CN102783052B - 用于确定和控制rf转发器中的增益裕量的系统和方法 - Google Patents

Abstract

一种用于转发信号的装置，包括：用于捕获接收信号（38）的接收天线（32），用于处理接收信号（38）以形成转发信号（37）的处理电路（46，70），以及用于发送转发信号（37）的发射天线（36）。该处理电路（46，70）包括用于转发信号（37）中的增益的增益电路（42，78），以及被配置为相对于接收信号（34）来调节转发信号（37）从而将转发信号（37）与接收信号（34）去相关的去相关电路。该处理电路（46，70）还包括被配置为使用去相关的接收信号（34）和转发信号（37）来计算装置的增益裕量的电路。

Description

用于确定和控制RF转发器中的增益裕量的系统和方法

技术领域

概括地说，本发明涉及用于无线通信的转发器或信号转发设备，具体地说，涉及一种用于确定和控制信号转发系统中的增益裕量的装置和方法。

背景技术

在现有的无线技术中，信号转发设备或“转发器”用于将整个无线系统的覆盖范围扩展到传统基站以外。例如，整个无线系统可以由多个基站构成，所述基站相互通信并且操作以提供定义的覆盖区域。在此类覆盖区域中，通常存在相对于基站中的一个或多个而言具有非常低的信号接收的较小的地理区域。例如，这种具有低信号覆盖的区域可能处于另外被阻挡的建筑物或者区域内。使用转发器而不是实施昂贵且较大的基站来向此类低信号区域提供覆盖。

转发器实质上具有与一个或多个基站进行通信的施主天线。所述转发器接收来自基站的下行链路信号，对这些信号进行处理和放大，然后通过覆盖天线将这些信号重传或“转发”到另外具有较低的信号接收或是较低的信号功率的区域。来自诸如无线电话或其它装备的移动设备的信号将任何上行链路信号发送回转发器，并且该上行链路业务被转发回基站。

例如，参考图1，基本的无线通信系统10可以包括与转发器系统14进行通信的基站12，其中所述转发器系统具有施主天线16、覆盖天线18以及位于天线16与18之间以处理和放大转发信号的处理电子设备20。相应地，下行链路无线信号22由转发器的施主天线16接收，然后被放大并且作为下行链路信号22a通过覆盖天线18进行转发。所述下行链路信号22a由诸如移动电话24的一个或多个无线通信设备接收。类似地，在如附图标记26和26a所指示的上行链路方向上，无线设备24将信号26a传送回覆盖天线，并且转发信号26然后作为上行链路信号被提供回基站12。本领域普通技术人员将容易理解的是，这种转发器系统14可以采用多种不同的形式，而并不仅仅局限于通常被称为“转发器”的设备。

一些转发器系统提供了对转发信号的频率变换，使得转发器从基站接收的信号然后以不同的频率被发送到移动设备或其它无线设备。在这样的情况下，天线之间的信号隔离以及与从发射机的覆盖天线到接收机或施主天线的反馈有关的问题不再是问题，这是因为由这些不同的天线处理的信号处于不同的频率，从而允许使用频率选择滤波器来衰减反馈信号。然而，在没有变换的转发器中，两个相对的天线或是天线集合之间的隔离可能限制转发器的性能。

如果发射侧的输出端与接收侧的输入端之间的衰减或隔离不足，那么转发器可能由于反馈信号而发生振荡。这会造成显著的性能问题。为了确保稳定性，通常期望在转发器中提供小于天线之间的隔离的增益或放大。通常，转发器将被配置或操作以保持某一增益裕量，以便确定其与在振荡或不稳定的状况下工作的接近程度。如果增益裕量太小，那么可以减小或衰减转发器的增益，直到增益裕量处于可接受的阈值之上为止。

通常，在安装或委托（commission）转发器时，可以测量接收天线与发射天线之间的天线隔离，并且可以通过将增益裕量作为（天线衰减）与（转发器增益）的差值进行计算来估计转发器的增益裕量。然而，虽然这种增益裕量确定和增益设置在初始安装时是足够的，但是这种用于在转发器中提供稳定性的安装方法并不是自适应的。换言之，初始设置和增益裕量并未考虑或适应天线隔离的任何变化或转发器增益的任何变化。相应地，期望在正常的转发器操作期间定期性或持续地测量增益裕量，并且然后对转发器的增益进行必要调整来确保稳定性。

在正常的转发器操作期间，在接收天线处将输入信号（也即是说，要放大的和重传的信号）和反馈信号（也即是说，从发射天线反馈的不需要的信号）合并成一个接收信号。为了测量增益裕量，需要单独地确定每一个信号的电平。然而，在没有变换的转发器中，由于输入信号和反馈信号实质上是具有相同频率的相同信号，因此，出现了与分离信号有关的问题。反馈信号在时间上略微延迟。

一种用于分离输入反馈信号的可能的方法是立即将转发发射机连接到测试信号，然后在转发器的接收输入端处测量测试信号的电平。在存在输入信号的情况下测量测试信号可以用于确定转发器的天线隔离及增益裕量。然而，在这种解决方案中，在测试信号期间不会发送输入转发器信号。这会导致瞬间地和不期望地中断转发器的服务。例如，在转发器覆盖区域中，这可能导致掉话或其它服务中断。

相应地，期望提供一种在持续无中断服务的同时具有自适应的增益裕量量度和调整的转发器。

附图说明

包括在说明书中并且构成说明书一部分的附图示出了本发明的实施例，并且连同下面给出的关于本发明的一般描述一起用于解释本发明的原理。

图1是包括本发明的实施例的无线系统中使用的转发器的示意图。

图2是包括本发明的一个实施例的转发器的电路框图。

图3是包括本发明的实施例的转发器的另一个电路框图。

图4是包括本发明的实施例的转发器的另一个电路框图。

具体实施方式

本发明提供了一种提供自适应增益调整的信号转发装置或转发器。具体地说，发明的转发器确定转发器的增益裕量，并且使用测量得到的增益裕量来调整转发器的增益，从而避免振荡和不稳定性。转发器相对于接收信号来调节转发信号，以便对这些信号进行去相关，使得可以确定增益裕量。在一个实施例中，所述调节是使用频移电路添加频移并且提供相对于转发器初始接收的输入信号略微频移的转发信号来进行的。处理电路使用经过频移的转发信号来确定增益裕量。然后，处理电路使用测量得到的增益裕量来自适应地调整转发器增益，以便保持期望的增益裕量从而防止不稳定性。

参考图2，示出了本发明的一个实施例的示意性框图。转发器30包括用于处理输入信号31或被指示成in(t)的输入信号的接收天线32（或施主天线）。该输入in(t)信号31表示要转发的输入信号，例如从诸如基站12（参见图1）的源发送的信号。其它源也可以用于产生要转发的输入信号。在图2中还示出了反馈信号34以及来自发射天线36（或覆盖天线）的转发或发射信号37。图2所示的转发或发射信号37包括去往诸如手机的无线设备的发射信号或信号部分。这样，反馈信号34到达接收天线32。输入信号in(t)31与反馈信号34的组合被合并到一个开放空间中，并且在相加的意义上，该组合由接收天线32接收。合并的输入信号in(t)31和反馈信号34形成了一个或多个接收信号38，该信号为转发器的输入信号。贯穿本申请的术语“信号”或“多个信号”在本文中可以交互使用，以便指代由转发器处理的一个或多个信号，而不仅仅局限于单个信号或多个信号。

为了进行适当的信号转发，转发器30包括耦合在天线32、36之间的适当的电子设备40。通常，这种电子设备将包括在转发器中提供期望的增益G的可调整增益电路42。根据本发明的一个方面，频移电路44提供了根据本发明的一个方面的转发信号的期望的信号调节和频移。处理电路46用于提供期望的增益裕量测量，以及适当地调整增益电路42的增益G。为此，处理电路35与增益电路42适当地耦合，并且还被配置为对接收信号38的一部分以及然后由天线36发送的转发信号52的一部分进行接收，由此产生发射信号37和反馈信号34。

通常，输入或接收信号38前进通过转发器30成为转发信号52。转发信号52体验相对于接收信号的延迟（d），该延迟被认为是转发器的延迟。同样，对于反馈信号34而言，从发射天线36到接收天线32将存在传播延迟（p）。通常，存在与反馈信号34相关联的传递函数54，该函数向反馈信号提供反馈增益（F）。如图2所示，电路44提供的频移被指定为f_shift。

可以清楚的是，本文的附图中的框图及描述通常示出了通过转发器30的下行链路信号路径，例如从基站12到移动设备24（参见图1）。然而，对于上行链路方向而言，在转发器中将使用类似的上行链路路径组件。因此，本文中关于下行链路信号路径的讨论也应用于上行链路路径。

参考图2，转发器电路40可以根据本发明的方面在模拟域中处理信号，以使电路组件42、44和46分别在模拟域中提供期望的放大或增益、调节（频移）以及处理。作为替换，转发器的电子设备40可以在数字域中提供本发明的各个方面。如图3和4所示，本发明的实施例使用数字组件和模拟组件的组合。

如所示的，本领域普通技术人员将容易理解的是，诸如上行链路路径的返回路径将对从移动设备24返回到基站12的信号进行类似处理，以实现本发明。然而，本文中讨论了一条路径中的信号处理，应当理解的是，在相反的方向上的信号路径中通常也可以进行类似的处理并且使用类似的电路组件。

根据本发明的一个实施例，对输入信号或接收信号38进行调节，以便通过进行频移来进行去相关，所述频移是使用频移电路44提供相对于输入信号频移的传输或转发信号来进行的。

本发明的所公开的实施例使用了引入到转发信号中的频移以及转发信号与接收信号的互相关来将反馈信号与输入信号相隔离。

一种单独地测量输入信号和反馈信号的方法是将接收信号与其自身进行自相关。由于反馈信号实质上是输入信号的延迟版本，因此在反馈信号延迟的任何时间，反馈信号都会出现相关峰值。如果反馈信号的相关峰值大于输入信号的自相关分布（profile），则可以测量反馈信号电平。该方法的优点是可以在转发器工作的同时测量增益裕量。当转发器延迟比转发信号的调制带宽的倒数大2-4倍时，该方法将是最有效的，这是因为在那时，反馈信号将被延迟越过那些具有因为输入信号本身所导致的很大自相关的点。对诸如CDMA和W-CDMA信号的高带宽信号而言，这种方法可以是适合的。然而，窄带信号具有很宽的相关带宽。因此，相对于转发器的典型反馈延迟而言，输入信号的自相关分布是很宽的。由此，自相关分布掩盖了反馈信号。

在本发明的一个具体实施例中，向转发器的输出端添加较小的频移，或者将该较小的频移添加到转发器发送的转发信号。所述频移将输入信号和反馈信号去相关。这允许通过将接收信号与转发信号进行互相关来单独地测量输入信号和反馈信号的电平。本发明的一个优点是可以在转发器继续工作并提供服务的同时测量增益裕量。此外，即使输入信号的自相关分布很宽（例如，对于窄带信号而言），本发明也提供了适当的增益裕量测量。根据本发明的一个方面，所述频移f_shift很小，使得其不会显著地影响系统的性能。

本发明的方法是基于这样的事实来工作的，即广义平稳随机信号与经过任何线性时不变变换的相同信号的频移版本的互相关具有大小为零的平均值。此外，广义平稳随机信号与经过频移和任何线性时不变变换的相同信号的复共轭的乘积具有从-π到π均匀分布的相位，并且其在整数个频移周期上的平均值为零。该属性意味着在整数个频移周期上执行的相关将会具有大小为零的平均值。当转发器操作或转发的信号的属性在测量间隔上是或者可以变换成与广义平稳随机信号大致相同的时，并且当前向和反馈路径可以被近似成在测量间隔上是线性时不变的变换时，本发明是适用的。

根据本发明的一个方面，互相关是在整数个频移f_shift周期上执行的，以确保平均的互相关相位为零。在满足这个规则的情况下，本发明使测量时段最小化。如果测量是在非整数个周期上执行的，那么必须在足够长的时间中执行互相关，以使平均相位仍然接近于零。

根据本发明的一个方面，向转发信号提供频移使得可以通过比较输入信号电平与反馈信号电平来测量增益裕量。为了确定反馈信号34的相对电平，将由37表示的转发信号输出与接收信号38互相关。所述互相关是在大于或等于反馈信号34相对于输入信号31的最大时间延迟的时间窗口上执行的。为了确定输入信号31的相对电平，在互相关之前，以数学方式移除提供给转发器的输出或转发信号37的频移，并且将由此产生的未移动的信号与接收信号38互相关。这个互相关是在同样大于或等于反馈信号34相对于输入信号31的最大时间延迟的时间窗口上执行的。互相关的峰值是输入信号的相对电平。然后，增益裕量是作为输入信号的相对电平与反馈信号的相对电平的比值来计算的。

在描述本发明的过程中，示例有助于理解使用信号调节和互相关来确定反馈信号和输入信号的相对电平。回顾转发信号具有恒定电平、零均值以及除了调制滤波器造成的峰值之外没有显著的自相关峰值的典型情况，该转发信号可被认为近似是超越任何调制滤波器的脉冲响应的广义平稳随机信号。在增益和反馈是静态的情况下，参考图2，输入信号31用in(t)表示，转发器增益用“G”表示，反馈增益用“F”表示，转发器延迟用“d”表示，并且反馈信号从发射天线36到接收天线32的传播延迟用“p”表示。频移用f_shift表示。接收信号38rx(t)是输入信号31in(t)与反馈信号34F·tx(t-p)之和，并且在等式1中对其进行解释：

rx(t)=in(t)+F·tx(t-p)    等式1

然后，用等式2对输出信号或转发信号37进行解释：

tx(t)=G·rx(t-d)·e^{j·2·π·fshift·t}    等式2

因此，转发信号tx(t)反映了由频移电路44依照本发明的一个方面提供的接收信号的频移。

为了确定反馈信号34在总的接收信号38中的相对电平，将转发信号37与接收信号38互相关。相关是线性运算，因此，该互相关等价于输入信号31in(t)与转发信号37tx(t)的互相关和反馈信号34F·tx(t-p)与转发信号37tx(t)的互相关之和。假设所有信号在测量间隔上都是WSS，因为这些信号由于频移都是不相关的，因此in(t)与tx(t)的互相关将具有大小为零的平均值。在t=p时，F·tx(t-p)与tx(t)的互相关将具有平均值F·tx_rms ²。

为了确定输入信号in(t)在接收信号38中的相对电平，在计算互相关之前，以数学方式从转发信号52中移除频移，并且将未移动的转发信号与接收信号38互相关。所述频移可以通过将其与具有频移的负值的复指数相乘，来以数学方式进行移除，如等式3所示。

tx_unshift(t)＝tx(t)·e^{-j·2·π·fshift·t}  等式3

同样，由于相关是线性运算，因此rx(t-d)可被拆分成其分量in(t)和F·tx(t-p)。由于已经移除了频移，因此tx_unshift(t)与F·tx(t-p)不相关的，并且具有大小为零的平均值，而tx_unshift与in(t)是相关的，并且在t=d时具有与G^-1·tx_rms ²成比例的平均值。

因此，增益裕量然后可以作为t=d时的rx(t)和ts_unshift(t)的互相关与t=p时的tx(t)与rx(t)的互相关的比值来计算。

$\frac{\frac{1}{G}\·{{\mathrm{tx}}_{\mathrm{rms}}}^2}{F\·{{\mathrm{tx}}_{\mathrm{rms}}}^2}=\frac{1}{G\·F}$ 等式4

在本发明的另一个实施例中，输入信号与反馈信号的比值是通过其它方法来确定的，其中所述其它方法取决于这样的事实，即由于对转发信号施加的频移，因此输入信号与反馈信号是去相关的。在替换的实施例中，接收信号的平均功率可被计算rx_rms ²。然后，反馈信号在接收信号中的相对电平是作为接收信号与移动了本发明的传输电路所提供的频移的负值的接收信号的互相关来计算的。为了易于理解，该情况下的反馈信号是用延迟输入信号与转发器的环路增益以及频移的乘积G·F·rx(t-d-p)·e^{j·2·π·fshift·t}表示的。然后，如等式5所示，接收信号可以表示成输入信号与反馈信号之和。

rx(t)＝in(t)+G·F·rx(t-d-p)·e^{j′2′π′fshift′t}

                                                    等式5

在等式6中示出了移动了频移fshift的负值的接收信号

rx_unshift(t)＝in(t)·e^{-j·2·π·fshift}·t+G·F·rx(t-d-p)  等式6

同样，由于互相关是线性运算，因此rx(t)与rx_shift(t)的互相关等价于施加了负频移的输入信号31in(t)与接收信号rx(t)的互相关和反馈信号G·F·rx(t-d-p)与rx(t)的互相关之和。假设所有信号在测量间隔上都是WSS，并且G和F是线性时不变的系统，那么由于这些信号是不相关的，因此in(t)·e^{-j2·π·fshift·t}与rx(t)的互相关将具有大小为零的平均值。在t=d+p时，G·F·rx(t-d-p)与rx(t)的互相关将具有平均值G·F·rx_rms ²。然后，如等式7所示，增益裕量可以作为rx(t)的平均功率与rx(t)和rx_shift(t)的互相关的比值来计算。

$\frac{{{\mathrm{rx}}_{\mathrm{rms}}}^2}{G\·F\·{{\mathrm{rx}}_{\mathrm{rms}}}^2}=\frac{1}{G\·F}$ 等式7

根据本发明的另一个方面，相关电路在使计算数量最小化的同时确保互相关的平均相位为零。如果频移很小并且信号带宽很大，那么所述计算将在大量采样上执行。然而，为了使计算数量最小化，本发明的一个实施例执行了加窗的互相关。窗口等同地分布在频移f_shift的一个周期中。例如，如果频移是1赫兹，则必须在1秒的周期中执行相关。然而，如果在0-0.1秒以及0.5-0.6秒应用窗口，那么互相关的平均相位的总和将仍然是零。通常，只要互相关的平均相位等于零，那么就可以使用任何数量的窗口。

在一个实施例中，相关电路或处理电路假设转发信号的幅度在测量时段中是近似恒定的。如果信号包络的幅度在测量过程中发生很大变化，那么相关性之和可能总计不为零。根据本发明的另一个实施例，为了弥补这个问题，对接收信号和转发/发射信号进行归一化，以使其在相关计算之前具有恒定的包络。归一化不会改变输入信号与反馈信号的比值。如果用相同的函数来归一化接收信号和转发信号，那么本发明的方法将继续提供期望的结果。

根据本发明的另一个特征，本发明的一个实施例可以提供始终施加于转发信号的恒定频移。作为替换，频移特征是可选择的，并且可以在需要增益裕量测量时选择性地启用或禁用频移特征。

此外，在本发明的另一个实施例中，可以在频移的数量以及频移的符号方面选择性地改变所述频移。例如，本发明可以在正频移与负频移之间交替，以使本发明中使用的总的平均频移为零。在一个实施例中，调制或变化的信号可以是正弦的。作为替换，任何周期函数均可以用于调制转发信号的相位。由此，本发明并不受限于频移的选择性变化。

现在转到图3和4，这些附图示出了与本发明的不同实施例有关的示意图。在图3中，频移是在转发器电路内部的增益块之后提供的。在图4中，频移是在增益块之前施加的。然而，将理解的是，根据本发明的原理，可以在接收输入与发射输出之间的任何位置执行频移电路。

转到图3，在该图中使用了相同的附图标记，转发器30a包括与适当的转发器电路40a耦合的接收天线32以及发射天线36。本领域普通技术人员将理解的是，这些组件被示出在转发器30a中的下行链路路径60中。在上行链路路径62中也存在类似的组件，以便处理例如无线设备与基站之间的上行链路业务。相应地，在假设在上行链路路径62中使用类似的功能和组件的情况下，将在本文中更详细地描述下行链路路径60内部的组件。

接收天线32接收输入信号以及经过频移或调节的反馈信号。接收信号与用于放大来自基站的下行链路RF接收信号的低噪声放大器（LNA）64耦合。混频器组件66被馈送了适当的本地振荡器（LO）信号，并且将RF接收信号38转换成处于不同IF频率或者等于或接近基带频率的频率上的IF信号，以便于转发器中的后续处理。然后，该信号由滤波器组件或电路68进行滤波。在图3和4示出的实施例中，转发器电路包括模拟组件和数字组件。数字信号处理电路70被实现成调整增益并且在将转发器信号作为转发信号进行传输之前为转发器信号提供必要的调节，例如频移f_shift。A/D转换器电路72适当地将模拟信号转换成适当的数字信号，以便进行进一步的数字处理。该数字信号被发送到DSP电路70，所述电路可以是FPGA、数字信号处理器或其它此类元件。DSP电路可以包括附加的数字混频器电路74，其中所述数字混频器电路74被馈送了适当的数控振荡器（NCO）信号，以提供数字下变频，从而便于进一步的处理。该信号还可以由适当的数字滤波器76来滤波。滤波器76还可以改变信号的幅度。组件78代表用于调整转发器30a内部的增益的适当电路。然而如所示的，增益组件也可以与滤波器76一起实现。根据本发明的所指出的一个方面，频移电路80在转发信号内部提供了期望的频移，以便在反馈信号34与输入信号31之间提供适当的去相关。通过将该信号与频移振荡器混合，该信号具有添加的频移。然后，该信号可以由被馈送了发射NCO的适当数字上变频电路82进行数字上变频。然后，该信号可以由D/A电路84变回模拟信号。

诸如模拟IF之类的模拟信号进一步由被馈送了适当的发射LO的混频器电路86上变频成适当的RF信号。该RF信号由滤波器电路88进行滤波，然后在作为转发信号通过发射天线36传送之前被馈送到RF功率放大器90。

混合元件是转发器所特有的。与示例中示出的混合元件相比，也可以存在更多或更少的混合元件，并且这些元件仍然实现功能转发器。在一个实施例中，如果期望的话，频移混合操作可以与其它混频器中的一个或多个相结合。然而，必须执行混合操作，以使输入信号的频率和发射或转发信号的频率相差频移量。所述频移混频器被示出为在滤波器之后；然而，其可以被放置在接收天线与发射天线之间的任何位置。在图4中，其被示出为在滤波器和/或增益块之前。作为替换，在本发明的另一个实施例中，频移或频率变换可以用移相器而不是混频器来实现。例如，移相器可以在模拟域中提供期望的频率变换。这样，频移/频率变换并不局限于依照本发明的方面来提供偏移的特定元件。

在图3和4所示的实施例中，所指出的相关功能是由数字信号处理（DSP）电路70内部的适当的相关电路100提供的。用于确定增益裕量的相关是通过捕获数字路径中的信号采样以及执行所描述的计算来实现的。由于电路具有通过数学计算来添加或移除所施加的频移的能力，因此所述捕获点可以在信号路径中的任何位置处，或者在频移电路之前或者在频移电路之后。在所示出的实施例中，相关电路经由适当的连接102来采样接收信号38，并且还被耦合以对处于如适当的连接104所示的转发器路径中的频移后的转发信号进行采样。相关电路100还可以提供必要的功能，以便基于测量得到的相关以及所确定的增益裕量通过线路106的方式自动地控制通过增益组件78的增益。本领域普通技术人员将理解的是，数字信号处理电路80内部的各个功能可以用多种不同的方式来实现，以便实现本发明的功能。相应地，图3和4中的说明并不是限制性的。换言之，与如何使用并在DSP电路70内部排列不同组件以及整个计算电路40a有关的具体细节是说明性的，而并不意味着是限制性的。

转到图4，使用了与图3的组件相同的附图标记。图4示出了本发明的转发器30b，其中频移电路80位于转发器电路40b内部的增益块或增益电路78之前。

在静态的情况下，反馈信号34的频移与转发信号37的频移是相同的。然而，在本发明的一些实现中，由于多普勒频移或是转发器的安装和操作中的其它参数和状况，在转发信号37与反馈信号34之间可能存在附加的频移。为此，在一个实施例中，本发明在互相关计算中测量并考虑附加的频移。例如，这可以通过检查或测量互相关的相位在整个互相关期间如何变化来完成。通过发现相关相位在相关期间的恒定变化，可以容易地确定由于任何附加的频移而引起的相位变化。如果在测量过程中观测到更多或更少的整数个相位旋转，那么可以分别截短或推断相关结果，以便考虑附加的频移。在本发明的替换实施例中，该电路提供了在相关计算期间添加或减去的补偿频移量，以便消除与环境和安装相关联的任何附加的频移的影响。该功能将在图3和图4的电路中的适当的数字信号处理电路中实现。

在本发明的一个方面中，一旦确定了增益裕量测量值，就由DSP电路70尤其是增益块或组件78自动地调整所述增益。该增益可被自动调整以确保增益裕量高于可接受的水平，从而确保适当的操作。应该理解的是，可以通过DSP控制电路以及特定的增益调整参数来调整增益裕量。增益裕量通常大于0dB，以便防止振荡。实际上，其通常保持在0dB以上，以便考虑转发器增益的变化以及天线隔离。通过不断地测量本文指出的增益裕量，本发明提供了自动增益调整，使得转发器可以补偿增益裕量的任何变化。通过这种方式，由于转发器能够不断地、自动地调整增益裕量，因此可以减小必须保持的最小阈值。如上面参照相关计算所讨论的，本发明的一个实施例可以使用复正弦来对输出的转发信号进行频移。然而，本领域普通技术人员将认识到，其它信号可以用于相对于接收信号调节转发信号，从而将转发信号与接收信号去相关。这种调节必须对转发器的转发或发射输出具有最小的影响。

本文参照各个实施例描述了本发明，其中频移和相关计算是在数字域中实现的，例如是通过DSP电路70实现的。然而，这种频移和去相关也可以在模拟域中实现。作为替换，使用模拟组件和数字组件的混合信号实现可以用于提供期望的信号去相关功能以及相关计算。

本文参照各个实施例描述了本发明，其中施加于转发信号的去相关功能是频移，并且可以应用使转发信号发生最小的降级的其它去相关功能。本领域普通技术人员很容易适应本文所描述的方法，以使用替换的去相关功能来测量增益裕量，以及通过控制转发器的增益从而保持最小增益裕量。

如上所述，虽然在本文中将转发器作为示例性的实施例来进行描述，但是本发明可以应用于任何类型的信号转发系统，在这些系统中，所发送或转发的信号的某个部分将被反馈回去或者作为反馈信号到达接收侧的输入端。

通过在本发明的各个实施例和参数中描述本发明，在不偏离所描述的实施例和本发明的范围的情况下，其它变形对于本领域普通技术人员将变得显而易见。

Claims (21)

1.一种用于转发信号的装置，所述装置包括：

接收天线，其用于捕获接收信号；

处理电路，其用于处理所述接收信号以形成转发信号；

发射天线，其用于发送所述转发信号；

所述处理电路包括：

增益电路，其用于在所述转发信号中提供增益；

去相关电路，其被配置为调节所述转发信号并且包括频移电路，所述频移电路可操作以在所述转发信号中相对于所述接收信号创建频移，从而形成相对于所述接收信号被频移并且去相关的转发信号；

电路，其被配置为通过将所述接收信号和所述被频移并且去相关的转发信号的互相关、与所述接收信号和移除了频移的转发信号的互相关进行比较来计算所述装置的增益裕量。

2.根据权利要求1所述的装置，其中，所述接收信号包括输入信号和反馈信号，所述频移电路可操作以通过将所述输入信号与复正弦相乘来产生频移。

3.根据权利要求1所述的装置，其中，所述处理电路还可操作以基于所计算出的增益裕量来调整所述增益。

4.根据权利要求1所述的装置，其中，所述接收信号包括输入信号和反馈信号，所述互相关是在所述相关的长度足够长的情况下执行的，使得所述反馈信号相对于所述输入信号的平均互相关相位约为零度。

5.根据权利要求1所述的装置，其中，所述互相关是在所述相关的长度是所述频移的周期的整数倍的情况下执行的。

6.根据权利要求1所述的装置，其中，所述互相关被加窗，执行所述加窗使得所述互相关的平均相位约为零度。

7.根据权利要求1所述的装置，其中，所述处理电路对所述接收信号和所述转发信号进行归一化，以整体上具有恒定的包络。

8.根据权利要求1所述的装置，其中，所述接收信号包括输入信号和反馈信号，所述处理电路被进一步配置为确定所述反馈信号中的附加频移，并且向所述互相关提供补偿频移量，以减小所述附加频移的影响。

9.根据权利要求1所述的装置，其中，所述接收信号包括输入信号和反馈信号，所述处理电路被进一步配置为动态地增加或减小所述频移电路提供给所述输入信号的频移量。

10.根据权利要求1所述的装置，其中，所述去相关电路被选择性地开启和关闭，以选择性地计算所述增益裕量。

11.根据权利要求1所述的装置，其中，所述处理电路是至少部分地使用数字电路实现的。

12.一种用于转发信号的方法，包括：

捕获接收信号；

处理所述接收信号以形成转发信号；

发送所述转发信号；

所述处理步骤包括：

在所述转发信号中提供增益；

通过在所述转发信号中相对于所述接收信号创建频移来调节所述转发信号，从而形成相对于所述接收信号被频移并且去相关的转发信号；

通过将所述接收信号和所述被频移并且去相关的转发信号的互相关、与所述接收信号和移除了频移的转发信号的互相关进行比较来计算装置的增益裕量。

13.根据权利要求12所述的方法，其中，所述接收信号包括输入信号和反馈信号，所述方法还包括：

通过将所述输入信号与复正弦相乘来产生频移。

14.根据权利要求12所述的方法，还包括基于所计算出的增益裕量来调整所述增益。

15.根据权利要求12所述的方法，其中，所述接收信号包括输入信号和反馈信号，并且所述方法还包括：在所述相关的长度足够长的情况下执行所述互相关，使得所述反馈信号相对于所述输入信号的平均互相关相位约为零度。

16.根据权利要求12所述的方法，还包括：在所述相关的所述长度是所述频移的周期的整数倍的情况下执行所述互相关。

17.根据权利要求12所述的方法，还包括对所述互相关进行加窗，使得所述互相关的平均相位约为零度。

18.根据权利要求12所述的方法，还包括对所述接收信号和所述转发信号进行归一化，以整体上具有恒定的包络。

19.根据权利要求12所述的方法，还包括确定所述接收信号中的附加频移，以及向所述互相关提供补偿频移量，以减小所述附加频移的影响。

20.根据权利要求12所述的方法，其中，所述接收信号包括输入信号和反馈信号，所述方法还包括：

动态地增加或减小提供给所述输入信号的频移量。

21.根据权利要求12所述的方法，还包括选择性地开启和关闭所述频移，以选择性地计算所述增益裕量。