CN102742165A - 改进的直流偏移估计 - Google Patents

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Abstract

一种移相器、测量接收器和偏移估计器的组合使正交发射器的发射路径中的d.c.偏移能够区别于测量接收器中的d.c.偏移。测量接收器利用同相（I）分量和正交（Q）分量的0度和90度的“正常”相移对发射路径的输出进行第一测量，且利用I分量和Q分量的“特殊”相移进行第二测量。在一个实施方式中，I分量和Q分量的“特殊”相移分别为180度和270度。

Description

改进的直流偏移估计
技术领域
本发明涉及电子通信系统，尤其涉及在这种系统中的信号偏移补偿。
背景技术
许多现有的电子通信系统使用正交调制方案，该方案使用同相（I）信号分量和正交（Q）信号分量，且不具有恒定包络。这种通信系统的示例为使用宽带码分多址接入（WCDMA）、正交频分多址接入（OFDMA）及其变型的蜂窝无线电话系统。因此，将部分通信信息以发射信号的振幅（包络）编码，而将部分通信信息以发射信号的相位编码。
为了避免使通信信息失真，无线发射器的功率放大器（PA）和各种其它部件必须是线性的，也就是说，例如，对于所有可能的功率电平，PA的输出功率和PA的输入功率之间的函数关系为直线式。此外，对于所有可能的功率电平，例如通过PA的输入信号的相移必须是恒定的。
违背振幅线性和恒定相位会给通信信号引入失真，例如可干扰相邻信道的频谱展宽。发射器中的振幅/相位失真（矢量失真）还会增大通信系统的比特误码率（BER），例如，降低语音通话的音频质量或降低网络连接的速度。
一般来说，通过在发射器中包括测量接收器（MRX）可以提高具有适合性能的可能性，MRX对发射信号采样并产生反馈给调制器、PA和/或其它发射器部件的补偿信号以修正发射器的输出信号。在图1中描绘了这种布置100，图1示出天线102、耦合器104、放大器106、正交调制器108和MRX 110。放大器106和调制器108可以作为布置100的“发射路径”，应当理解，布置100通常包括未示出的振荡器和其它部件。如图所示，MRX 110通过耦合器104的操作对发射路径所产生的发射信号采样，并提供补偿信号给调制器108。
MRX 110可以用于多个目的，一个目的是测量或更普遍地是估计放大器106和正交调制器108中的I分量和Q分量之间的直流（d.c.）偏移。为了正确地实现该目的，MRX自身的I/Q d.c.偏移通常必须是可忽略的（理想地应当是零）或至少是众所周知的。否则，通常将不能正确地估计发射路径的I/Q d.c.偏移。
Ishikawa等人的公开号为EP 1 835 626 A1的欧洲专利申请描述了一种d.c.偏移修正值估计单元，该单元根据正交调制器所产生的发射信号估计d.c.偏移修正值。信号电平检测单元检测输入信号的信号电平，加权因子计算单元按照信号电平计算d.c.偏移修正值的加权因子，加权单元按照加权因子分配权重给d.c.偏移修正值。通过使用因此加权的d.c.偏移修正值补偿发射信号中的d.c.偏移。
Kang等人的公开号为US 2007/0092023的美国专利申请描述了一种在移动收发机中自校正失配和d.c.偏移的方法。收发机的发射器用作信号发生器，收发机的接收器用于测量响应特性。基带处理器使用从发射器所接收的测试信号校正接收端和发射端的失配和d.c.偏移。
Chen等人的美国专利7,266,359描述了一种消除通信接收器所接收的信号中的d.c.干扰的方法，该方法消除接收器和发射器引起的d.c.偏移。该方法包括从接收信号中消除估计的d.c.偏移，修正接收信号中的频移，估计发射器所引起的第二d.c.偏移信号，以及消除接收信号中的估计的第二d.c.偏移。在使用巴克码操作执行时序载波偏移修正之前，估计和消除接收器d.c.偏移，以消除接收器d.c.偏移并在有效增加巴克码以关联未受接收器d.c.偏移信号影响的巴克序列之后合计所有巴克芯片。
Gao等人的公开号为US 2008/0063113的美国专利申请描述了一种在具有基于OFDMA的正交调制器的发射器中修正d.c.偏移误差的方法。在调制器之前的补偿器补偿d.c.偏移，且利用估计的d.c.偏移值来更新补偿器，该估计的d.c偏移值是通过在数字基带域中执行离散傅里叶变换、同时向调制器的输入端发送一对正交测试音而获得的。
Jian等人的公开号为US 2009/0041161的美国专利申请描述了一种OFDMA系统中的d.c.偏移估计，OFDMA系统包括接收输入信号并估计载波频率偏移值的载波频率偏移估计器，提供输入信号的符号边界的符号定时恢复单元，以及根据输入信号、载波频率偏移值和符号边界估计d.c.偏移值的d.c.偏移估计器。
尽管那些和其它在前的尝试，d.c.偏移估计的问题仍然难以解决，关于MRX的要求仍然难以满足。
发明内容
本发明使得能够在不在先知道MRX自身的I/Q d.c.偏移的情况下估计发射路径中的I/Q d.c.偏移。此外，本发明使得能够估计发射路径的I/Q d.c.偏移和MRX的I/Q d.c.偏移。
根据本发明的各方面，提供一种估计发射器中的d.c.偏移的装置，所述发射器具有发射路径，用于利用输入的I分量信号和Q分量信号正交调制载波并产生发射信号。该装置包括测量接收器、移相器和偏移估计器。所述测量接收器配置为解调所述发射信号的一部分以产生I分量测量信号和Q分量测量信号。所述移相器配置为产生用于所述发射路径中的正交调制的具有基本上90度的相对相移的第一对振荡信号，产生用于所述测量接收器中的解调的具有基本上90度的相对相移的第二对振荡信号，以及选择性地产生用于所述测量接收器中的解调的具有基本上90度的相对相移的第三对振荡信号，所述第三对振荡信号相对于所述第二对振荡信号具有相移。所述偏移估计器配置为根据所述输入的I分量信号和Q分量信号以及根据利用所述第一对振荡信号和所述第二对振荡信号所产生的I分量测量信号和Q分量测量信号，计算所述发射路径的d.c.偏移和所述测量接收器的d.c.偏移中的至少一个。
在其它方面中，提供一种估计发射器中的d.c.偏移的方法，所述发射器具有通过将输入的I分量信号和Q分量信号与一对发射振荡信号中的相应的一个信号正交混频所产生的发射信号，所述一对发射振荡信号具有基本上90度的相对相移。该方法包括：通过利用第一对振荡信号解调所述发射信号的一部分，产生第一对I分量测量信号和Q分量测量信号；通过利用具有基本上90度的相对相移的第二对振荡信号解调所述发射信号的一部分，产生第二对I分量测量信号和Q分量测量信号，所述第二对振荡信号相对于所述第一对振荡信号具有相对相移；以及根据所述第一对I分量测量信号和Q分量测量信号、所述第二对I分量测量信号和Q分量测量信号以及所述输入的I分量信号和Q分量信号，计算所述d.c偏移。
在其它方面中，提供一种具有存储的指令的计算机可读介质，当计算机执行所述指令时，所述指令使所述计算机执行估计发射器中的d.c.偏移的方法，所述发射器具有通过将输入的I分量信号和Q分量信号与一对发射振荡信号中的相应的一个信号正交混频所产生的发射信号，所述一对发射振荡信号具有基本上90度的相对相移。该方法包括：通过利用第一对振荡信号解调所述发射信号的一部分，产生第一对I分量测量信号和Q分量测量信号；通过利用具有基本上90度的相对相移的第二对振荡信号解调所述发射信号的一部分，产生第二对I分量测量信号和Q分量测量信号，所述第二对振荡信号相对于所述第一对振荡信号具有相对相移；以及根据所述第一对I分量测量信号和Q分量测量信号、所述第二对I分量测量信号和Q分量测量信号以及所述输入的I分量信号和Q分量信号，计算所述d.c.偏移。
附图说明
通过结合附图阅读本说明书能够理解本发明的多个目的、特征和优势，附图中：
图1为具有测量接收器的发射器的框图；
图2A、图2B和图2C为改进的具有测量接收器的发射器的多个部分的框图；
图3为d.c.偏移估计的方法的流程图；
图4示出通信网络；以及
图5为通信网络的用户设备的框图。
具体实施方式
本发明适用于任何类型的通信系统且可以应用在系统的任何对d.c.偏移估计关注的部分中，例如，上行链路（UL）或下行链路（DL）。
图2A、图2B和图2C为根据本发明的改进的具有测量接收器的发射器200的部分的框图。发射器200包括耦合器202、具有模拟部分204和数字部分206的发射路径、压控振荡器（VCO）208、移相器210、MRX 212和偏移估计器214。如下文更详细地阐述的，图2B和图2C中的移相器210比图2A中的移相器210更概括。例如，图2C示出分成独立部分210-1、210-2的移相器210，分开的VCO 208-1、VCO 208-2驱动独立部分210-1、210-2。然而，通常在图2A、图2B和图2C中所示的发射器200的部分在其它材料方面是基本上相同的，从描述中将更清楚。
发射路径的数字部分206包括产生同相发射信号itx和正交发射信号qtx的数字发射信号波形发生器（WFG）216，各自的数字-模拟转换器（DAC）将同相发射信号itx和正交发射信号qtx转换为模拟形式。发射路径的模拟部分204使用DAC所产生的模拟发射信号分量来以常规方式利用分别被供应不偏移的LO信号和90度偏移的LO信号的两个混频器正交调制VCO 208、VCO 208-1或等效的本地振荡器（LO）所产生的载波信号。移相器210、移相器210-1执行发射路径中的正交调制所需的来自VCO 208、VCO 208-1的LO信号的0度和90度相移。例如通过模拟部分204中的功率放大器PA和可变增益放大器VGA适当放大调制的载波，并且通过耦合器202将合成的发射器输出信号传送至天线或其它端口（未示出）。为了如下所述的在MRX 212中解调，移相器210、移相器210-2执行来自VCO 208、VCO 208-2的LO信号的相移。
波形发生器216还向估计器214提供同相参考信号iref和正交参考信号qref。简单地，参考信号iref和qref分别为发射信号itx和qtx，且估计器214使用参考信号iref和qref，如下文更详细地描述的。通常发生器216产生符合可适用调制类型和在数据速率、脉冲成形滤波、数据（IQ）星座等方面的系统标准的信号。技术人员应当理解，尽管发生器216的相关方面是发送的信号（itx和qtx）与测量的信号（iref和qref）之间的时间对准，但是可以以基本上常规的方式实现发生器216。为了确保适当的时间对准，发生器216可以包括或实现适当的可变时延元件，或者可以在发射器200中的其它位置处提供这种时延元件，以相对于发射信号调节参考信号。
如图2A、图2B和图2C所示，MRX 212从耦合器202接收发射路径所产生的发射信号的部分。通过适当的低噪声放大器LNA放大该部分并将该部分传送至解调器，该解调器包括选择性地被供应来自移相器210、移相器210-2的相移LO信号的两个混频器。将各自的混频器所产生的下移的（解调的）I分量信号和Q分量信号进行低通滤波，并利用各自的适当的模拟-数字转换器ADC转换成数字分量测量信号imeas和qmeas。
除了用于模拟部分204中的正交调制器和MRX 212中的解调器的标称0度和标称90度的相移，图2A中所示的移相器210还为MRX 212中的解调器产生LO信号的标称180度和标称270度的相移。MRX 212利用MRX正交解调器中的“正常”相移，即分别用于I分量和Q分量的0度和90度，进行第一测量，且利用“特殊”相移，即分别用于I分量和Q分量的180度和270度，进行第二测量。
如图2B所示，更一般地，移相器210产生LO信号，该LO信号具有作为MRX解调器的“正常”相移的标称α度和标称（α+90）度的相移，或者具有作为MRX解调器的“特殊”相移的标称β度和标称（β+90）度的相移。当然，在图2A和图2B中所示的布置是可互换的，易于看出，当α=0度且β=180度时，两种布置是相同的。
此外，尽管图2A、图2B示出如移相器210所产生的选择性相移，但是应当理解，VCO 208可通过选择性地改变其提供给移相器的输出信号的相位而促成这些相移的产生。那样的话，VCO 208恰好可以作为移相器210的一部分。可以提供VCO信号，使得提供给MRX 212的LO信号的相位关系如所述，但是将相位关系相对于提供给发射器（TX）模拟部分204的LO信号简单地旋转可能任意的但是基本上相同的量。
在图2C中示出这样一种布置，图2C示出移相器210-2产生具有作为MRX解调器的“正常”相移的标称α度和标称（α+90）度的相移的LO信号。“正常”相移基于VCO 208-2所提供的具有可称为的第一相位的VCO信号。移相器210-2还根据VCO 208-2所提供的具有可称为
Figure BDA00001907981300071
的第二相位的VCO信号，为MRX解调器产生“特殊”相移LO。当然，可以看出，当度时，在图2A、图2B和图2C中所示的布置是基本上相同的。
当前优选地，移相器210在特定时间间隔内产生连续的多对偏移，但应当注意，移相器210可以配置为提供4个连续的输出给MRX 212，则MRX 212可以具有两个并行的解调器，每个解调器包括两个混频器，产生4个连续的测量信号分量。尽管这种布置具有一些优势，但是它需要额外的物理空间、更多的能量以及各对混频器的仔细匹配。
通常希望尽可能少使用MRX 212，以便节省能量，这在电池供电的发射器中是很重要的。目前期望在25微秒~50微秒的周期内使用MRX，其具有0/180和90/270相移的约50%的占空比，这些周期当然要与发射路径同步，因为如上所述，发射信号和MRX测量信号必须是时间对准的。目前还期望通过适当的平滑化（例如通过低通滤波器、可重置的积分器）或简单地求均值来减小MRX测量信号的噪声。应当注意，以下所给出的等式是关于离散信号样本的，且不包括这种可以以多种适当方式（例如通过偏移估计器214中的软件编程）实现的平滑化。
如上所述的移相器210、MRX 212和偏移估计器214（以及VCO 208-1、VCO208-2）的组合使发射路径中的d.c.偏移能够区别于MRX 212中的d.c.偏移，发射路径包括模拟部分204和数字部分206。可为适当编程的数字处理器或逻辑门的集合的估计器214可以根据以下等式计算两个d.c.偏移中的任一个或全部，且提供计算的偏移作为发射器200中的其它部件可使用的结果。
如图2A、图2B、图2C所示，可以反馈估计器214所产生的作为d.c.偏移的估计的偏移结果，以操作模拟部分204或数字部分206或MRX 212。（为了清楚起见，图2B、图2C中未示出反馈路径。）例如，可通过向发射发生器216提供偏移结果而将偏移结果反馈给发射数字部分206，发射发生器216然后可以根据偏移结果补偿其所产生的发射信号itx、qtx。这种补偿可以包括通过在发生器216之外包括适当的加法器（为了清楚未示出），将偏移结果简单地添加到发生器216内的任一发射信号中。又例如，可以通过在正交调制器的混频器之前所包括的适当的加法器将偏移结果与模拟部分204中的模拟发射信号相结合。如图2A、图2B、图2C所示，可通过在正交解调器中的混频器之后所包括的适当的加法器将估计器214所产生的偏移结果也或者反而反馈给MRX 212。还如图2A、图2B、图2C所示，可以将估计器214所产生的偏移结果提供给发射器200中的其它部件（未示出），例如，用于包括在报告消息中。
因此，图3为估计发射器中的d.c.偏移的方法的流程图，发射器具有通过将输入的I分量信号和Q分量信号与第一对振荡信号中的相应的一个信号进行正交混频所产生的发射信号，第一对振荡信号具有基本上90度的相对相移，例如来自移相器210的0度信号和90度信号。在步骤302中，通过利用第二对振荡信号（例如，来自移相器210、移相器210-2的α度和（α+90）度、或0度和90度的信号）正交解调发射信号的一部分来产生第一对的I分量测量信号和Q分量测量信号，例如上述imeas和qmeas。在步骤304中，通过利用第三对振荡信号正交解调发射信号的一部分来产生第二对的I分量测量信号和Q分量测量信号，第三对振荡信号具有基本上90度的相对相移且具有相对于第二对振荡信号的相对相移，例如来自移相器210、移相器210-2的β度和（β+90）度、或180度和270度的信号。如上所述，可通过交替变化VCO 208-2所产生的输出信号的相位来产生第二对振荡信号和第三对振荡信号。如图2A所示，第三对振荡信号的相对于第二对振荡信号的相对相移可以为基本上180度，也就是说β≈α+180度。在步骤306中，根据第一对I分量测量信号和Q分量测量信号、和第二对I分量测量信号和Q分量测量信号以及根据输入的I分量信号和Q分量信号计算d.c.偏移。
应当理解，每当β≈α+180度（例如，在图2B所示的布置中）时或每当
Figure BDA00001907981300081
Figure BDA00001907981300082
度（例如，在图2C所示的布置中）时，以下数学分析是适用的。
可将包括发射路径的d.c.偏移的合成的发射器输出信号写成如下形式：
zTX=iref+qref+zDC,TX=iref+qref+iDC,TX+qDC,TX    等式1
其中，zTX为发射器输出信号，iref为I信道参考信号，qref为Q信道参考信号，zDC,TX为发射路径的d.c.偏移，如上所示，可将zDC,TX分成发射路径的I分量和Q分量的d.c.偏移，分别为iDC,TX和qDC,TX。
以类似的方式，可将包括MRX 212的d.c.偏移的合成的输出信号写成如下形式：
zMRX=imeas+qmeas    等式2
其中，zMRX为MRX的输出信号，imeas为MRX 212所测量的I信道信号，qmeas为MRX 212所测量的Q信道信号。可将发射路径和MRX 212的组合的d.c.偏移zDC,tot写成如下形式：
zDC,tot=zDC,TX+zDC,MRX=iDC,TX+qDC,TX+iDC,MRX+qDC,MRX    等式3其中，zDC,MRX为MRX 212的d.c.偏移，其它参数如上所述。
对于发射路径和MRX 212中通常的0度和90度的相移，可将MRX 212所产生的I信道测量信号和Q信道测量信号写成如下形式：
imeas=iref+iDC,MRX+iDC,TX    等式4
qmeas=qref+qDC,MRX+qDC,TX    等式5
而对于MRX 212中的“特殊”180度和270度的相移，可将MRX 212所产生的I信道测量信号和Q信道测量信号写成如下形式：
Figure BDA00001907981300091
等式6
Figure BDA00001907981300092
等式7
其中，“帽子”表明是“特殊”相移。
等式4加上等式6产生如下等式：
Figure BDA00001907981300093
等式8A
可以重新整理等式8A，以给出MRX 212的I信道的d.c.偏移，如下：
等式8B
以类似的方式，等式5加上等式7产生如下等式：
Figure BDA00001907981300095
等式9A
可以重新整理等式9A，以给出MRX 212的Q信道的d.c.偏移，如下：
Figure BDA00001907981300101
等式9B
等式4减去等式6产生如下等式：
Figure BDA00001907981300102
等式10A
可以重新整理等式10A，以给出发射路径的I信道的d.c.偏移，如下：
Figure BDA00001907981300103
等式10B
以类似的方式，等式5减去等式7产生如下等式：
Figure BDA00001907981300104
等式11A
可以重新整理等式11A，以给出发射路径的Q信道的d.c.偏移，如下：
Figure BDA00001907981300105
等式11B
偏移估计器214可使用等式8B、9B、10B和11B计算发射路径和MRX 212各自的d.c.偏移。当使用如图2B所示的移相器且α和β分别不为0度和180度时，等式更复杂，但是偏移估计器214仍可计算发射路径和MRX 212各自的d.c偏移。
可通过处理存储在一个或多个存储器中的信息的一个或多个适当编程的电子处理器、逻辑门的集合等实现估计器214和发射器200的各种其它功能块。所存储的信息可以包括使估计器214能够执行上述等式的程序指令和数据。
图4为示例性通信网络400的示意图，例如，通信网络400可以为WCDMA通信系统。无线网络控制器（RNC）402a、RNC 402b控制各种无线网络功能，包括例如无线接入承载建立、分集切换等。更一般地，每个RNC通过适当的无线基站（RBS）指导用户呼叫，RBS通过下行（即，基站到手机，或向前的）信道和上行（即，手机到基站，或反向的）信道与用户设备（UE）300a、UE 300b进行通信。RNC 402a示出为连接至RBS 404a、RBS 404b、RBS 404c，且RNC 402b示出为连接至RBS 404d、RBS 404e、RBS 404f。每个也可称为NodeB的RBS服务于可分成一个或多个小区的地理区域。RBS 404f显示为具有5个天线扇区S1~S5，可以说天线扇区S1~S5中的全部或部分组成RBS 404f的小区。RBS通过专用的电话线、光纤链路、微波链路等连接至其所对应的RNC。RNC 402a、RNC 402b通常都通过一个或多个核心网络节点，例如移动交换中心和/或分组无线服务节点（未示出），与外部网络连接，例如与公共交换电话网络（PSTN）、因特网等连接。技术人员应当理解，在图4中所示的部件和布置为示例而不应当视为限制实际通信系统的部件和布置。
图5示出通信设备500，例如手机、远程终端或等效设备，通信设备500可通过无线链路与通信网络中的基站进行通信。设备500可以为网络400中的UE300。此外，UE 500包括一个或多个可编程处理器502、或处理存储在一个或多个存储器504、存储器506中的信息的适当逻辑。此外，所存储的信息可以包括用于计算上述d.c.偏移的程序指令。应当理解，处理器502通常包括方便其操作的计时器等。收发机（TRX）电路508在UE 500和基站之间的链路上提供控制信号和通信信号的接收与发射，基站可以包括类似的收发机电路。TRX 508包括上述发射器部分200，发射器部分200在处理器502的控制下工作。
希望能在各种各样的环境中实施本发明，包括例如移动通信设备。应当理解，在必要时重复地进行上述步骤。为了便于理解，按照由例如可编程计算机系统的元件可执行的操作的顺序描述本发明的许多方面。应当认识到，各种操作可以由专用电路（例如，用以执行专用功能的互连的离散逻辑门或专用集成电路）、一个或多个处理器所执行的程序指令或二者的组合执行。许多通信设备利用其可编程处理器和专用集成电路可以很容易地进行本文所描述的计算和确定。
此外，还可以认为本文所描述的发明可完全在任何形式的计算机可读存储介质中实现，计算机可读存储介质内已存储了适当的指令集，所述指令由指令执行系统、装置或设备使用或与指令执行系统、装置或设备连接，所述指令执行系统、装置或设备例如为基于计算机的系统、包含处理器的系统或其它可从介质中取得指令并执行指令的系统。如本文所使用的，“计算机可读介质”可以为可包含、存储或传送程序的任何部件，所述程序由指令执行系统、装置或设备所使用或与它们连接。例如，计算机可读介质可以为，但不限于，电子的、磁的、光学的、电磁的、红外线的或半导体的系统、装置或设备。计算机可读介质的更具体的示例（非详尽的列表）包括具有一条或多条电线的电气连接、便携式计算机软盘、随机存取存储器（RAM）、只读存储器（ROM）、可擦除可编程只读存储器（EPROM或闪存）和光纤。
因此，可以以许多不同形式实现本发明，上文未描述所有的形式，而所有这些形式都考虑到本发明的范围之内。针对本发明的各个方面中的每个方面，可将任何这种形式都称为配置为执行上述操作的逻辑，或者称为执行上述操作的逻辑。
需要强调，当本申请中使用术语“包括”时，术语“包括”列举存在的所述的特征、整体、步骤或部件，且不排除存在或附加一个或多个其它特征、整体、步骤、部件或其组合。
上述具体实施方式仅为说明性的，且不应当以任何方式认为是限制性的。通过所附权利要求确定本发明的范围，且意图将在权利要求的范围之内的所有变型和等效变型包含在本发明的范围中。

Claims (15)

1.一种估计发射器中的直流（d.c.）偏移的装置，所述发射器具有发射路径，用于利用输入的同相（I）分量信号和正交（Q）分量信号正交调制载波并产生发射信号，所述装置包括：
测量接收器，其中，所述测量接收器配置为解调所述发射信号的一部分以产生I分量测量信号和Q分量测量信号；
移相器，其中，所述移相器配置为产生用于所述发射路径中的正交调制的具有基本上90度的相对相移的第一对振荡信号，产生用于所述测量接收器中的解调的具有基本上90度的相对相移的第二对振荡信号，以及选择性地产生用于所述测量接收器中的解调的具有基本上90度的相对相移的第三对振荡信号，所述第三对振荡信号相对于所述第二对振荡信号具有相移；和
偏移估计器，其中，所述偏移估计器配置为根据所述输入的I分量信号和Q分量信号以及根据利用各对振荡信号所产生的I分量测量信号和Q分量测量信号，计算所述发射路径的d.c.偏移和所述测量接收器的d.c.偏移中的至少一个。
2.如权利要求1所述的装置，其中，所述移相器配置用于所述第三对振荡信号与所述第二对振荡信号之间的基本上180度的相移和所述第一对振荡信号与所述第二对振荡信号之间的基本上0度的相移中的至少一个。
3.如权利要求1所述的装置，其中，所述移相器配置为通过交替变化可控振荡信号的相位来产生所述第二对振荡信号和所述第三对振荡信号。
4.如权利要求2所述的装置，其中，所述偏移估计器配置为根据
Figure FDA00001907981200011
计算所述测量接收器的I分量d.c.偏移，其中，iDC,MRX为所述测量接收器的d.c.偏移的I分量，imeas为利用所述第二对振荡信号中的一个信号所产生的I分量测量信号，
Figure FDA00001907981200013
为利用所述第三对振荡信号中的一个信号所产生的I分量测量信号，所述第三对振荡信号中的一个信号相对于所述第二对振荡信号中的一个信号具有180度的相移；以及所述偏移估计器配置为根据
Figure FDA00001907981200014
Figure FDA00001907981200021
计算所述测量接收器的Q分量d.c偏移，其中，qDC,MRX为所述测量接收器的d.c.偏移的Q分量，qmeas为利用所述第二对振荡信号中的另一个信号所产生的Q分量测量信号，为利用所述第三对振荡信号中的另一个信号所产生的Q分量测量信号。
5.如权利要求1所述的装置，其中，所述偏移估计器配置为根据
Figure FDA00001907981200023
Figure FDA00001907981200024
计算所述发射路径的I分量d.c.偏移，其中，iDC,TX为所述发射路径的d.c.偏移的I分量，imeas为利用所述第一对振荡信号中的一个信号所产生的I分量测量信号，为利用所述第二对振荡信号中的一个信号所产生的I分量测量信号，所述第二对振荡信号中的一个信号相对于所述第一对振荡信号中的一个信号具有180度的相移，iref为所述I分量信号；以及所述偏移估计器配置为根据
Figure FDA00001907981200026
计算所述发射路径的Q分量d.c.偏移，其中，qDC,TX为所述发射路径的d.c.偏移的Q分量，qmeas为利用所述第一对振荡信号中的另一个信号所产生的Q分量测量信号，
Figure FDA00001907981200027
为利用所述第二对振荡信号中的另一个信号所产生的Q分量测量信号，qref为所述Q分量信号。
6.一种估计发射器中的直流（d.c.）偏移的方法，所述发射器具有通过将输入的同相（I）分量信号和正交（Q）分量信号与一对发射振荡信号中的相应的一个信号混频所产生的发射信号，所述一对发射振荡信号具有基本上90度的相对相移，所述方法包括：
通过利用具有基本上90度的相对相移的第一对振荡信号解调所述发射信号的一部分，产生第一对I分量测量信号和Q分量测量信号；
通过利用具有基本上90度的相对相移的第二对振荡信号解调所述发射信号的一部分，产生第二对I分量测量信号和Q分量测量信号，所述第二对振荡信号相对于所述第一对振荡信号具有相对相移；以及
根据所述第一对I分量测量信号和Q分量测量信号、所述第二对I分量测量信号和Q分量测量信号以及根据所述输入的I分量信号和Q分量信号，计算所述d.c.偏移。
7.如权利要求6所述的方法，其中，所述第一对振荡信号与所述第二对振荡信号之间的相对相移为基本上180度。
8.如权利要求6所述的方法，其中，通过交替变化可控振荡信号的相位来产生所述第一对振荡信号和所述第二对振荡信号。
9.如权利要求7所述的方法，其中，计算所述d.c.偏移包括根据
Figure FDA00001907981200031
Figure FDA00001907981200032
计算I分量d.c.偏移，其中，iDC,MRX为所述I分量d.c.偏移，imeas为利用所述第一对振荡信号中的一个信号所产生的I分量测量信号，
Figure FDA00001907981200033
为利用所述第二对振荡信号中的一个信号所产生的I分量测量信号，所述第二对振荡信号中的一个信号相对于所述第一对振荡信号中的一个信号具有180度的相移；并且计算所述d.c.偏移包括根据计算Q分量d.c.偏移，其中，qDC,MRX为所述Q分量d.c.偏移，qmeas为利用所述第一对振荡信号中的另一个信号所产生的Q分量测量信号，以及
Figure FDA00001907981200035
为利用所述第二对振荡信号中的另一个信号所产生的Q分量测量信号。
10.如权利要求6所述的方法，其中，计算所述d.c.偏移包括根据
Figure FDA00001907981200037
计算所述发射路径的I分量d.c.偏移，其中，iDC,TX为所述发射路径的d.c.偏移的I分量，imeas为利用所述第一对振荡信号中的一个信号所产生的I分量测量信号，
Figure FDA00001907981200038
为利用所述第二对振荡信号中的一个信号所产生的I分量测量信号，所述第二对振荡信号中的一个信号相对于所述第一对振荡信号中的一个信号具有180度的相移，iref为所述I分量信号；并且，计算所述d.c.偏移包括根据
Figure FDA00001907981200039
计算所述发射路径的Q分量d.c.偏移，其中，qDC,TX为所述发射路径的d.c.偏移的Q分量，qmeas为利用所述第一对振荡信号中的另一个信号所产生的Q分量测量信号，
Figure FDA000019079812000310
为利用所述第二对振荡信号中的另一个信号所产生的Q分量测量信号，qref为所述Q分量信号。
11.一种具有存储的指令的计算机可读介质，当计算机执行所述指令时，所述指令使所述计算机执行估计发射器中的直流（d.c.）偏移的方法，所述发射器具有通过将输入的同相（I）分量信号和正交（Q）分量信号与一对发射振荡信号中的相应的一个信号正交混频所产生的发射信号，所述一对发射振荡信号具有基本上90度的相对相移，其中，所述方法包括：
通过利用具有基本上90度的相对相移的第一对振荡信号解调所述发射信号的一部分，产生第一对I分量测量信号和Q分量测量信号；
通过利用具有基本上90度的相对相移的第二对振荡信号解调所述发射信号的一部分，产生第二对I分量测量信号和Q分量测量信号，所述第二对振荡信号相对于所述第一对振荡信号具有相对相移；以及
根据所述第一对I分量测量信号和Q分量测量信号、所述第二对I分量测量信号和Q分量测量信号以及根据所述输入的I分量信号和Q分量信号，计算所述d.c偏移。
12.如权利要求11所述的介质，其中，所述第一对振荡信号与所述第二对振荡信号之间的相对相移为基本上180度。
13.如权利要求11所述的介质，其中，通过交替变化可控振荡信号的相位来产生所述第一对振荡信号和所述第二对振荡信号。
14.如权利要求12所述的介质，其中，计算所述d.c.偏移包括根据
Figure FDA00001907981200041
Figure FDA00001907981200042
计算I分量d.c.偏移，其中，iDC,MRX为所述I分量d.c偏移，imeas为利用所述第一对振荡信号中的一个信号所产生的I分量测量信号，
Figure FDA00001907981200043
为利用所述第二对振荡信号中的一个信号所产生的I分量测量信号，所述第二对振荡信号中的一个信号相对于所述第一对振荡信号中的一个信号具有180度的相移；并且计算所述d.c.偏移包括根据
Figure FDA00001907981200044
计算Q分量d.c.偏移，其中，qDC,MRX为所述Q分量d.c.偏移，qmeas为利用所述第一对振荡信号中的另一个信号所产生的Q分量测量信号，
Figure FDA00001907981200045
为利用所述第二对振荡信号中的另一个信号所产生的Q分量测量信号。
15.如权利要求12所述的介质，其中，计算所述d.c.偏移包括根据
Figure FDA00001907981200052
计算所述发射路径的I分量d.c.偏移，其中，iDC,TX为所述发射路径的d.c.偏移的I分量，imeas为利用所述第一对振荡信号中的一个信号所产生的I分量测量信号，
Figure FDA00001907981200053
为利用所述第二对振荡信号中的一个信号所产生的I分量测量信号，所述第二对振荡信号中的一个信号相对于所述第一对振荡信号中的一个信号具有180度的相移，iref为所述I分量信号；并且计算所述d.c.偏移包括根据
Figure FDA00001907981200054
计算所述发射路径的Q分量d.c.偏移，其中，qDC,TX为所述发射路径的d.c.偏移的Q分量，qmeas为利用所述第一对振荡信号中的另一个信号所产生的Q分量测量信号，为利用所述第二对振荡信号中的另一个信号所产生的Q分量测量信号，并且qref为所述Q分量信号。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105721386A (zh) * 2014-12-18 2016-06-29 英特尔Ip公司 校准极性发射机rf路径延时和iq相位不平衡的方法和装置

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110176641A1 (en) * 2010-01-20 2011-07-21 St-Ericsson Sa D.C. Offset Estimation
CN104320099B (zh) * 2014-10-17 2017-04-12 成都九华圆通科技发展有限公司 一种具有相位补偿的矢量合成器
US9742600B2 (en) 2015-02-05 2017-08-22 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and system for estimating and compensating for direct current (DC) offset in ultra-low power (ULP) receiver
US11342948B1 (en) * 2020-12-03 2022-05-24 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Mixer module for mixing a radio frequency signal

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7020216B1 (en) * 1999-09-29 2006-03-28 Rohde & Schwarz Gmbh & Co Kg Method for adjusting a phase angle of a phase modifier of a transmitting device
US20090161778A1 (en) * 2006-03-01 2009-06-25 Takashi Okada Transmitter and Carrier Leak Detection Method
US20090302919A1 (en) * 2007-03-06 2009-12-10 Takao Sasaki Phase Shifter

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5241702A (en) 1990-09-06 1993-08-31 Telefonaktiebolaget L M Ericsson D.c. offset compensation in a radio receiver
WO2002033820A1 (en) 2000-10-17 2002-04-25 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Communications systems
US7266359B2 (en) 2003-03-18 2007-09-04 Freescale Semiconductor, Inc. DC interference removal in wireless communications
US7356318B2 (en) * 2004-07-02 2008-04-08 Skyworks Solutions, Inc. Quadrature subharmonic mixer
DE602005025406D1 (de) 2005-01-04 2011-01-27 Fujitsu Ltd Gleichstrom-offsetkompensationsverfahren und -einrichtung
KR100860670B1 (ko) 2005-10-20 2008-09-26 삼성전자주식회사 무선 송수신장치에서 자가 보상방법
US7881402B2 (en) 2006-09-07 2011-02-01 Via Technologies, Inc. Compensation for gain imbalance, phase imbalance and DC offsets in a transmitter
US7933348B2 (en) 2006-09-19 2011-04-26 Industrial Technology Research Institute DC offset estimation system and method
US20110176641A1 (en) * 2010-01-20 2011-07-21 St-Ericsson Sa D.C. Offset Estimation

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7020216B1 (en) * 1999-09-29 2006-03-28 Rohde & Schwarz Gmbh & Co Kg Method for adjusting a phase angle of a phase modifier of a transmitting device
US20090161778A1 (en) * 2006-03-01 2009-06-25 Takashi Okada Transmitter and Carrier Leak Detection Method
US20090302919A1 (en) * 2007-03-06 2009-12-10 Takao Sasaki Phase Shifter

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105721386A (zh) * 2014-12-18 2016-06-29 英特尔Ip公司 校准极性发射机rf路径延时和iq相位不平衡的方法和装置
CN105721386B (zh) * 2014-12-18 2019-07-23 英特尔Ip公司 校准极性发射机rf路径延时和iq相位不平衡的方法和装置

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