包括有利的频率选择性映射并且进一步提供用于接收和解映射本文所构思的SC-DCT？OFDM信号的对应的接收器装置和相关方法。

Description

在使用DCT-OFDM的无线通信网络中的多路接入的方法和装置

技术领域

本发明概括而言涉及无线通信网络，并且更具体而言涉及用于在基于DCT-OFDM(离散余弦变换正交频分复用)的无线通信网络中提供多路接入的方法和装置。

背景技术

在开发以及规划的无线通信系统如3GPPLTE、IEEEWiMAX802.16x、IEEEWiFi802.11x等等中，基于离散傅立叶变换(DFT)处理的OFDM是一种盛行的调制方法。当基于DFT的调制用于多载波信号如LTE和先进LTE中所使用的OFDM信号的发射时，提供了有效的并且实用的信道均衡算法。此外，结合基于DFT的以及其他OFDM信号结构的使用，可以实现能够进行灵活的资源分配的多路接入技术方案(例如正交频分多址或OFDMA)。

但是，OFDM信号的特征在于它的功率包络的波动很大，这导致信号功率的偶然的尖峰——例如，这种信号的特征在于具有相对高的峰均值功率比(PAPR)或高的“立方度量”(CM)。高PAPR/CM信号中的大的功率波动对于发射OFDM信号的射频(RF)功率放大器(放大器链)强加了相当多设计要求。具体而言，该大的功率波动要求利用相当大的回退来操作RFPas，以具有足够的裕度来容纳OFDM信号中的功率峰值。更一般性而言，总发射信号链必须在一种或多种意义上被“尺寸限定”为处理OFDM信号的最坏情况功率峰值。

对于对能量、成本或空间苛刻的设计(例如移动设备)，DFT-OFDM所要求的功率回退裕度导致技术方案的效率低下。因此，已经引入了对于标准OFDM系统的修改，以获得跟单载波系统具有大体上相同的DFT-OFDM优点但是具有更加压缩的信号动态的系统。两种最盛行的技术是分散式单载波OFDMA(有时候被称为B-IFDMA)和集中式单载波(LOC-SC)OFDMA，又被称为DFTS-OFDM。3GPPLTE已经采用了LOC-SC-OFDMA，以提高上行链路传输的效率。

在LOC/DIST-SC-OFDMA两者中，在发射器处的逆DFT(IDFT)调制器之前是标准DFT预编码器。该两种技术的不同之处在于来自该DFT预编码器的输出被映射到IDFT上的输入的方式不同。在接收器端执行对应的逆处理，并且可以按照与常规OFDM/OFDMA相同的方式执行线性均衡技术。作为进一步的替换，研究者已经研究了基于使用离散余弦变换(DCT)处理的新的调制系统。例如见P.Tang，N.C.Beaulieu的“AComparisonofDCT-BasedOFDMandDFT-BasedOFDMinFrequencyOffsetandFadingChannels，”IEEE2006。

为了通过例如降低误比特率(BER)来提高系统性能，其他工作触及在OFDM环境中使用基于DCT的发射“预编码”。例如见deFein，C.和Fagan，A.D.的“PrecodedOFDM-AnIdeaWhoseTimeHasCome，”2004ISSC，Belfast。关于基于DCT的OFDM的环境中的预编码的其他工作例如出现在由Wang，Zhengdao和Giannakis，Georgios发表的“LinearlyPrecodedorCodedOFDMagainstWirelessChannelFades？”ThirdIEEESignalsProcessingWorkshop，Taiwan，2001。

大体上，利用基于DCT的OFDM，发射器采用DCT(或等效地，IDCT)进行调制处理。与常规的基于DFT的OFDM系统相比，DCT-OFDM环境中均衡更复杂。但是，基于在接收器处采用对称循环前缀(CP)和预滤波器，基于DCT的OFDM系统保持DFT-OFDM的有吸引力的信道对角化属性。例如见由N.Al-Dhahir，H.Minn，S.Satish发表的“OptimumDCT-BasedMulticarrierTransceiversforFrequency-SelectiveChannels，”IEEE2006。

尽管基于DCT的OFDM提供大量有前途的特性，但是在DCT-OFDM系统中使用的基础信号仍然有可能经历在硬件的实际局限内难以处理的可能的巨大包络波动。此外，看起来在开发允许多个用户协同调度的有效的多路接入技术同时仍然有利地提供低的PAPR/CM方面仍然存在相当多的工作。

发明内容

本发明提供了用于生成单载波离散余弦变换(SC-DCT)OFDM信号以供发射的有利的发射器装置和相关方法。这些发射端创新包括用于将K_u个“输入子载波”映射到N个“输出子载波”的电路配置和信号处理方法，其中，“输出子载波”是为SC-DCTOFDM信号定义的子载波中的一些或全部。在一个或多个实施方式中，K_u小于N，并且该映射基于有利的DCT/IDCT预编码。本发明另外或者可替换地包括有利的频率选择性映射并且进一步提供用于接收和解映射本文所构思的SC-DCTOFDM信号的对应的接收器装置和相关方法。

在一个实施方式中，本发明提供了一种被配置为生成SC-DCTOFDM信号以供发射的发射器电路。该发射器电路包括被配置为根据公式N＝2^SK_u将K_u个输入子载波映射到N个输出子载波的信号处理链。这里，S指示在该信号处理链中串行地包括的DCT预编码器级的整数数量，其中S≥1。

该发射器电路的信号处理链包括：串并转换器，其被配置为根据要发射的一系列信息符号来生成K_u个输入子载波；循环前缀或补零电路，其被配置为向N个输出子载波增加循环前缀或补零，以便输入到被配置为形成SC-DCTOFDM信号的并串转换器；以及位于该串并转换器与该循环前缀或补零电路之间的一个或多个串行DCT预编码器级。

每个该DCT预编码器级被配置为根据M个输入子载波生成2M个输出子载波，并且根据向该级施加的偶数/奇数移位控制信号，将该M个输入子载波映射到该2M个输出子载波中的偶数或奇数输出子载波，并且每个该级包括DCT电路和其后跟随的IDCT电路。此外，所述DCT预编码器级中的第一个DCT预编码器级将K_u个子载波作为它的M个输入子载波，并且所述DCT预编码器级中的最后一个DCT预编码器级提供该N个输出子载波作为它的2M个输出子载波。

在另一个实施方式中，本发明提供了一种用于生成SC-DCTOFDM信号以供发射的方法。该方法包括：根据要发射的一系列信息符号形成K_u个输入子载波的并行向量；以及通过使该K_u个输入子载波经过一个或多个DCT预编码器级，将该K_u个输入子载波映射到N个输出子载波。这里，N＝2^SK_u并且S(S≥1)指示串行DCT预编码器级的整数数量。此外，该方法包括：将循环前缀或补零插入到该N个输出子载波中并且随后将该N个输出子载波转换成串行信号以便生成SC-DCTOFDM信号以供发射。

对于根据该方法的映射，在每个DCT预编码器级中进行的映射包括使M个输入子载波经过DCT功能体，然后经过IDCT功能体，以生成2M个输出子载波。根据偶数/奇数移位控制信号，将该M个输入子载波映射到该2M个输出子载波中的偶数或奇数输出子载波。就这点而言，对于第一个DCT预编码器级而言M＝K_u，对于最后一个DCT预编码器级而言2M＝N。

在另一个实施方式中，本发明提供了一种用于生成SC-DCTOFDM信号以供发射的方法，其中，该方法包括：根据要发射的一系列信息符号形成K_u个输入子载波的并行向量；以及将该K_u个输入子载波映射到N个输出子载波。通过使该K_u个输入子载波经过映射电路和尺寸为N的逆(IDCT)电路来完成该映射，其中K_u＜N。

具体而言，基于识别优选子载波频率，频率选择性地将该K_u个子载波映射到所述N个输出子载波。例如，可以使用来自该SC-DCTOFDM信号所针对的远程接收器的信道状态信息来指导该频率选择性映射，例如选择具有更有利的衰落和/或干扰特性的那些子载波。该方法还包括将循环前缀或补零插入到该N个输出子载波中并且随后将该N个输出子载波转换成串行信号以便生成该SC-DCTOFDM信号以供发射。

在另一个实施方式中，本发明提供了接收器电路，其被配置为处理所接收的SC-DCTOFDM信号。该接收器电路包括信号处理链，其被配置为根据公式K_u＝N/2^S将来自所接收的SC-DCTOFDM信号的N个输入子载波解映射到K_u个输出子载波，其中，S指示在该信号处理链中串行地包括的DCT解码器级的整数数量。(注意S≥1)。该信号处理链还包括预处理电路，其被配置为在解映射之前从该N个输入子载波中去除循环前缀。

作为该信号处理链的解码配置的一部分，该信号处理链包括跟随在该预处理电路之后的一个或多个串行DCT解码器级。每个该级被配置为通过根据向该级施加的偶数/奇数移位控制信号，将2M个输入子载波中的偶数标号或奇数标号的输入子载波映射为M个输出载波，来根据该2M个输入子载波生成该M个输出子载波。根据该配置，每个DCT解码器级包括DCT电路和其后跟随的IDCT电路。因此所述DCT预编码器级中的第一个DCT解码器级将N个输入子载波作为它的2M个输入子载波，并且所述DCT预编码器级中的最后一个DCT解码器器级将该K_u个输出子载波作为它的M个输出子载波。

此外，在本发明的另一个实施方式中提供了一种在被配置为处理所接收的SC-DCTOFDM信号的接收器电路中使用的方法。该方法包括从来自所接收的SC-DCTOFDM信号的N个输入子载波中去除循环前缀，并且在去除所述循环前缀之后，根据公式K_u＝N/2^S将来自所接收的SC-DCTOFDM信号的该N个输入子载波解映射到K_u个输出子载波。这里，S指示在该接收器电路的信号处理链中串行地包括的DCT解码器级的整数数量，其中S≥1。

根据该方法，该解映射包括在该接收器电路中所包括的一个或多个串行DCT解码器级中，根据向该级施加的偶数/奇数移位控制信号，基于将该2M个输入子载波中的偶数标号或奇数标号的输入子载波映射为M个输出载波，来根据2M个输入子载波生成M个输出子载波，并且进一步包括基于对该2M个输入子载波执行DCT，并且之后对所述DCT获得的结果执行IDCT，来生成所述M个输出载波。

此外，虽然本公开使用先进LTE作为示例性环境，但是应该理解本发明具有更广泛的适用性。例如本发明对于其他系统(包括WCDMA、CDMA、WiMax、UWB等等)的未来演进具有适用性。更一般性而言，本发明不限于以上概述的特征和优点。事实上，在研读下文的详细描述之后并且在查看附图之后，本领域的熟练技术人员将认识到附加的特征和优点。

附图说明

图1是被配置为如本文所教导地生成和发射SC-DCTOFDM信号的第一无线装置以及被配置为接收和处理该信号的第二无线装置的一个实施方式的方框图。

图2-4是可以例如在图1的无线装置中使用的发射和接收信号处理链的示例性实施方式的方框图。

图5和图6A/B分别是可以在图4所述的信号处理链中使用的DCT预编码器和解码器级的一个实施方式的方框图。

图7和图8是示出了如本文所教导的SC-DCTOFDM信号处理的互补发射器和接收器方法的一个实施方式的逻辑流程图。

图9和图10是为了避免DCT/IDCT计算的DCT/IDCT处理的直接实现的一个实施方式的图。

图11和图12是被配置为发射SC-DCTOFDM信号(如图11所示)和接收SC-DCTOFDM信号(如图12所示)的互补无线设备的一个实施方式的方框图。

具体实施方式

图1示出了第一无线装置10(“设备1”)，其包括发射处理电路12，发射处理电路12被配置为与OFDM发射器14协作，以从一个或多个发射天线16发射SC-DCTOFDM信号。无线装置10被配置为根据本文所教导的任意一个或多个实施方式生成SC-DCTOFDM信号。图1还以互补的形式描述了第二无线装置20(“设备2”)，其包括接收处理电路22，接收处理电路22被配置为在该无线装置20经由其OFDM接收器24和相关的天线26接收到SC-DCTOFDM信号时，接收并且处理该SC-DCTOFDM信号。

作为在图1的系统中(即在两个无线装置10和20处或二者之间)执行的信号处理的一部分，与DCT相关的处理的有利实施方式基于如下表示的正交DCT矩阵：

$C(l,m)=\left\{\begin{array}{cc}\sqrt{\frac{2}{N}}\cos \left(\frac{(l-1)(2m-1)\mathrm{\π}}{2N}\right),& 1\≤l,m\≤N,l\≠1\\ \sqrt{\frac{1}{N}},& l=1\end{array}\right.$ (公式1)

谨记以上DCT结构，图2示出了本文对于SC-DCTOFDM信号生成、发射和对应的接收和处理构思的一个实施方式。在至少一个实施方式中，图2中所示的发射端处理电路提供用于DCT-OFDMA，其中基于选择性地将每个用户映射到总SC-DCTOFDM信号中的已定义的或可用的N个子载波的不同的子集来支持多个用户。

在图2中，由发射信号处理链30处理(例如与给定用户相关联的)给定的串行信息符号流，发射信号处理链30被实现在例如图1中所述的无线装置10的发射处理电路12中。经由串并(S/P)转换器32将输入信号(串行符号流)并行化，使其成为长度为K_u的符号向量，以便经由由发射信号处理链30生成的SC-DCTOFDM信号进行发射——注意，使用输入信息流中的连续的K_u个符号的块生成连续的长度为K_u的符号向量。该信号包括在间隔的窄带载波频率上(如通常对于OFDM所理解的)的总共N个已定义的或者以其他方式可用的子载波，并且将该长度为K_u的符号向量映射到该N个子载波中的K_u个子载波，其中对于本文的一个或多个实施方式，K_u小于N。

注意，在至少一个实施方式中，其他子载波被分配零(“0”)或无信号值。因此，在无线装置10是多个用户终端或用于在上行链路(UL)上向作为网络基站的无线装置20进行发射的其他设备中的一个的情况中，可以理解，不同的这种设备可以使用N个可用子载波的不同的K_u个子集。因此根据本文所教导的一个或多个实施方式，由调度功能分配所选择的供给定用户使用的K_u个子载波的集合。例如，通过适当地选择所调度的子载波，有可能将信号能量集中在无线信道的最方便或有利的部分上，即典型而言信道具有较大能量的子载波。

所示发射信号处理链30在S/P转换器32之后包括映射电路34，映射电路34将K_u个子载波映射到OFDM信号的N个子载波中的特定子载波——在该上下文中，该K_u个子载波被称为“输入”子载波，因为它们是被映射的子载波，该N个子载波被称为“输出”子载波，因为它们是在所发射的OFDM信号中可用的实际子载波。

在任一情况中，映射电路34之后跟随(尺寸为N的)IDCT电路36，IDCT电路36对K_u个子载波应用离散余弦逆变换。来自IDCT电路36的尺寸为N的输出包括被映射的K_u个子载波，其中其余(N-K_u)个子载波被设置为例如零。CP/ZP电路38插入循环前缀(CP)或补零(ZP)。注意，CP/ZP电路38的至少一个实施方式增加CP并且可选择地增加循环后缀(CS)。并且注意，就决定是使用CP插入还是ZP插入而言，可以考虑特定设计问题。例如，CP插入有效地使传播信道对角化并且因此简化了接收器处的均衡处理，但是通常需要预滤波。相反，当使用ZP时，均衡更加复杂，但是通常不需要预滤波。

在CP或ZP插入之后，并串(P/S)转换器40将信号转换成串行流。向OFDM发射器电路14输入该串行流，以便进行D/A转换，到载波/子载波频率的调制、放大等等以及作为SC-DCTOFDM信号来发射。

因此，本文所教导的一种方法是基于以下步骤生成SC-DCTOFDM信号以供发射：根据要发射的一系列信息符号形成K_u个输入子载波的并行向量；以及通过映射电路34和尺寸为N的逆DCT(IDCT)电路36将K_u个输入子载波映射到N个输出子载波，其中N＞K_u。具体而言，基于识别优选子载波频率，频率选择性地执行该映射。即，IDCT电路36将K_u个并行信息符号映射到IDCT电路36的输入，IDCT电路36产生N个输出子载波。

在接收端，看到的是示例性的接收信号处理链50，其被实现在例如针对图1中的第二无线装置20所述的接收器处理电路22中。SC-DCTOFDM信号从第一无线装置10的发射天线16传播并且在第二无线装置20的天线26上被接收，其先在OFDM接收器24中处理(例如滤波、下变频/数字化)。

该接收信号处理链还包括：CP/ZP去除电路52，其也可以被配置为预滤波器；尺寸为N的DCT电路54；解映射电路56，用于从N个子载波中解映射感兴趣的K_u个子载波；均衡(EQ)电路58，用于对该K_u个子载波进行操作；以及并串(P/S)转换器60，用于输出来自EQ电路58的已均衡信号的串行化版本。可以理解，基站或适用于接收和处理来自多个远程发射器的信号的其他节点将(至少功能性地)包括多个接收信号处理链50以便处理来自不同发射器的信号。可替换地，可以将接收信号处理链50的尺寸调整为或者以其他方式构造为处理多组来自所接收的SC-DCTOFDM信号的K_u个子载波。

图3描述了另一个实施方式，该实施方式给出了被称为“LOC-SC-DCT-OFDM”(基于集中式单载波DCT的OFDM)的解决方案。在该情况中，首先通过长度为K_u的DCT预编码器电路42对长度为K_u个符号的用户信号进行预编码，并且随后将其映射到IDCT调制器电路36。由DCT预编码器42输出的被映射的预编码的信息符号例如以典型的SC形式被映射到相邻子载波。

在至少一个实施方式中，一种用于生成LOC-SC-DCTOFDM信号以供发射的方法包括：将K_u个信息符号转换成K_u个信息符号的并行向量，并且在离散余弦变换(DCT)预编码器中对该并行的K_u个信息符号进行预编码，以创建K_u个预编码的信息符号。该方法还包括将该K_u个预编码的信息符号映射到逆DCT(IDCT)调制器的所选择的K_u个输入并且相应地从来自该IDCT调制器的N个输出子载波中生成K_u个被映射的子载波。该方法另外还包括将循环前缀(CP)或补零(ZP)插入到该N个子载波中，并且将该N个子载波转换成作为LOC-SC-DCT信号来发射的串行流。注意，在至少一个这种实施方式中，从来自该IDCT调制器的N个输出子载波中生成K_u个被映射的子载波包括从来自该IDCT调制器的N个输出子载波中生成K_u个连续映射的子载波。

与图2的实施方式相比，该发射端预编码导致接收信号处理链50包括额外的组件。即位于均衡器58之后的尺寸为K_u的IDCT电路62。假设对于最佳CM性能需要K_u个子载波的相邻映射，则与图2的实施方式相比，图3的实施方式提供了一种多路接入(MA)方案的基础，其允许更加有限的调度灵活性。即，在图2的发射处理链30中所使用的频率选择性映射可以使用K_u个子载波到N个可用子载波的非连续映射的情况中，图3的实施方式可以被限制为使用连续映射以最大化CM性能。

图4示出了本发明的另一个实施方式。这里，修改发射信号处理链30以包括一个或多个DCT预编码器级44(例如44-1到44-r)，其中该一个或多个DCT预编码器级44被串行链接以实现前文所述的一种形式的DCT预编码和映射。因此，所示接收信号处理链50包括前文介绍的OFDM接收器24的一个实施方式，用于接收由发射信号处理链30发射的OFDM信号。

所示接收信号处理链50还包括CP/ZP去除电路52。如果发射信号处理链30的CP/ZP插入电路38被配置为插入CP，则CP/ZP去除电路52被配置为从接收信号中去除CP。相反，如果CP/ZP插入电路38被配置为使用补零——即插入ZP而不是CP——则CP/ZP去除电路52被配置为从接收信号中去除ZP。

如前所示，在发射端的CP插入的一个优点是在接收端具有更简单的均衡。当使用CP插入时对于接收信号的预滤波的需求部分抵消了该优点。因此，接收信号处理链50示出了在发射端使用CP插入的情况中使用/实现的预滤波器电路53。在该配置中，预滤波器电路53被配置为提供必要的接收信号预滤波。如果在发射端使用ZP插入，则不需要实现预滤波。

在CP/ZP去除以及(有可能的)预滤波之后，看到一系列DCT解码器级64。接收信号处理链50通常包括与发射信号处理链30中所使用的DCT预编码器级44相同数量的DCT解码器级64。这里，看到与发射端的DCT预编码器级44-1到44-r相对应的DCT解码器级64-1到64-r。还注意，第一DCT解码器级64-1通常包括如图6A中所述的EQ电路65。

在发射端使用CP插入提供了信道对角化和随后在均衡电路65中实现的均衡处理的简化，而ZP的使用通常需要更复杂的均衡过程，但是有利地消除了对于预滤波的需要。在任一情况中，本领域的熟练技术人员将认识到均衡电路65可以被配置为实现均衡矩阵和用于形成输入(接收信号)的线性组合的处理电路，其中所产生的组合(信号)表现出降低的载波间干扰。

在图4的可以被称为DIST-SC-DCT-OFDM(分散式单载波DCTOFDM)的实施方式中，所调度的子载波的数量与已定义或可用子载波的数量的关系为N＝2^SK_u，其中，S是用于指示DCT预编码器级44的数量的整数，如下文所解释的。

发射端上的每个DCT预编码级44将所产生的子载波的数量翻倍并且根据SHIFT(s)＝{0；1}标志位将信号仅仅映射到偶数或奇数子载波上，其中s是预编码器索引。因此，仅仅被索引为偏移量+k*2^S(其中k＝0…K_u；偏移量＝{0..-2^S-1})的子载波携带发射信号，而其他子载波不携带能量。由SHIFT(s)的值确定可用偏移量的值。在接收器端执行对应的解码步骤，其中如图所示，第一DCT解码器级64-1包括或者与如由均衡电路65所提供的均衡处理相关联。

从如图5中所示的下采样的DCT/IDCT处理和子载波映射的组合获得每个DCT预编码器级44(和对应的DCT解码器级64)。具体而言，图5将DCT预编码器级44描述为包括用于接收Mx1输入向量的输入DCT电路70。来自DCT电路70的输出作为到尺寸为2M的IDCT电路72的输入，该尺寸为2M的IDCT电路72提供2M个输出子载波。对于接收端处理，在图6A和图6B中显示了互补、相反的配置，其中DCT电路80接收2M个输入子载波，DCT电路80的输出被馈送给尺寸为2M的IDCT电路82，尺寸为2M的IDCT电路82输出M个输出子载波。(注意，DCT解码器级64-1接收时域输入信号并且输出子载波。)

此外，图5中的开关74/76以及图6A和图6B中的开关84/86对应于响应于向每个级施加的SHIFT(s)信号而完成的奇偶移位控制。为了清楚起见，图6A描述了接收信号处理链之中的第一DCT解码器级64-1，其中均衡电路65被集成在它的信号处理级中。图6B对应地示出了连续的DCT解码器级64-2、……、64-r中的任意一个。

与图2和图3的实施方式相比，图4-6A/B的实施方式提供了更小的调度灵活性，例如因为被调度的K_u个子载波虽然根据偶数或奇数映射但是分散在N个子载波的整个带宽上。另一方面，该实施方式提供了优良的CM性能。(可以解析地显示该实施方式中的输出信号保持输入信号的CM)。

此外，谨记图4的实施方式，图7和图8示出了分别由图1的无线装置10和12并且具体而言根据图4中所示的信号处理链30和50实现的示例性互补发射端和接收端方法。

图7概括地描述了用于生成图4中所述的实施方式中所构思的类型的SC-DCTOFDM发射信号的方法700。可以理解，无线装置10的发射处理电路12和OFDM发射器14(例如经由软件或硬件或软件和硬件)被配置为执行所示方法，包括形成K_u个输入子载波的并行向量(方框702)。这些K_u个“子载波”表示通过例如将串行发射信息流的块转换成对应的并行符号向量所形成的并行化符号流。

方法700继续将K_u个输入子载波映射到N个输出子载波，其中在一个或多个DCT预编码器级中执行该映射(方框704)。这里，“输出”子载波表示在要生成的SC-DCTOFDM发射信号中可以使用的实际子载波。因此，该过程获取正在进行的串行发射信息流并且将其转换成连续的符号向量，每个该符号向量具有K_u个信息符号，并且其中每个符号向量被称为K_u个“输入子载波”。继而，那些K_u个输入子载波被映射到包括OFDM信号结构的实际子载波中的N个特定的子载波。

具体而言，使用如本文稍后将详述的有利地构造并且配置的DCT预编码器来完成该映射。该方法继续插入CP或ZP并且将该N个输出子载波转换成串行形式，然后该输出子载波被放大等，并且作为SC-DCTOFDM信号来发射(方框706)。

图8示出了本文所教导的一个或多个实施方式中的对应的接收器方法800，其在图1的无线装置20之中实现。根据该方法，无线装置20的接收器处理电路22被配置为基于从来自所接收的SC-DCTOFDM信号的N个输入子载波中去除CP或ZP，来处理所接收的SC-DCTOFDM信号(方框802)。

该方法在去除所述CP或ZP之后继续将来自所接收的SC-DCTOFDM信号的N个输入子载波解映射到K_u个输出子载波(方框804)。根据公式K_u＝N/2^S来完成该解映射，其中，S指示在接收器电路22的信号处理链中串行地包括的DCT解码器级的整数数量(S≥1)。所构思的解映射包括在接收器电路22中所包括的一个或多个串联DCT解码器级中的每个DCT解码器级中根据2M个输入子载波生成M个输出子载波。

具体而言，该处理是基于根据向该级施加的偶数/奇数移位控制信号，将2M个输入子载波的偶数标号或奇数标号的输入子载波映射为所述M个输出载波，并且还包括基于对该2M个输入子载波执行DCT、之后对从所述DCT所获得的结果执行IDCT，来生成所述M个输出载波。在任一情况中，该方法继续进行进一步的接收信号处理(方框806)，如解码或以其他方式提取原始发射信息符号以用于无线装置20处的数据或控制处理。

因此，在一个实施方式中，本发明包括被配置为生成SC-DCTOFDM信号以供发射的发射器电路(例如发射器处理电路12)。该发射器电路包括被配置为根据公式N＝2^SK_u将K_u个输入子载波映射到N个输出子载波的信号处理链30。术语S指示在信号处理链30中串行地包括的DCT预编码器级44的整数数量，其中S≥1。

信号处理链30包括串并转换器32，串并转换器32被配置为接收一系列K_u个信息符号并且相应地生成K_u个输出信息符号的并行集合——例如K_u个输出信息符号的向量，以便发射。CP/ZP电路38被配置为向该N个输出子载波添加CP或ZP，以输入到并串(P/S)转换器40，并串(P/S)转换器40被配置为形成SC-DCTOFDM信号。此外，如图所示，信号处理链30还包括位于串并转换器32与CP/ZP电路38之间的一个或多个DCT预编码器级44。

每个该级44被配置为根据M个输入子载波生成2M个输出子载波，并且根据向该级44施加的偶数/奇数移位控制信号，将该M个输入子载波映射到该2M个输出子载波中的偶数标号或奇数标号的输出子载波。(发射处理电路12将被理解为包括例如被配置为生成该移位控制信号的移位控制电路)。此外如图5中所示，每个DCT预编码器级44包括DCT电路70，之后跟随着IDCT电路72。利用该配置，第一个DCT预编码器级44-1将K_u个子载波作为它的M个输入子载波并且最后一个DCT预编码器级44-r提供N个输出子载波作为它的2M个输出子载波。

在至少一个实施方式中，存在多个所述信号处理链30，每个信号处理链30与要发射的不同系列的信号符号相关联，并且移位控制电路被配置为为每个所述信号处理链30生成偶数/奇数移位控制信号，使得在不同的信号处理链30之间使用不同的偶数或奇数子载波映射模式。在至少一个这种实施方式中，移位控制电路被配置为考虑到每个信号处理链30中所包括的DCT预编码器级44的数量，生成不同的偶数或奇数子载波映射模式。

此外在至少一个这种实施方式中，移位控制电路被包括在多路接入调度电路中，该多路接入调度电路被配置为确定分配给不同用户的子载波的数量并且控制每个对应的信号处理链30的移位行为以区分不同用户——在一个或多个示例性实施方式中该多路接入调度电路也被功能性地实现在发射处理电路12中。

因此，本文教导的一种方法包括根据具有不同的偶数/奇数移位模式的不同的偶数/奇数移位控制信号来映射K_u个输入子载波的多个不同的集合，以区分K_u个输入子载波的不同的集合。具体而言，在一个实施方式中，该方法包括生成不同的偶数/奇数移位控制信号，以作为使用不同的偶数/奇数移位模式来区分由SC-DCTOFDM信号发射作为目标的各个接收器(例如多个无线装置12)的多路接入调度方法的一部分。

此外，在至少一个实施方式中，信号处理链30中的至少一个DCT预编码器级44包括直接映射DCT预编码器级44，该直接映射DCT预编码器级44被配置为通过将M个输入子载波作为长度为M的有序序列并且输出长度为2M的输出向量来形成2M个输出子载波，其中，该长度为2M的输出向量包括原始有序序列，中间散布有该原始有序序列的时间反向并且镜像的版本。该直接映射是基于例如该直接映射DCT预编码器级44被配置为根据向直接映射DCT预编码器级44施加的偶数/奇数移位控制信号，对该长度为2M的输出向量中所包括的原始有序序列的时间反向的镜像版本取反或不取反来进行的。

类似地，再次参考图4，本发明提供了配置为处理所接收的SC-DCTOFDM信号的接收器电路。该接收器电路例如被功能性地实现在接收器处理电路22中并且包括信号处理链50，信号处理链50被配置为根据公式K_u＝N/2^S将来自所接收的SC-DCTOFDM信号的N个输入子载波解映射到K_u个输出子载波。这里，术语S指示在该信号处理链50中串行地包括的DCT解码器级64的整数数量，其中S≥1，并且其中，信号处理链50包括被配置为在该解映射之前从该N个输入子载波中去除CP或ZP的预处理电路52。

此外，信号处理链50还包括前文所述的跟随在预处理电路52之后的一个或多个串行DCT解码器级64。每个级64被配置为通过将2M个输入子载波的偶数标号或奇数标号的输入子载波映射为M个输出载波，来根据2M个输入子载波生成M个输出子载波。根据向该级64施加的偶数/奇数移位控制信号来执行该映射，并且每个该级64包括DCT电路80，之后跟随着IDCT电路82(如图6的实例中所显示的)。利用该配置，第一个DCT解码器级64-1将N个输入子载波作为它的2M个输入子载波并且最后一个DCT解码器级64-r提供K_u个输出子载波作为它的M个输出子载波。

在至少一个实施方式中，该信号处理链中的至少一个DCT解码器级64包括直接映射DCT解码器级，该直接映射DCT解码器级被配置为通过从该2M个输入子载波中选择长度为M的有序序列来形成该M个输出子载波，其中，已知该2M个输入子载波被形成为长度为2M的有序序列，该长度为2M的有序序列是该长度为M的有序序列中间散布该长度为M的有序序列的时间反向并且镜像的版本。

并且不管是否使用直接映射，该接收器电路的至少一个实施方式包括被配置为将该K_u个输出子载波转换成对应的串行流的并串转换器电路60，以及被配置为从该串行流获得或者以其他方式处理感兴趣的信息符号的(例如在接收处理电路22之中的)处理电路。该符号表示数据和/或控制信令。

至于以上直接映射的示例性细节，本发明有利地认识到在DCT预编码器级44和解码器级64的实现中分别可以利用DIST-SC-DCT-OFDM方案的某些属性。具体而言，在这里考虑到可以将DCT预编码器级44和解码器级64实现为避免明确计算DCT/IDCT。显然，因此避免的DCT/IDCT计算将会是在发射器或接收器处对计算最敏感的操作。在图9和图10中分别显示了DCT预编码器级44和解码器级64的可选择的(“直接”)实现。注意，图9的直接确定输出序列基于或不基于原始有序输入序列的负的时间反向镜像版本，基于或不基于向直接映射DCT预编码器级44施加的偶数/奇数移位控制信号的状态。

谨记以上事例，本领域的熟练技术人员将认识到本发明提供了大量优点。这些优点包括这些非限制性的实例：(1)有效的多路接入方法，其折中了信号动态压缩的调度灵活性，并且与常规DCT-OFDM相比，即使在完全带宽分配的情况中，图2、3和4中的实施方式也提供降低的CM/PAPR；以及(2)图9和图10的实施方式提供显著的计算简化。

谨记这些示例性优点，图11示出了可以被配置为例如无线通信网络中的发射节点的示例性无线设备90。在一个实例中，设备90包括配置用于在LTE、先进LTE或其他类型的无线通信网络中操作的移动终端。设备90可以被配置为例如与图1中介绍并且本文详尽讨论的无线装置10一致。为此目的，设备90包括通信和控制电路92(例如固定的或可编程数字处理电路)，其包括接收/发射控制和处理电路94，该通信和控制电路92与包括一个或多个发射信号处理链98的收发器电路96相关联。例如，与图4中所述的发射信号处理链30一样实现这些链98。这样，与本文的教导一致，设备90从它的天线100发射SC-DCTOFDM信号。

图12对应地示出了可以被配置为例如无线通信网络中的发射节点的示例性无线设备110。在一个实例中，设备110包括被配置用于在LTE、先进LTE或其他类型的无线通信网络中操作的基站(例如eNodeB或eNB)。设备110可以被配置为例如与图1中介绍并且本文详尽讨论的无线装置20一致。更具体而言，在该环境中的一个或多个实施方式中，设备110被配置为接收和处理来自多个设备90的SC-DCTOFDM信号。

为此目的，设备110包括通信和控制电路112(例如固定的或可编程数字处理电路)，其包括接收器/发射器处理和控制电路114，该通信和控制电路112与包括一个或多个接收器信号处理链118的收发器电路116相关联。例如与图4中所述的接收信号处理链50一样实现这些链118。这样，与本文的教导一致，设备110在它的天线120上接收SC-DCTOFDM信号。

还注意，在保持与本文所述的MA技术一致的情况下，设备110可以控制或者以其他方式配置多个设备90以使用它们的发射信号处理链98中所包括的DCT预编码器级44中的不同的偶数/奇数移位模式。不同的移位模式到不同的设备90的分配降低了在由这些设备90所共享的链路上发射的SC-DCTOFDM信号之间的干扰。

当然，图11和图12中的示例性的说明以及其他说明不是限制性的。受益于前文描述以及附图中所给出的教导的本领域熟练技术人员将想到所公开的发明的修改和其他实施方式。虽然本文可以使用具体的术语，但是仅仅在通用并且描述性的意义上使用它们并且不是为了限制的目的。

Claims (19)

1.一种被配置为生成单载波离散余弦变换(SC-DCT)OFDM信号以供发射的发射器电路，所述发射器电路的特征在于：

被配置为根据公式N＝2^SK_u将K_u个输入子载波映射到N个输出子载波的信号处理链，其中S指示在所述信号处理链中串行地包括的DCT预编码器级的整数数量，其中S>1，并且所述信号处理链包括：串并转换器，其被配置为根据要发射的一系列信息符号来生成所述K_u个输入子载波；前缀或补零电路，其被配置为向所述N个输出子载波增加循环前缀或补零，以便输入到所述信号处理链中所包括的并串转换器，所述并串转换器被配置为形成所述SC-DCTOFDM信号；并且

其中所述DCT预编码器级的整数数量包括位于所述串并转换器与所述前缀或补零电路之间的两个以上串行DCT预编码器级，每个此类级被配置为根据M个输入子载波生成2M个输出子载波，并且根据向所述级施加的偶数/奇数移位控制信号，将所述M个输入子载波映射到所述2M个输出子载波中的偶数标号输出子载波或奇数标号输出子载波，并且每个此类级包括DCT电路，之后跟随IDCT电路，所述2M个输出子载波由所述IDCT电路输出；并且

其中所述DCT预编码器级中的第一个DCT预编码器级被配置为接收K_u个子载波作为它的M个输入子载波，并且所述DCT预编码器级中的最后一个DCT预编码器级被配置为提供所述N个输出子载波作为它的2M个输出子载波。

2.根据权利要求1所述的发射器电路，其特征还在于：

存在多个所述信号处理链，每个所述信号处理链与要发射的不同系列的信号符号相关联，并且所述发射器电路包括移位控制电路，所述移位控制电路被配置为生成用于每个所述信号处理链的偶数/奇数移位控制信号，以使得在不同的信号处理链之间使用正交的偶数或奇数子载波映射模式。

3.根据权利要求2所述的发射器电路，其特征还在于：

所述移位控制电路被配置为考虑到在每个信号处理链中所包括的DCT预编码器级的数量，生成正交的偶数或奇数子载波映射模式。

4.根据权利要求2或3所述的发射器电路，其特征还在于：

将所述移位控制电路包括在多路接入调度电路中，所述多路接入调度电路包括在所述发射器电路中，并且被配置为确定分配给不同用户的子载波的数量，并且控制每个对应的信号处理链的移位行为，以区别不同用户。

5.根据权利要求1所述的发射器电路，其特征还在于：

所述信号处理链中的至少一个DCT预编码器级包括直接映射DCT预编码器级，其中所述M个输入子载波是长度为M的有序序列，并且所述IDCT电路被配置为将所述2M个输出子载波输出为长度为2M的输出向量，所述长度为2M的输出向量包括原始有序序列，中间散布有原始有序序列的时间反向并且镜像的版本，并且所述直接映射DCT预编码器级被配置为根据向所述直接映射DCT预编码器级施加的偶数/奇数移位控制信号，对所述长度为2M的输出向量中所包括的所述原始有序序列的时间反向的镜像版本取反或不取反。

6.根据权利要求1所述的发射器电路，其特征还在于：S≥2。

7.一种用于生成单载波离散余弦变换(SC-DCT)OFDM信号以供发射的方法，所述方法的特征在于：

根据要发射的一系列信息符号形成K_u个输入子载波的并行向量；

通过使所述K_u个输入子载波经过两个以上DCT预编码器级，将所述K_u个输入子载波映射到N个输出子载波，其中N＝2^SK_u并且S指示串行DCT预编码器级的整数数量，其中S>1；以及

将循环前缀或补零插入到所述N个输出子载波中，并且随后将所述N个输出子载波转换成串行信号，以生成所述SC-DCTOFDM信号以供发射；并且

其中在每个DCT预编码器级中的映射包括使M个输入子载波经过DCT功能体，之后经过IDCT功能体，所述IDCT功能体生成2M个输出子载波，其中根据偶数/奇数移位控制信号，将所述M个输入子载波映射到所述2M个输出子载波中的偶数或奇数输出子载波，并且对于第一个DCT预编码器级而言M＝K_u，并且对于最后一个DCT预编码器级而言2M＝N。

8.根据权利要求7所述的方法，其中所述要发射的一系列信息符号是要发射的不同系列的信息符号中的一个，要发射的每个系列的信息符号对应于K_u个输入子载波的不同集合，并且其特征还在于：根据具有不同偶数/奇数移位模式的不同偶数/奇数移位控制信号映射K_u个输入子载波的所述不同集合，区分K_u个输入子载波的不同集合。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征还在于：

考虑到用于映射K_u个输入子载波的每个集合的DCT预编码器级的数量，生成所述不同偶数/奇数移位控制信号。

10.根据权利要求8或9所述的方法，其特征还在于：

对于多路接入调度，确定分配给不同用户的子载波的数量，并且控制每个对应的信号处理链的移位行为以区分不同用户。

11.根据权利要求7所述的方法，其特征还在于：

在至少一个DCT预编码器级中使用直接映射，其中所述直接映射通过采用M个输入子载波作为长度为M的有序序列并且输出长度为2M的输出向量，为给定级形成所述2M个输出子载波，所述长度为2M的输出向量包括原始有序序列，中间散布有原始有序序列的时间反向并且镜像的版本，并且其特征还在于：

根据向所述级施加的偶数/奇数移位控制信号，对所述长度为2M的输出向量中所包括的所述原始有序序列的时间反向的镜像版本取反或不取反。

12.一种被配置为处理所接收的单载波离散余弦变换(SC-DCT)OFDM信号的接收器电路，所述接收器电路的特征在于：

被配置为根据公式K_u＝N/2^S将来自所接收的SC-DCTOFDM信号的N个输入子载波解映射到K_u个输出子载波的信号处理链，其中S指示在所述信号处理链中串行地包括的DCT解码器级的整数数量，其中S>1，并且所述信号处理链包括预处理电路，其被配置为在解映射之前从所述N个输入子载波中去除循环前缀或补零；

其中所述信号处理链还包括跟随在所述预处理电路之后的两个以上串行DCT解码器级，每个此类级被配置为通过根据向所述级施加的偶数/奇数移位控制信号，将2M个输入子载波的偶数标号输入子载波或奇数标号输入子载波映射为M个输出载波，根据2M个输入子载波生成M个输出子载波，并且每个此类级包括被配置为接收所述2M个输入子载波的DCT电路，之后跟随被配置为输出所述M个输出子载波的IDCT电路；并且

其中所述DCT预编码器级中的第一个DCT解码器级将所述N个输入子载波作为它的2M个输入子载波，并且所述DCT预编码器级中的最后一个DCT解码器级提供所述K_u个输出子载波作为它的M个输出子载波。

13.根据权利要求12所述的接收器电路，其特征还在于：

所述信号处理链中的至少一个DCT解码器级包括直接映射DCT解码器级，所述直接映射DCT解码器级被配置为通过从所述2M个输入子载波中选择长度为M的有序序列来形成所述M个输出子载波，已知所述2M个输入子载波被形成为长度为2M的有序序列，其是被散布有长度为M的有序序列的时间反向并且镜像的版本的所述长度为M的有序序列。

14.根据权利要求12或13所述的接收器电路，其特征还在于：

被配置为将所述K_u个输出子载波转换成对应的串行流的并串转换器电路，以及被配置为从所述串行流中获得感兴趣的信息符号的处理电路。

15.根据权利要求12所述的接收器电路，其特征还在于：S≥2。

16.一种在被配置为处理所接收的单载波离散余弦变换(SC-DCT)OFDM信号的接收器电路中使用的方法，所述方法的特征在于：

从来自所接收的SC-DCTOFDM信号的N个输入子载波中去除循环前缀或补零；

在去除所述循环前缀或补零之后，根据公式K_u＝N/2^S将来自所接收的SC-DCTOFDM信号的所述N个输入子载波解映射到K_u个输出子载波，其中S指示在所述接收器电路的信号处理链中串行地包括的DCT解码器级的整数数量，其中S>1；并且

其中所述解映射包括：在所述接收器电路中所包括的两个以上串行DCT解码器级的每个DCT解码器级中，根据向所述级施加的偶数/奇数移位控制信号，基于将2M个输入子载波的偶数标号输入子载波或奇数标号输入子载波映射为M个输出载波，以根据所述2M个输入子载波生成M个输出子载波，并且进一步包括：基于对所述2M个输入子载波执行DCT、之后对从所述DCT获得的结果执行IDCT以生成所述M个输出载波，获取所述M个输出载波。

17.根据权利要求16所述的方法，其特征还在于：

在所述信号处理链的至少一个所述DCT解码器级中，基于通过从所述2M个输入子载波中选择长度为M的有序序列形成所述M个输出子载波来实现直接解映射，已知所述2M个输入子载波被形成为长度为2M的有序序列，其是被散布有长度为M的有序序列的时间反向并且镜像的版本的所述长度为M的有序序列。

18.根据权利要求16或17所述的方法，其特征还在于：

将所述K_u个输出子载波转换成对应的串行流，并且从所述串行流获得感兴趣的符号信息。

19.根据权利要求16所述的方法，其特征还在于：S≥2。