CN102783107A - 一种频偏校正方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明实施例提供了一种频偏校正方法及装置。一种频偏校正方法包括：接收n路第一信号，n为正整数；对所述n路第一信号进行频偏校正处理，得到n路第一校正信号；获取所述n路第一校正信号对应的空时均衡器的n个中心抽头系数、所述n路第一校正信号对应的锁相环鉴相器的n个第一输出相位和叠加信号对应的锁相环鉴相器的第二输出相位，其中所述叠加信号为所述n路第一校正信号逐一叠加后得到的信号；根据所述n个中心抽头系数和所述n个第一输出相位获取n个第一估计频偏值；根据所述第二输出相位获取第二估计频偏值；接收n路第二信号，根据所述n个第一估计频偏值和所述第二估计频偏值对所述n路第二信号进行频偏校正。

Description

一种频偏校正方法及装置

技术领域

本发明涉及通信技术领域，特别涉及一种应用于分布式MIMO（Multiple Input MultipleOutput，多输入多输出）系统中的频偏校正方法及装置。

背景技术

MIMO技术是一种利用多天线技术提升通信系统频谱效率的有效手段，在无线和微波通信中具有极高的应用价值。在MIMO系统中，不同天线对构成了多个不同的子信道，根据信号在不同子信道上的不同传输特征，接收端可以利用相应算法对不同发射天线上的数据进行解码分辨，从而达到了在同一频段上同时传输多路信息的效果，频谱效率成倍提升。

在分布式MIMO系统中，天线间隔较远，每根天线均与独立的ODU（OutDoor Unit，室外单元）连接，各个ODU中均包含LO（Local Oscillator，本地振荡器）。由于各个ODU内部LO器件的差异，接收端一根天线接收到的多路基带信号间呈现不同的CFO（Carrier FrequencyOffset，载波频偏，简称频偏），使得接收端的解码系统难以收敛到稳定的解码状态，解码性能严重恶化。

现有技术中，在基带信号的传输数据中插入特殊构造的已知序列，例如CAZAC(ConstAmplitude Zero Auto Corelation，恒包络零自相关)序列，该序列在不同的天线上同时发送，利用该序列在时间上和空间上的正交性，通过计算可以得到分布式MIMO系统的CFO参数，根据该CFO参数实现信号的校正，提高解码性能。

由于已知序列是插入在基带信号的传输数据中，影响了数据的有效传输，且根据已知序列计算分布式MIMO系统的CFO参数的过程具有间歇性，不具有动态跟踪特性。

发明内容

为了保证数据的有效传输，本发明实施例提供了一种频偏校正方法及装置。所述技术方案如下：

一方面，提供了一种分布式多输入多输出MIMO系统中的频偏校正方法，包括：

接收n路第一信号，n为正整数；

对所述n路第一信号进行频偏校正处理，得到n路第一校正信号；

获取所述n路第一校正信号对应的空时均衡器的n个中心抽头系数、所述n路第一校正信号对应的锁相环鉴相器的n个第一输出相位和叠加信号对应的锁相环鉴相器的第二输出相位，其中所述叠加信号为所述n路第一校正信号逐一叠加后得到的信号；

根据所述n个中心抽头系数和所述n个第一输出相位获取n个第一估计频偏值；

根据所述第二输出相位获取第二估计频偏值；

接收n路第二信号，根据所述n个第一估计频偏值和所述第二估计频偏值对所述n路第二信号进行频偏校正。

另一方面，提供了一种分布式多输入多输出MIMO系统中的频偏校正装置，包括：

接收器，用于接收n路第一信号，n为正整数；

处理器，用于对所述n路第一信号进行频偏校正处理，得到n路第一校正信号；

获取单元，用于获取所述n路第一校正信号对应的空时均衡器的n个中心抽头系数、所述n路第一校正信号对应的锁相环鉴相器的n个第一输出相位和叠加信号对应的锁相环鉴相器的第二输出相位，其中所述叠加信号为所述n路第一校正信号逐一叠加后得到的信号；

第一估计获取单元，用于根据所述n个中心抽头系数和所述n个第一输出相位获取n个第一估计频偏值；

第二估计获取单元，用于根据所述第二输出相位获取第二估计频偏值；

接收校正单元，用于接收n路第二信号，根据所述n个第一估计频偏值和所述第二估计频偏值对所述n路第二信号进行频偏校正。

本发明实施例提供的技术方案的有益效果是：根据n路第一校正信号对应的n个中心抽头系数和所述n路第一校正信号对应的n个第一输出相位获取n个第一估计频偏值，即接收端的估计频偏值；根据叠加信号对应的第二输出相位获取发送端的第二估计频偏值；也就是说无需通过在基带信号的传输数据中插入已知序列的方法计算估计频偏，而是根据基带信号的传输数据，即第一校正信号便可获取接收端和发送端各自的估计频偏，然后根据接收端和发送端的估计频偏对当前接收的n路第二信号进行频偏校正，从而保证了数据的有效传输。

此外，本实施例中是根据基带信号的传输数据进行频偏的估计，且传输数据的传输过程是连续的，因此本实施例所述方法具有动态跟踪特性；计算接收端和发送端的估计频偏的过程不涉及高维度的矩阵计算，降低了运算复杂度；本实施例可以在接收端补偿收发两端的频偏影响，相比较现有技术中将发送端的频偏通过反馈的方式在发送端进行补偿而言，降低了补偿系统的复杂度。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。

图1是本发明实施例1提供的一种分布式MIMO系统中的频偏校正方法实施例的流程图；

图2是本发明实施例2提供的一种分布式MIMO系统中的频偏校正方法实施例的流程图；

图3为本发明实施例2提供的一种第一估计频偏值的计算流程示意图；

图4是本发明实施例2提供的第一估计频偏值的合成示意图；

图5是本发明实施例3提供的一种分布式MIMO系统中的频偏校正方法实施例的流程图；

图6是本发明实施例5提供的一种分布式MIMO系统中的频偏校正装置实施例的第一结构示意图；

图7是本发明实施例5提供的一种分布式MIMO系统中的频偏校正装置实施例的第二结构示意图；

图8是本发明实施例5提供的一种微波MIMO系统的信号处理示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。

由于各个ODU内部LO器件的差异，接收端一根天线接收到的多路基带信号间呈现不同的CFO，这对接收端解码系统的数据解码产生较大的影响，下面以2*2MIMO为例，通过对比没有CFO和存在CFO时的两种传输系统来描述CFO对数据解码的影响。

公式（1）是没有CFO时的传输系统，如下所示：

$R=\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\end{array}\right]=H\·S+N=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}& h_{21}\\ h_{12}& h_{22}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right]---\left(1\right)$

其中，R为接收信号矢量，H为传输信道矩阵，S为发射信号矢量，N为噪声矢量。在该传输系统下，当接收端的解码算法稳定后，解码系统将收敛到公式（2）所示的状态，如下所示：

$\hat{S}=H^{\′}\·R---\left(2\right)$

其中，为对S的估计，即发射信号估计矢量；H′为对H的逆矩阵的逼近。

公式（3）是存在CFO时的传输系统，如下所示：

$R_c=\left[\begin{array}{cc}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{r1}t}& 0\\ 0& e^{j{\mathrm{\ω}}_{r2}t}\end{array}\right]\left(H\·\left[\begin{array}{cc}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{s1}t}& 0\\ 0& e^{j{\mathrm{\ω}}_{s2}t}\end{array}\right]\·S+N\right)=(H_{\mathrm{wr}}\·H\·H_{\mathrm{wt}})\·S+N^{\′}=H_w\·S+N^{\′}---\left(3\right)$

其中，R_c为存在CFO时的接收信号矢量，ω_sn为第n路发射ODU上的CFO，ω_rn为第n路接收ODU上的CFO，H为传输信道矩阵，S为发射信号矢量，N为噪声矢量，H_w为存在CFO时的传输信道矩阵，N′为存在CFO时的噪声矢量，H_wr为接收端由于LO的差异而引入的频偏参数矩阵，H_wt为发送端由于LO的差异而引入的频偏参数矩阵。在该传输系统下，解码系统需要收敛到公式（4）所示的状态才能完成解码，如下所示：

$\hat{S}={H_w}^{\′}\·R_c---\left(4\right)$

其中，H_w'为对H_w的逆矩阵的逼近。

对比公式（2）和公式（4）可以看出，矩阵H′是一个与时间t无关的量，而由于存在CFO，矩阵H_w'是一个随时间t快速变化的量。在没有CFO的传输系统中，解码系统容易收敛到稳定的解码状态；而在存在CFO的传输系统中，解码系统难以跟踪矩阵H_w'的快速变化，解码性能恶化。

下述实施例可以以公式（3）所示的传输系统为例进行描述。

实施例1

参考图1，图1是本发明实施例1提供的一种分布式MIMO系统中的频偏校正方法实施例的流程图；

所述分布式MIMO系统中的频偏校正方法包括：

S101：接收n路第一信号，n为正整数。

S102：对所述n路第一信号进行频偏校正处理，得到n路第一校正信号。

S103：获取所述n路第一校正信号对应的空时均衡器的n个中心抽头系数、所述n路第一校正信号对应的锁相环鉴相器的n个第一输出相位和叠加信号对应的锁相环鉴相器的第二输出相位，其中所述叠加信号为所述n路第一校正信号逐一叠加后得到的信号。

S104：根据所述n个中心抽头系数和所述n个第一输出相位获取n个第一估计频偏值。

S105：根据所述第二输出相位获取第二估计频偏值。

S106：接收n路第二信号，根据所述n个第一估计频偏值和所述第二估计频偏值对所述n路第二信号进行频偏校正。

本实施例中，根据n路第一校正信号对应的n个中心抽头系数和所述n路第一校正信号对应的n个第一输出相位获取n个第一估计频偏值，即接收端的估计频偏值；根据叠加信号对应的第二输出相位获取发送端的第二估计频偏值；也就是说无需通过在基带信号的传输数据中插入已知序列的方法计算估计频偏，而是根据基带信号的传输数据，即第一校正信号便可获取接收端和发送端各自的估计频偏，然后根据接收端和发送端的估计频偏对当前接收的n路第二信号进行频偏校正，从而保证了数据的有效传输。

此外，本实施例中是根据基带信号的传输数据进行频偏的估计，且传输数据的传输过程是连续的，因此本实施例所述方法具有动态跟踪特性；计算接收端和发送端的估计频偏的过程不涉及高维度的矩阵计算，降低了运算复杂度；本实施例可以在接收端补偿收发两端的频偏影响，相比较现有技术中将发送端的频偏通过反馈的方式在发送端进行补偿而言，降低了补偿系统的复杂度。

实施例2

参考图2，图2是本发明实施例2提供的一种分布式MIMO系统中的频偏校正方法实施例的流程图；

所述分布式MIMO系统中的频偏校正方法包括：

S201：接收发送端发送的n路第一基带信号，对所述n路第一基带信号进行数字处理，接收经过数字处理后的n路第一信号；根据估计频偏对所述n路第一信号进行频偏校正，获得n路第一校正信号。

此步骤中，当接收端首次接收发送端发送的第一基带信号时，接收端依次通过接收天线、ODU后，由基带处理系统，如IDU（InDoor Unit，室内单元）接收处理所述第一基带信号，对所述第一基带信号进行模数转换和滤波处理，生成第一信号，其中第一信号为数字信号。接收端基带处理系统的n个接收支路上均接收一个所述第一基带信号，每个接收支路均按照上述流程对所述第一基带信号进行处理，生成n路第一信号；其中，第一信号中包含了接收端的CFO和发送端的CFO。

当接收端首次接收发送端发送的第一基带信号时，该估计频偏为0；于是根据所述估计频偏对所述n路第一信号进行频偏估计得到的n路第一校正信号仍为所述n路第一信号；其中第一校正信号中也包含了接收端的CFO和发送端的CFO。

S202：获取所述n路第一校正信号对应的空时均衡器的n个中心抽头系数、所述n路第一校正信号对应的锁相环鉴相器的n个第一输出相位和叠加信号对应的锁相环鉴相器的第二输出相位，其中所述叠加信号为所述n路第一校正信号逐一叠加后得到的信号。

本实施例中，接收端的基带处理系统得到所述n路第一校正信号后，对所述n路第一校正信号进行MIMO信号的解码处理，具体地，可以对所述n路第一校正信号依次通过STE(SpaceTime Equalizer,空时均衡器)和锁相环鉴相器分别进行空时均衡处理和锁相等处理，实现解码，得到解码后的n路第一校正信号，再对所述解码后的n路第一校正信号进行判决合成处理，得到解码后的单路信号。其中，空时均衡器和锁相环鉴相器随着信道中传输信号的不同其输出也会随之改变，n为正整数。

当所述n路第一校正信号依次通过STE和锁相环鉴相器时，分别获取所述n路第一校正信号对应的信号通道上STE的n个中心抽头系数、所述n路第一校正信号对应的信号通道上锁相环鉴相器的n个第一输出相位、和所述n路第一校正信号逐一叠加后得到的叠加信号对应的锁相环鉴相器的第二输出相位。

其中，在自适应的STE环路中，频偏会持续改变判决误差的梯度方向，形成一个统计偏置量，由于自适应STE会跟踪误差的梯度方向，因此STE的中心抽头系数便可指示频偏的方向，其中支路通道的STE的中心抽头系数反映了接收端不同ODU的CFO信息。

由于锁相环能够跟踪和锁定信号的相位偏移，在跟踪的过程中，锁相环鉴相器输出的相位也会按照频偏的方向随时间累加，因此锁相环鉴相器的输出相位能够指示频偏，其中支路通道的锁相环鉴相器的输出相位，即第一输出相位反映了接收端不同ODU的CFO信息；叠加通道的锁相环鉴相器的输出相位，即第二输出相位反映了解码信号对应发送端ODU的CFO信息。

S203：根据所述n个中心抽头系数和所述n个第一输出相位获取n个接收支路上ODU的n个第一估计频偏值，根据所述第二输出相位获取发送端的第二估计频偏值。

本实施例中，通过对STE和锁相环的信息对CFO进行估计，即通过对STE的中心抽头系数和锁相环鉴相器的输出相位对CFO进行估计，从而实现盲频偏估计，无需依赖已知序列的计算，便可得到发送端和接收端各自的估计频偏。

具体地，可参照图3所示，图3为本发明实施例2提供的一种第一估计频偏值的计算流程示意图；

所述第一估计频偏值的计算过程包括：

S203a：根据所述n个中心抽头系数获取n个接收支路上ODU的n个第一子估计频偏。

具体地，分别提取所述n个中心抽头系数的瞬时相位信息，得到n个瞬时相位信息；分别对所述n个瞬时相位信息进行差分运算，得到n个第一频率信息；分别对所述n个第一频率信息进行限幅处理，得到n个限幅后的第一频率信息；分别对所述n个限幅后的第一频率信息进行低通滤波处理，得到n个接收支路上ODU的n个第一子估计频偏。

S203b：根据所述n个第一输出相位获取所述n个接收支路上ODU的n个第二子估计频偏。

具体地，分别对所述n个第一输出相位进行差分运算，得到n个第二频率信息；分别对所述n个第二频率信息进行低通滤波处理，得到所述n个接收支路上ODU的n个第二子估计频偏。

S203c：将所述n个第一子估计频偏分别与对应接收支路上ODU的n个第二子估计频偏进行增益控制和叠加合成处理，得到所述n个接收支路上ODU的n个第一估计频偏值。

具体地，根据估计数据的可信度分别对各个第一子估计频偏和第二子估计频偏进行增益控制，即加权控制，然后对增益控制后的各个第一子估计频偏与对应的所述增益控制后的第二子估计频偏进行叠加合成，得到所述n个接收支路上ODU的n个第一估计频偏值，如图4所示，图4是本发明实施例2提供的第一估计频偏值的合成示意图。其中，fwn表示第n个接收支路上ODU的第一子估计频偏，fpn表示第n个接收支路上ODU的第二子估计频偏，fn表示第n个接收支路上ODU的第一估计频偏值。

STE的中心抽头系数和第一输出相位均反映了接收端不同ODU的CFO信息，通过根据STE的中心抽头系数获取的第一子估计频偏，和根据第一输出相位获取的第二子估计频偏进行的增益控制等处理方式将二者结合可以进一步提高估计跟踪的鲁棒性。

此步骤中，根据所述第二输出相位获取发送端的第二估计频偏值的流程与S203b类似，具体为：对所述第二输出相位进行差分运算，得到第三频率信息；对所述第三频率信息进行低通滤波处理，得到发送端的第二估计频偏值。

S204：当解码运算是线性运算时，根据所述n个第一估计频偏值和所述第二估计频偏值，获取n路所述第一信号对应的n个第三估计频偏值。

此步骤中，在得到接收端ODU的估计频偏，即所述n个第一估计频偏值，和发送端ODU的估计频偏，即所述第二估计频偏值后，需要由基带处理系统判断MIMO信号的解码处理中的解码运算是否为线性运算，其中通常情况下解码运算满足线性。

当解码运算是线性运算时，发送端ODU的频偏补偿可以交换到解码处理之前，与接收端ODU的频偏补偿合并完成，即将所述n个接收支路上ODU的n个第一估计频偏值和所述发送端的第二估计频偏值合并后一起进行补偿接收端和发送端的频偏。

具体地，根据所述n个接收支路上ODU的n个第一估计频偏值和所述发送端的第二估计频偏值，获取n路所述第一信号对应的n个第三估计频偏值。

其中，根据估计数据的可信度对第二估计频偏值进行增益控制处理，将所述增益控制处理后的第二估计频偏值与所述n个接收支路上ODU的n个第一估计频偏值均进行合并，即将第二估计频偏值与每个第一估计频偏值相加，得到n路所述第一信号对应的n个第三估计频偏值。

S205：接收经过数字处理后的n路第二信号，根据所述n个第三估计频偏值对所述n路第二信号进行频偏校正。

本实施例中所述第一校正信号即为经过频偏校正处理后的第一信号；本发明实施例就是利用对上一次接收的第一信号进行频偏估计后，再对当前接收的第二信号进行频偏补偿。

在得到所述n个第三估计频偏值后，对所述n个第三估计频偏值进行预处理，分别判断所述预处理后的n个第三估计频偏值是否收敛，如果是，根据所述预处理后的n个第三估计频偏值分别对所述n路第二信号进行频偏校正，得到无频偏信号；如果否，根据所述预处理后的n个第三估计频偏值分别对所述n路第二信号进行频偏校正，可以得到n路所述第一校正信号，然后可以返回执行S202-S204，直至得到无频偏信号。

其中，所述对所述n个第三估计频偏值分别进行预处理包括：

将所述n个第三估计频偏值分别与预设步长相乘，得到n个加权后的第四估计频偏值；

将所述n个第四估计频偏值分别与对应本地存储的n个第五估计频偏值进行叠加，得到迭代后的n个第三估计频偏值；

所述分别判断所述预处理后的n个第三估计频偏值是否收敛包括：

分别判断所述n个第四估计频偏值是否小于或等于预设阈值，其中若所述n个第四估计频偏值分别小于或等于所述预设阈值，则表示所述本次迭代后的n个第三估计频偏值收敛；若所述n个第四估计频偏值分别大于所述预设阈值，则表示所述本次迭代后的n个第三估计频偏值不收敛。

具体地，判断所述预处理后，即本次迭代后的n个第三估计频偏值是否收敛，一般需要判断本次迭代后的第三估计频偏值与上一次迭代后的第五估计频偏值的差是否小于等于预设阈值，本实施例中，该差即为第四估计频偏值；优选的，所述预设阈值为0。

本实施例中，在获取本次迭代后的n个第三估计频偏值之后，还可以根据所述本次迭代后的n个第三估计频偏值分别更新所述对应本地存储的n个第五估计频偏值，具体地，本实施例优选的，每个本地寄存器中只保存当前迭代后的估计频偏值，也就是将所述本次迭代后的第三估计频偏值作为新的第五估计频偏值替换本地寄存器中原有的第五估计频偏值，但是并不局限于此。本实施例中，每个本地寄存器也可以按照迭代顺序保存N个第五估计频偏值，其中第N个估计频偏值为本次迭代后的第三估计频偏值，其中N为大于1的正整数；这种情况下，所述将所述n个第四估计频偏值分别与对应本地存储的n个第五估计频偏值进行迭代操作中的第五估计频偏值为第（N-1）次迭代后的第三估计频偏值；此种情况下的寄存器的更新在此不作任何限定，可以直接保存，也可以保存当前迭代后的估计频偏值并删除本地寄存器中第一个估计频偏值，在此不再赘述。

此步骤中，所述根据所述本次迭代后的n个第三估计频偏值分别对所述n路第二信号进行频偏校正包括：

分别对所述本次迭代后的n个第三估计频偏值进行积分运算，得到n个估计相位信息；根据所述n个估计相位信息对当前接收的n路第二信号进行调相。

对于公式（3）所示的传输系统而言，以第一路信号s1的CFO补偿为例，按照上述频偏校正的方法可以收敛到公式（5）所示的状态，如下所示：

${\hat{s}}_1=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\′}& h_{21}^{\′}\end{array}\right]\·e^{-j{\mathrm{\ω}}_{s^{\′}1}t}\·R_{\mathrm{cmp}}=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\′}& h_{21}^{\′}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{cc}{e}^{-j({{\mathrm{\ω}}^{\′}}_{r1}+{\mathrm{\ω}}_{s^{\′}1})t}& 0\\ 0& e^{-j({{\mathrm{\ω}}^{\′}}_{r2}+{\mathrm{\ω}}_{s^{\′}1})t}\end{array}\right]R_c---\left(5\right)$

其中，

为对第1路发射信号s1的估计，即第1路发射信号s1的估计矢量；h′₁₁和h′₂₁分别为H′的两个元素，对应了第1路接收信号和第2路接收信号相对于第1路发射信号s1的逆映射；ω′_r1为第1路接收ODU的估计CFO、ω′_s1为第1路发送ODU的估计CFO；R_cmp为补偿了接收端频偏的接收信号矢量；R_c为存在CFO时的接收信号矢量。

本实施例中，一个n发n收的MIMO系统中，发送端有n个频偏，接收端也有n个频偏，其中每个接收天线的数据都是n个发射天线数据的混合。完整的接收系统中，有n个相似的接收结构，每个接收结构从n个接收天线的数据中解码输出一个发射天线的数据，本实施例中只关注一个接收结构要解码的那路发射数据，因此，只输出一个发射端的输出相位和一个发射端的频偏。

本实施例中，根据n路第一校正信号对应的n个中心抽头系数和所述n路第一校正信号对应的n个第一输出相位获取n个第一估计频偏值，即接收端的估计频偏值；根据叠加信号对应的第二输出相位获取发送端的第二估计频偏值；也就是说无需通过在基带信号的传输数据中插入已知序列的方法计算估计频偏，而是根据基带信号的传输数据，即第一校正信号便可获取接收端和发送端各自的估计频偏，然后根据接收端和发送端的估计频偏对当前接收的n路第二信号进行频偏校正，从而保证了数据的有效传输。

此外，本实施例中是根据基带信号的传输数据进行频偏的估计，且传输数据的传输过程是连续的，因此本实施例所述方法具有动态跟踪特性；计算接收端和发送端的估计频偏的过程不涉及高维度的矩阵计算，降低了运算复杂度；本实施例可以在接收端补偿收发两端的频偏影响，相比较现有技术中将发送端的频偏通过反馈的方式在发送端进行补偿而言，降低了补偿系统的复杂度，简化系统构建与配置；利用信号处理技术估计和校正频偏，降低了硬件器件的限制和选择成本。

实施例3

参考图5，图5是本发明实施例3提供的一种分布式MIMO系统中的频偏校正方法实施例的流程图；

所述分布式MIMO系统中的频偏校正方法包括：

S301：接收发送端发送n路第一基带信号，对所述n路第一基带信号进行数字处理，接收经过数字处理后的n路第一信号；根据估计频偏对所述n路第一信号进行频偏校正，获得n路第一校正信号。

本实施例中的S301与实施例2中的S201类似，在此不再赘述，具体可参照实施例2的相关描述。

S302：获取所述n路第一校正信号对应的空时均衡器的n个中心抽头系数、所述n路第一校正信号对应的锁相环鉴相器的n个第一输出相位和叠加信号对应的锁相环鉴相器的第二输出相位，其中所述叠加信号为所述n路第一校正信号逐一叠加后得到的信号。

本实施例中的S302与实施例2中的S202类似，在此不再赘述，具体可参照实施例2的相关描述。

S303：根据所述n个中心抽头系数和所述n个第一输出相位获取n个接收支路上ODU的n个第一估计频偏值，根据所述第二输出相位获取发送端的第二估计频偏值。

本实施例中的S303与实施例2中的S203类似，在此不再赘述，具体可参照实施例2的相关描述。

S304：接收经过数字处理后的n路第二信号，当解码运算不是线性运算时，根据所述n个第一估计频偏值和所述第二估计频偏值对所述n路第二信号进行频偏校正。

本实施例中所述第一校正信号即为经过频偏校正处理后的第一信号；本发明实施例就是利用对上一次接收的第一信号进行频偏估计后，再对当前接收的第二信号进行频偏补偿。

此步骤中，在得到接收端ODU的估计频偏，即所述n个第一估计频偏值，和发送端ODU的估计频偏，即所述第二估计频偏值后，需要由基带处理系统判断MIMO信号的解码处理中的解码运算是否为线性运算。

当解码运算不是线性运算时，需要在解码处理之前先根据所述n个第一估计频偏值进行接收端的频偏补偿，得到n路第一校正信号；再对所述n路第一校正信号进行MIMO信号的解码处理，得到解码后的n路第一校正信号；然后在进行判决合成处理之前根据所述第二估计频偏值对所述n路第一校正信号进行发送端的频偏补偿，得到n路第二校正信号。

具体地，当解码运算不是线性运算时，对所述n个接收支路上ODU的n个第一估计频偏值分别进行预处理，分别判断所述预处理后的n个第一估计频偏值是否收敛，如果是，根据所述预处理后的n个第一估计频偏值分别对所述n路第二信号进行频偏校正，得到第一校正信号；根据所述发送端的第二估计频偏值对解码处理后的所述第一校正信号进行频偏校正，得到无频偏信号，即所述第二校正信号。如果所述预处理后的n个第一估计频偏值不收敛，根据所述预处理后的n个第一估计频偏值分别对当前接收的n路第二信号进行频偏校正，可以得到n路所述第一校正信号，然后可以返回执行S302-S304，直至得到无频偏信号；

在得到所述n路第一校正信号后，对所述n路第一校正信号进行MIMO信号的解码处理，得到n路解码后的第一校正信号；在进行判决处理之前根据所述第二估计频偏值对所述n路解码后的第一校正信号进行发送端的频偏补偿，得到n路第二校正信号，此时得到的第二校正信号仍然存在频偏，因此还需要循环本实施例的上述流程，直至得到无频偏信号。

所述对所述n个接收支路上ODU的n个第一估计频偏值分别进行预处理包括：对所述所述n个接收支路上ODU的n个第一估计频偏值进行一次加权处理，然后对所述加权处理后的第一估计频偏值进行迭代处理，得到预处理后的第一估计频偏值，即本次迭代后的第一估计频偏值，具体可参照实施例2的相关描述。

本实施例所述方法是根据估计的CFO数据进行步进式补偿，通过步长控制和迭代更新调整“估计-校正”环路的带宽，使得逐步补偿后的CFO数据在进行MIMO信号处理时，均衡器和锁相环的参数逐步稳定，此时，提取的相位信息的变化逐步减小，最终驱动收敛于正确的CFO补偿值，系统进入稳定的工作状态。

为了方便理解，下面详细描述解码系统的补偿过程，对于公式（3）所示的传输系统而言，CFO补偿的目的是去除合成矩阵H_w中的时变参量ω_rn ^t和ω_sn ^t。

首先根据接收端的第一估计频偏值在接收信号上补偿接收端的频偏H_wr，如公式（6）所示：

$R_{\mathrm{cmp}}=\left[\begin{array}{cc}{e}^{-j{{\mathrm{\ω}}^{\′}}_{r1}t}& 0\\ 0& e^{-j{{\mathrm{\ω}}^{\′}}_{r2}t}\end{array}\right]R_c=H_{w^{\′}r}((H_{\mathrm{wr}}\·H\·H_{\mathrm{wt}})\·S+N^{\′})---\left(6\right)$

其中R_cmp为补偿了接收端频偏的接收信号矢量，ω'_rn为对第n路接收ODU的估计CFO，R_c为存在CFO时的接收信号矢量，H_w’r为对接收端的估计频偏参数矩阵，H_wr为接收端由于LO的差异而引入的频偏参数矩阵，H为传输信道矩阵，H_wt为发送端由于LO的差异而引入的频偏参数矩阵，S为发射信号矢量，N′为存在CFO时的噪声矢量。

当接收端的CFO被准确估计并补偿后，传输系统变为：

R_cmp=H·H_wt·S+N″                                                   （7）

其中，R_cmp为补偿了接收端频偏的接收信号矢量，H为传输信道矩阵，H_wt为发送端由于LO的差异而引入的频偏参数矩阵，S为发射信号矢量，N″为接收端的CFO被补偿后的噪声矢量。

此时，系统中只有发送端的ODU残余的频偏H_wt，为了消除发送端的CFO对解码系统的影响，需要将受到频偏损伤的发送信号(H_wt·S)作为解码目标，得到的解码模型为：

${\hat{S}}_{\mathrm{cfo}}=H_{\mathrm{wt}}\·\hat{S}=\left[\begin{array}{cc}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{s1}t}& 0\\ 0& e^{j{\mathrm{\ω}}_{s2}t}\end{array}\right]\·\hat{S}=H^{\′}\·R_{\mathrm{cmp}}=\left[\begin{array}{cc}{h^{\′}}_{11}& {h^{\′}}_{21}\\ {h^{\′}}_{12}& {h^{\′}}_{22}\end{array}\right]\·R_{\mathrm{cmp}}---\left(8\right)$

其中，

为将受到频偏损伤的发送信号(H_wt·S)作为解码目标得到的解码后的信号，H_wt为发送端由于LO的差异而引入的频偏参数矩阵；

为对S的估计，即发射信号估计矢量；ω_sn为第n路发射ODU上的CFO，H′为对H的逆矩阵的逼近，R_cmp为补偿了接收端频偏的接收信号矢量；h′₁₁和h′₂₁分别为H′的两个元素，对应了第1路接收信号和第2路接收信号相对于第1路发射信号s1的逆映射；h'₁₂和h'₂₂分别为H′的两个元素，对应了第1路接收信号和第2路接收信号相对于第2路发射信号s2的逆映射；R_cmp为补偿了接收端频偏的接收信号矢量。

其中，在数学模型上，解码模型是传输系统的逆映射。

最后，利用估计的发送端频偏，即发送端的第二估计频偏值对解码后的信号

进行补偿，得到最终的解码信号，如公式（9）所示：

$\hat{S}=\left[\begin{array}{cc}{e}^{-j{{\mathrm{\ω}}^{\′}}_{s1}t}& 0\\ 0& e^{-j{{\mathrm{\ω}}^{\′}}_{s2}t}\end{array}\right]\·{\hat{S}}_{\mathrm{cfo}}=H_{w^{\′}t}\·{\hat{S}}_{\mathrm{cfo}}=H_{w^{\′}t}\·H_{\mathrm{wt}}\·\hat{S}---\left(9\right)$

其中，

为对S的估计，即发射信号估计矢量；

为将受到频偏损伤的发送信号(H_wt·S)作为解码目标得到的解码后的信号，ω_s'n为第n路发送ODU的估计CFO；H_w′t为对发送端的估计频偏参数矩阵；H_wt为发送端由于LO的差异而引入的频偏参数矩阵，为对S的估计，即发射信号估计矢量。

其中，最理想的情况下解码得到的解码信号就是发送信号，但考虑到系统中噪声等不理想因素的存在，解码可能会出现错误，因此解码信号实际上是对发送信号的估计和逼近，即

此时，解码系统的最终收敛状态为H′，如公式（8）所示，没有时变分量的影响，实现了接收端对所有分布式CFO的收发端频偏的补偿。

本实施例中，根据n路第一校正信号对应的n个中心抽头系数和所述n路第一校正信号对应的n个第一输出相位获取n个第一估计频偏值，即接收端的估计频偏值；根据叠加信号对应的第二输出相位获取发送端的第二估计频偏值；也就是说无需通过在基带信号的传输数据中插入已知序列的方法计算估计频偏，而是根据基带信号的传输数据，即第一校正信号便可获取接收端和发送端各自的估计频偏，然后根据接收端和发送端的估计频偏对当前接收的n路第二信号进行频偏校正，从而保证了数据的有效传输。

此外，本实施例中是根据基带信号的传输数据进行频偏的估计，且传输数据的传输过程是连续的，因此本实施例所述方法具有动态跟踪特性；计算接收端和发送端的估计频偏的过程不涉及高维度的矩阵计算，降低了运算复杂度；本实施例可以在接收端补偿收发两端的频偏影响，相比较现有技术中将发送端的频偏通过反馈的方式在发送端进行补偿而言，降低了补偿系统的复杂度，简化系统构建与配置；利用信号处理技术估计和校正频偏，降低了硬件器件的限制和选择成本。

实施例4

本实施例提供了一种计算机程序产品，所述计算机程序产品包括计算机程序代码，当一个计算机单元执行所述计算机程序代码时，所述计算机单元执行如上述实施例1、实施例2或实施例3所记载的动作，具体可参见实施例1、实施例2或实施例3的相关描述，在此不再赘述。

实施例5

参考图6，图6是本发明实施例5提供的一种分布式MIMO系统中的频偏校正装置实施例的第一结构示意图；

所述分布式MIMO系统中的频偏校正装置包括：

接收器601，用于接收n路第一信号，n为正整数。

处理器602，用于对所述n路第一信号进行频偏校正处理，得到n路第一校正信号。

获取单元603，用于获取所述n路第一校正信号对应的空时均衡器的n个中心抽头系数、所述n路第一校正信号对应的锁相环鉴相器的n个第一输出相位和叠加信号对应的锁相环鉴相器的第二输出相位，其中所述叠加信号为所述n路第一校正信号逐一叠加后得到的信号。

第一估计获取单元604，用于根据所述n个中心抽头系数和所述n个第一输出相位获取n个第一估计频偏值。

第二估计获取单元605，用于根据所述第二输出相位获取第二估计频偏值。

接收校正单元606，用于接收n路第二信号，根据所述n个第一估计频偏值和所述第二估计频偏值对所述n路第二信号进行频偏校正。

在一种实施方式中，所述第一估计获取单元604包括：第一获取子单元6041、第二获取子单元6042和处理子单元6043，如图7所示，图7是本发明实施例5提供的一种分布式MIMO系统中的频偏校正装置实施例的第二结构示意图；

所述第一获取子单元6041，用于根据所述n个中心抽头系数获取n个第一子估计频偏。

所述第二获取子单元6042，用于根据所述n个第一输出相位获取n个第二子估计频偏。

所述处理子单元6043，用于将所述n个第一子估计频偏与对应的n个第二子估计频偏进行增益控制和叠加合成处理，得到n个第一估计频偏值。

其中，所述第一获取子单元6041包括：

相位提取子单元，用于分别提取所述n个中心抽头系数的瞬时相位信息，得到n个瞬时相位信息。

第一差分子单元，用于分别对所述n个瞬时相位信息进行差分运算，得到n个第一频率信息。

限幅子单元，用于分别对所述n个第一频率信息进行限幅处理，得到n个限幅后的第一频率信息。

第一低通滤波子单元，用于分别对所述n个限幅后的第一频率信息进行低通滤波处理，得到n个第一子估计频偏。

所述第二获取子单元6042包括：

第二差分子单元，用于分别对所述n个第一输出相位进行差分运算，得到n个第二频率信息。

第二低通滤波子单元，用于分别对所述n个第二频率信息进行低通滤波处理，得到n个第二子估计频偏。

在上述实施方式的基础上，所述第二估计获取单元605包括：

第三差分子单元，用于对所述第二输出相位进行差分运算，得到第三频率信息。

第三低通滤波子单元，用于对所述第三频率信息进行低通滤波处理，得到第二估计频偏值。

在上述实施方式的基础上，所述接收校正单元606包括：

第三获取子单元，用于当解码运算是线性运算时，对所述第二估计频偏值进行增益控制处理，将所述增益控制处理后的第二估计频偏值与所述n个第一估计频偏值进行合并，得到n路所述第一信号对应的n个第三估计频偏值。

第一判断校正子单元，用于对所述n个第三估计频偏值分别进行预处理，分别判断所述预处理后的n个第三估计频偏值是否收敛，如果是，分别对所述预处理后的n个第三估计频偏值进行积分运算，得到n个估计相位信息；根据所述n个估计相位信息对所述n路第二信号进行调相，得到无频偏信号。

所述第一判断校正子单元包括：

加权子单元，用于将所述n个第三估计频偏值分别与预设步长相乘，得到加权后的n个第四估计频偏值。

迭代子单元，用于将所述n个第四估计频偏值与对应本地存储的n个第五估计频偏值进行迭代，得到迭代后的n个第三估计频偏值。

判断子单元，用于分别判断所述n个第四估计频偏值是否小于或等于预设阈值，其中若所述n个第四估计频偏值分别小于或等于所述预设阈值，则表示所述迭代后的n个第三估计频偏值收敛；若所述n个第四估计频偏值分别大于所述预设阈值，则表示所述迭代后的n个第三估计频偏值不收敛。

在另一种实施方式中，所述装置还包括：

更新单元，用于所述得到迭代后的n个第三估计频偏值之后，根据所述迭代后的n个第三估计频偏值分别更新所述对应本地存储的n个第五估计频偏值。

再一种实施方式中，所述校正单元606包括：

第二判断校正子单元，用于当解码运算不是线性运算时，对所述n个第一估计频偏值分别进行预处理，分别判断所述预处理后的n个第一估计频偏值是否收敛，如果是，根据所述预处理后的n个第一估计频偏值分别对所述n路第二信号进行频偏校正，得到第一校正信号；根据所述第二估计频偏值对解码处理后的所述第一校正信号进行频偏校正，得到无频偏信号。

本实施例中所述分布式MIMO系统中的频偏校正装置还可以包括：存储器，用于存储下述信息中的至少一种：所述n个第一估计频偏值、第二估计频偏值、n个第一子估计频偏、n个第二子估计频偏、n个第四估计频偏值、第五估计频偏值等数值，但是并不局限于此，在此不再赘述。

本实施例所述的分布式MIMO系统中的频偏校正装置位于基带处理系统中，所述基带处理系统还包括n个空时均衡器和（n+1）个锁相环鉴相器。

下面以微波MIMO为例进行描述，参考图8所示，图8是本发明实施例5提供的一种微波MIMO系统的信号处理示意图；

微波MIMO系统为分布式MIMO系统，n路基带信号通过n路接收端ODU传输至n路接收端ODU，n路接收端ODU接收n路基带信号后传输至n路基带处理系统，由n路基带处理系统对n路基带信号进行处理，由于各个发送端ODU和各个接收端ODU均采用独立的LO，使得n路基带处理系统接收到的n路基带信号具有发送端和接收端的频偏。

基带处理系统对接收的基带信号进行模数转换和滤波等数字前端的处理，频偏校正装置对数字处理后的数字信号进行处理，其中频偏校正装置可以根据从空时均衡器和锁相环鉴相器分别获取的中心抽头系数和输出相位进行频偏估计，然后根据频偏估计的值对接收的数字信号进行频偏校正处理，输出校正后的信号至后续的空时均衡器和锁相环鉴相器等进行MIMO信号的解码处理，输出解码后的信号，然后对解码后的信号进行判决合成等后端处理，最终得到解码后的单路信号。

本实施例中，分布式MIMO系统中的频偏校正装置根据n路第一校正信号对应的n个中心抽头系数和所述n路第一校正信号对应的n个第一输出相位获取n个第一估计频偏值，即接收端的估计频偏值；根据叠加信号对应的第二输出相位获取发送端的第二估计频偏值；也就是说无需通过在基带信号的传输数据中插入已知序列的方法计算估计频偏，而是根据基带信号的传输数据，即第一校正信号便可获取接收端和发送端各自的估计频偏，然后根据接收端和发送端的估计频偏对当前接收的n路第二信号进行频偏校正，从而保证了数据的有效传输。

此外，本实施例中是根据基带信号的传输数据进行频偏的估计，且传输数据的传输过程是连续的，因此本实施例所述方法具有动态跟踪特性；计算接收端和发送端的估计频偏的过程不涉及高维度的矩阵计算，降低了运算复杂度；本实施例可以在接收端补偿收发两端的频偏影响，相比较现有技术中将发送端的频偏通过反馈的方式在发送端进行补偿而言，降低了补偿系统的复杂度，简化系统构建与配置；利用信号处理技术估计和校正频偏，降低了硬件器件的限制和选择成本。

需要说明的是，本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其它实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可。对于装置类实施例而言，由于其与方法实施例基本相似，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。

需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其它变体意在涵盖非排它性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其它要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例的全部或部分步骤可以通过硬件来完成，也可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (17)

1.一种分布式多输入多输出MIMO系统中的频偏校正方法，其特征在于，包括：

接收n路第一信号，n为正整数；

对所述n路第一信号进行频偏校正处理，得到n路第一校正信号；

获取所述n路第一校正信号对应的空时均衡器的n个中心抽头系数、所述n路第一校正信号对应的锁相环鉴相器的n个第一输出相位和叠加信号对应的锁相环鉴相器的第二输出相位，其中所述叠加信号为所述n路第一校正信号逐一叠加后得到的信号；

根据所述n个中心抽头系数和所述n个第一输出相位获取n个第一估计频偏值；

根据所述第二输出相位获取第二估计频偏值；

接收n路第二信号，根据所述n个第一估计频偏值和所述第二估计频偏值对所述n路第二信号进行频偏校正。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述n个中心抽头系数和所述n个第一输出相位获取n个第一估计频偏值包括：

根据所述n个中心抽头系数获取n个第一子估计频偏；

根据所述n个第一输出相位获取n个第二子估计频偏；

将所述n个第一子估计频偏与对应的n个第二子估计频偏进行增益控制和叠加合成处理，得到n个第一估计频偏值。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述根据所述n个中心抽头系数获取n个第一子估计频偏包括：

分别提取所述n个中心抽头系数的瞬时相位信息，得到n个瞬时相位信息；

分别对所述n个瞬时相位信息进行差分运算，得到n个第一频率信息；

分别对所述n个第一频率信息进行限幅处理，得到n个限幅后的第一频率信息；

分别对所述n个限幅后的第一频率信息进行低通滤波处理，得到n个第一子估计频偏。

4.根据权利要求2或3所述的方法，其特征在于，所述根据所述n个第一输出相位获取n个第二子估计频偏包括：

分别对所述n个第一输出相位进行差分运算，得到n个第二频率信息；

分别对所述n个第二频率信息进行低通滤波处理，得到n个第二子估计频偏。

5.根据权利要求1-4任一项所述的方法，其特征在于，所述根据所述第二输出相位获取第二估计频偏值包括：

对所述第二输出相位进行差分运算，得到第三频率信息；

对所述第三频率信息进行低通滤波处理，得到第二估计频偏值。

6.根据权利要求1-5任一项所述的方法，其特征在于，所述根据所述n个第一估计频偏值和所述第二估计频偏值对所述n路第二信号进行频偏校正包括：

当解码运算是线性运算时，对所述第二估计频偏值进行增益控制处理，将所述增益控制处理后的第二估计频偏值与所述n个第一估计频偏值进行合并，得到n路所述第一信号对应的n个第三估计频偏值；

对所述n个第三估计频偏值分别进行预处理，分别判断所述预处理后的n个第三估计频偏值是否收敛，如果是，分别对所述预处理后的n个第三估计频偏值进行积分运算，得到n个估计相位信息；根据所述n个估计相位信息对所述n路第二信号进行调相，得到无频偏信号。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述对所述n个第三估计频偏值分别进行预处理包括：

将所述n个第三估计频偏值分别与预设步长相乘，得到加权后的n个第四估计频偏值；

将所述n个第四估计频偏值与对应本地存储的n个第五估计频偏值进行迭代，得到迭代后的n个第三估计频偏值；

所述分别判断所述预处理后的n个第三估计频偏值是否收敛包括：

分别判断所述n个第四估计频偏值是否小于或等于预设阈值，其中若所述n个第四估计频偏值分别小于或等于所述预设阈值，则表示所述迭代后的n个第三估计频偏值收敛；若所述n个第四估计频偏值分别大于所述预设阈值，则表示所述迭代后的n个第三估计频偏值不收敛。

8.根据权利要求1-5任一项所述的方法，其特征在于，所述根据所述n个第一估计频偏值和所述第二估计频偏值对所述n路第二信号进行频偏校正包括：

当解码运算不是线性运算时，对所述n个第一估计频偏值分别进行预处理，分别判断所述预处理后的n个第一估计频偏值是否收敛，如果是，根据所述预处理后的n个第一估计频偏值分别对所述n路第二信号进行频偏校正，得到第一校正信号；根据所述第二估计频偏值对解码处理后的所述第一校正信号进行频偏校正，得到无频偏信号。

9.一种计算机程序产品，其特征在于，包括计算机程序代码，当一个计算机单元执行所述计算机程序代码时，所述计算机单元执行如任一项权利要求1-8所记载的动作。

10.一种分布式多输入多输出MIMO系统中的频偏校正装置，其特征在于，包括：

接收器，用于接收n路第一信号，n为正整数；

处理器，用于对所述n路第一信号进行频偏校正处理，得到n路第一校正信号；

获取单元，用于获取所述n路第一校正信号对应的空时均衡器的n个中心抽头系数、所述n路第一校正信号对应的锁相环鉴相器的n个第一输出相位和叠加信号对应的锁相环鉴相器的第二输出相位，其中所述叠加信号为所述n路第一校正信号逐一叠加后得到的信号；

第一估计获取单元，用于根据所述n个中心抽头系数和所述n个第一输出相位获取n个第一估计频偏值；

第二估计获取单元，用于根据所述第二输出相位获取第二估计频偏值；

接收校正单元，用于接收n路第二信号，根据所述n个第一估计频偏值和所述第二估计频偏值对所述n路第二信号进行频偏校正。

11.根据权利要求10所述的装置，其特征在于，所述第一估计获取单元包括：

第一获取子单元，用于根据所述n个中心抽头系数获取n个第一子估计频偏；

第二获取子单元，用于根据所述n个第一输出相位获取n个第二子估计频偏；

处理子单元，用于将所述n个第一子估计频偏与对应的n个第二子估计频偏进行增益控制和叠加合成处理，得到n个第一估计频偏值。

12.根据权利要求11所述的装置，其特征在于，所述第一获取子单元包括：

相位提取子单元，用于分别提取所述n个中心抽头系数的瞬时相位信息，得到n个瞬时相位信息；

第一差分子单元，用于分别对所述n个瞬时相位信息进行差分运算，得到n个第一频率信息；

限幅子单元，用于分别对所述n个第一频率信息进行限幅处理，得到n个限幅后的第一频率信息；

第一低通滤波子单元，用于分别对所述n个限幅后的第一频率信息进行低通滤波处理，得到n个第一子估计频偏。

13.根据权利要求11或12所述的装置，其特征在于，所述第二获取子单元包括：

第二差分子单元，用于分别对所述n个第一输出相位进行差分运算，得到n个第二频率信息；

第二低通滤波子单元，用于分别对所述n个第二频率信息进行低通滤波处理，得到n个第二子估计频偏。

14.根据权利要求10-13任一项所述的装置，其特征在于，所述第二估计获取单元包括：

第三差分子单元，用于对所述第二输出相位进行差分运算，得到第三频率信息；

第三低通滤波子单元，用于对所述第三频率信息进行低通滤波处理，得到第二估计频偏值。

15.根据权利要求10-14任一项所述的装置，其特征在于，所述接收校正单元包括：

第三获取子单元，用于当解码运算是线性运算时，对所述第二估计频偏值进行增益控制处理，将所述增益控制处理后的第二估计频偏值与所述n个第一估计频偏值进行合并，得到n路所述第一信号对应的n个第三估计频偏值；

第一判断校正子单元，用于对所述n个第三估计频偏值分别进行预处理，分别判断所述预处理后的n个第三估计频偏值是否收敛，如果是，分别对所述预处理后的n个第三估计频偏值进行积分运算，得到n个估计相位信息；根据所述n个估计相位信息对所述n路第二信号进行调相，得到无频偏信号。

16.根据权利要求15所述的装置，其特征在于，所述第一判断校正子单元包括：

加权子单元，用于将所述n个第三估计频偏值分别与预设步长相乘，得到加权后的n个第四估计频偏值；

迭代子单元，用于将所述n个第四估计频偏值与对应本地存储的n个第五估计频偏值进行迭代，得到迭代后的n个第三估计频偏值；

判断子单元，用于分别判断所述n个第四估计频偏值是否小于或等于预设阈值，其中若所述n个第四估计频偏值分别小于或等于所述预设阈值，则表示所述迭代后的n个第三估计频偏值收敛；若所述n个第四估计频偏值分别大于所述预设阈值，则表示所述迭代后的n个第三估计频偏值不收敛。

17.根据权利要求10-14任一项所述的装置，其特征在于，所述接收校正单元包括：

第二判断校正子单元，用于当解码运算不是线性运算时，对所述n个第一估计频偏值分别进行预处理，分别判断所述预处理后的n个第一估计频偏值是否收敛，如果是，根据所述预处理后的n个第一估计频偏值分别对所述n路第二信号进行频偏校正，得到第一校正信号；根据所述第二估计频偏值对解码处理后的所述第一校正信号进行频偏校正，得到无频偏信号。

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