CN102739197A - 一种rc环形振荡器及其电压调节方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种RC环形振荡器，包括第一至第三级联反相器、电阻、第一至第二等效电容；第一级联反相器的输入端和输出端分别连接第一节点和第二节点；第二级联反相器的输入端和输出端分别连接第二节点和第三节点；电阻两端分别连接第一节点和第二节点；第一等效电容的正极和负极分别连接第一节点和第三节点；第二等效电容的正极和负极分别连接第一节点和第四节点；第三级联反相器的输入端和输出端分别连接第三节点和第四节点；第一节点为RC环形振荡器的输入节点。本发明还提出一种调节方法控制RC环形振荡器的输入节点电压在电源电压与0之间，实现振荡器正常工作，避免MOS晶体管栅极击穿，又可以采用低成本的多晶-N阱电容和N阱电阻。

Description

一种RC环形振荡器及其电压调节方法

技术领域

本发明属于集成电路技术，尤其涉及一种RC环形振荡器及其电压调节方法。

背景技术

众所周知，振荡器在各类电子设备中占有重要的地位。通过振荡器的运用，可以产生各种用于不同电子设备的周期性的时钟信号。但是，振荡器往往受到电源电压的影响，不能产生稳定周期的时钟。因此，在集成电路中经常用到如图1所示的振荡周期与电源电压不相关的RC环形振荡器，所述RC环形振荡器构成如下：第一反相器INV1的输入端连接至第一节点VA并作为RC环形振荡器的输入节点，其输出端连接至第二节点VB；第二反相器INV2的输入端连接至第二节点VB，其输出端连接至第三节点VC；电阻R1的一端连接至第一节点VA、电阻R1的另一端连接至第二节点VB；电容C1的正极连接至第一节点VA，电容C1的负极连接至第三节点VC；缓冲器BUF1的输入端连接至第三节点VC，其输出端连接至第四节点VD，并作为RC环形振荡器的输出节点。图1所述的RC环形振荡器的震荡周期约等于2.2×R1×C1。其中，第一反相器INV1和第二反相器INV2均为CMOS反相器，所述CMOS反相器由PMOS晶体管M0和NMOS晶体管M1构成，如图2所示；所述缓冲器BUF1由第三反相器INV3和第四反相器INV4构成，如图3所示，所述第三反相器INV3和第四反相器INV4的构成与第一反相器INV1和和第二反相器INV2的构成相同。

分析所述RC环形振荡器的工作过程如图4所示，横坐标代表时间，纵坐标代表电压。第一反相器INV1翻转前，当t＝0时，第二节点VB的电压为高电平VDD(即电源电压)，第三节点VC的电压为低电平0；当t为0～T1时，第二节点VB通过电阻R1对电容C1进行充电，从而使第一节点VA的电压升高；当t＝T1时，第一节点VA的电压达到第一反相器INV1的翻转点电压

此时电容C1上的压降为

翻转后，第二节点VB的电压为低电平0，第三节点VC的电压为高电平VDD，由于电容C1上的压降不能产生突变，所以第一节点VA的电压为电容C1上压降与第三节点VC的电压之和，即由

突变为接着，当t为T1～T2时，第二节点VB通过电阻R1对电容C1进行放电，从而使第一节点VA的电压降低；当t＝T2时，第一节点VA的电压达到第一反相器INV1的翻转点电压

此时电容C1上的压降为

翻转后，第二节点VB的电压为高电平VDD，第三节点VC的电压为低电平0，由于电容C1上的压降不能产生突变，所以第一节点VA的电压为电容C1上压降与第三节点VC的电压之和，即由

突变为

接着，t为T2～T3时，第二节点VB又通过电阻R1对电容C1进行充电，在t＝T3时翻转；t为T3～T4时，第二节点VB又通过电阻R1对电容C1进行放电，在t＝T4时翻转，如此重复，第三节点VC的电压不断翻转，产生时钟信号，并将时钟信号通过缓冲器BUF1的输出端输出。

由此可见，在传统的RC环形振荡器工作过程中，具有以下缺陷：

一方面：第一节点VA的电压最高电压会达到

最低电压会达到

导致第一反相器INV1中的PMOS晶体管M0和NMOS晶体管M1的栅源电压绝对值大于VDD，从而容易使MOS晶体管栅极被击穿，造成电路失效。

另一方面：在CMOS工艺中，电容C1虽然可以有双多晶电容(如图5所示)、MIM电容(如图6所示)和多晶-N阱电容(如图7所示)等多种电容被采用，但是，所述的双多晶电容的制造需要在普通的栅极多晶上添加额外的一层绝缘层和多晶层，而MIM电容的制造需要额外的绝缘层和金属层，因此所述的双多晶电容和MIM电容在标准CMOS工艺的基础上均需要增加额外的工艺步骤，成本较高；而所述的多晶-N阱电容需要制造的是单层多晶，可在标准CMOS工艺中制造，成本较低。但多晶-N阱电容的容值更容易随其两端的电压变化而变化，因此，多晶-N阱电容与电压相关的系数较高，而振荡电路中各节点的电压范围较大，会造成振荡频率不准，特别是当电源电压VDD发生变化时。为减小所述多晶-N阱电容受电压系数的影响，可将所述多晶-N阱电容反向并联，如图8所示。但是，由于第一节点VA的电压会达到

可造成P型衬底和N阱之间的寄生二极管导通，如图7所示，使振荡器工作不正常。

又一方面，在CMOS工艺中，电阻R1虽然可以有低阻值多晶电阻、高阻值多晶电阻和N阱电阻等多种电阻被采用，但是，低阻值多晶电阻的制造与MOS晶体管的栅极多晶的制造基本一致，虽然无需增加额外的工艺步骤，但其方块阻值较低，在低频振荡器中不适用；高阻值多晶电阻却需要在标准CMOS工艺的基础上增加额外的工艺步骤，成本较高；而N阱电阻(如图9所示)不仅方块值较大且可在标准CMOS工艺中制造，成本较低。但是，由于第一节点VA的电压会达到可造成P型衬底和N阱之间的寄生二极管导通，使振荡器工作不正常。

由此可见，传统的RC环形振荡器在实际的工作过程中，其工作的稳定性与所述RC环形振荡器的输入节点的电压的范围有关系，当所述RC环形振荡器的输入节点VA的电压过大，容易造成MOS晶体管栅极被击穿；当所述RC环形振荡器的输入节点VA的电压过低，又不得不放弃低成本的多晶-N阱电容和N阱电阻。为避免传统的RC环形振荡器工作过程的缺陷，需要提出一种振荡器，以使所述振荡器的输入节点VA的电压控制在一定范围，尤其控制在电源电压VDD和0之间。

发明内容

本发明的目的是提供一种RC环形振荡器，所述RC环形振荡器可以通过控制输入至自身的节点电压在一定范围，从而即避免MOS晶体管栅极击穿，又可以采用低成本的多晶-N阱电容和N阱电阻。

为解决上述问题，本发明提出的一种RC环形振荡器，包括第一级联反相器、第二级联反相器、第三级联反相器、电阻、第一等效电容和第二等效电容；所述第一级联反相器的输入端和输出端分别连接第一节点和第二节点；所述第二级联反相器的输入端和输出端分别连接第二节点和第三节点；所述电阻的两端分别连接第一节点和第二节点；所述第一等效电容的正极和负极分别连接第一节点和第三节点；所述第二等效电容的正极和负极分别连接第一节点和第四节点；第三级联反相器的输入端和输出端分别连接第三节点和第四节点；所述第一节点为所述RC环形振荡器的输入节点。

进一步的，所述第一级联反相器至第三级联反相器均由奇数个反相器级联构成。

进一步的，所述第一等效电容包括第一电容和第二电容，第一电容的正极和第二电容的负极均连接至第一节点；第一电容的负极和第二电容的正极均连接至第三节点；所述第二等效电容包括第三电容和第四电容，第三电容的正极和第四电容的负极均连接至第一节点；第三电容的负极和第四电容的正极均连接至第四节点。

进一步的，所述第一电容至第四电容均为多晶-N阱电容。

进一步的，所述RC环形振荡器还包括一缓冲器，所述缓冲器的输入端连接第三节点，所述缓冲器的输出端作为所述RC环形振荡器的输出节点。

进一步的，所述缓冲器由偶数个反相器级联构成。

进一步的，所述第一级联反相器至第三奇数级联及缓冲器或由CMOS反相器组成、或由RS触发器组成、或由具有反向作用的逻辑单元组成。

进一步的，所述第一级联反相器至第三级联反相器以及第四反相器和第五反相器为由CMOS反相器或为由RS触发器或其它具有反向作用的逻辑单元构成的反相器。

进一步的，所述电阻为N阱电阻。

为了解决上述问题，本发明还提出一种RC环形振荡器的电压调节方法，当所述第一节点通过所述电阻分别对所述第一等效电容和第二等效电容充电，使所述第一节点电压达到所述第一级联反相器的翻转点电压时翻转，以使所述第一节点电压大于所述第一级联反相器的翻转点电压而小于电源电压；当所述第一节点通过所述电阻分别对所述第一等效电容和第二等效电容放电，使所述第一节点电压达到所述第一级联反相器的翻转点电压时翻转，以使所述第一节点电压大于0而小于所述第一级联反相器的翻转点电压。

进一步的，所述第一节点通过所述电阻分别对所述第一等效电容和第二等效电容充电，使所述第一节点电压达到所述第一级联反相器的翻转点电压时翻转；翻转前，所述第二节点电压和第四节点电压为电源电压，所述第三节点电压为0；翻转后，所述第二节点电压和第四节点电压为0，所述第三节点电压为电源电压；根据电荷守恒原理，所述第一等效电容和第二等效电容翻转前的电荷与翻转后的电荷守恒，则翻转后所述第一节点电压的计算公式如下：

$(\frac{1}{2}\mathrm{VDD}-\mathrm{VDD})\×C0+(\frac{1}{2}\mathrm{VDD}-0)\×m\×C0=(\mathrm{VX}-0)\×C0+(\mathrm{VX}-\mathrm{VDD})\×m\×C0\⇒$

$\mathrm{VX}=(3-\frac{4}{1+m})\×\frac{\mathrm{VDD}}{2}$

其中，VDD为所述电源电压，所述第二等效电容的容值为C0，所述第一等效电容的容值为所述第二等效电容的容值的m倍，所述第一级联反相器的翻转点电压值为

翻转后所述第一节点电压值为VX，且时，1＜m＜3。

进一步的，所述第一节点通过所述电阻分别对所述第一等效电容和第二等效电容放电，使所述第一节点电压达到所述第一级联反相器的翻转点电压时翻转；翻转前，所述第二节点电压和第四节点电压为0，所述第三节点电压为电源电压；翻转后，所述第二节点电压和第四节点电压为电源电压，所述第三节点电压为0；根据电荷守恒原理，所述第一等效电容和第二等效电容翻转前的电荷与翻转后的电荷守恒，则翻转后所述第一节点电压的计算公式如下：

$(\frac{1}{2}\mathrm{VDD}-0)\×C0+(\frac{1}{2}\mathrm{VDD}-\mathrm{VDD})\×m\×C0=(\mathrm{VX}-\mathrm{VDD})\×C0+(\mathrm{VX}-0)\×m\×C0\⇒$

$\mathrm{VX}=(\frac{4}{1+m}-1)\×\frac{\mathrm{VDD}}{2}$

其中，VDD为所述电源电压，所述第二等效电容的容值为C0，所述第一等效电容的容值为所述第二等效电容的容值的m倍，所述第一级联反相器的翻转点电压值为

翻转后所述第一节点电压值为VX，且

时，1＜m＜3。

由上述技术方案可见，本发明与传统的RC环形振荡器相比，本发明公开的RC环形振荡器，首先，可以控制RC环形振荡器的输入节点的电压在一定范围，所述范围为电源电压VDD和低电平0之间。其次，由于RC环形振荡器中的环形振荡器由反相器构成，尤其是以CMOS反相器构成，当可以控制RC环形振荡器的输入节点的电压不超过所述范围的最大值时，可有效避免构成RC环形振荡器中的MOS管栅极击穿；当可以控制RC环形振荡器的输入节点的电压不低于所述范围的最小值时，可采用低成本的多晶-N阱电容和N阱电阻，从而可以改善传统的RC环形振荡器不能控制其输入节点的电压而导致的MOS管栅极击穿以及不能采用低成本的多晶-N阱电容和N阱电阻的缺陷。

附图说明

图1是传统的RC环形振荡器的电路结构示意图；

图2是传统的CMOS反相器的电路结构示意图；

图3是传统的缓冲器的电路结构示意图；

图4是传统的RC环形振荡器各节点电压的波形示意图；

图5是传统的双多晶电容结构示意图；

图6是传统的MIM电容结构示意图；

图7是传统的多晶-N阱电容结构示意图；

图8是多晶-N阱电容反向并联连接示意图；

图9是N阱电阻结构示意图；

图10是本发明一实施例中具有等效电容的RC环形振荡器的电路结构示意图；

图11是本发明另一实施例中等效电容通过两个反向并联电容表示的RC环形振荡器的电路结构示意图；

图12是本发明又一实施例中由RS触发器构成的RC环形振荡器的电路结构图；

图13是本发明一种RC环形振荡器中各节点电压的波形示意图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明。但是本发明能够以很多不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施的限制。

【实施例一】

图10所示为具有等效电容的RC环形振荡器的电路结构示意图。

如图10所示，所述RC环形振荡器由第一级联反相器、第二级联反相器、第三级联反相器、一电阻R1、第一等效电容C12和第二等效电容C34构成。所述第一级联反相器的输入端和输出端分别连接第一节点VA和第二节点VB，所述第二级联反相器的输入端和输出端分别连接第二节点VB和第三节点VC，所述电阻的两端分别连接第一节点VA和第二节点VB，所述第一等效电容C12的正极和负极分别连接第一节点VA和第三节点VC，所述第二等效电容C34的正极和负极分别连接第一节点VA和第四节点VD，第三级联反相器的输入端和输出端分别连接第三节点VC和第四节点VD。所述第一节点VA为所述RC环线振荡器的输入节点。

其中，所述第一级联反相器至第三级联反相器均可以为奇数个反相器构成，例如，所述第一级联反相器至少可以由第一反相器INV1构成，所述第二级联反相器至少可以由第二反相器INV2构成，所述第三级联反相器至少可以由第三反相器INV3，本实施例一分别通过第一反相器INV1构成的所述第一级联反相器、第二反相器INV2构成的第二级联反相器和第三反相器INV3构成的第三级联反相器对本发明所要解决的问题进行说明，但是并不限定于所述第一级联反相器、第二级联反相器和第三级联反相器只由一个反相器构成，也可以由三个反相器级联构成，或还可以由更多的奇数个反相器级联构成所述第一级联反相器、第二级联反相器和第三级联反相器。

此外，所述第一反相器INV1、第二反相器INV2和第三反相器INV3可以由CMOS反相器(参见图2)组成，所述第一等效电容C12和第二等效电容C34可以由多晶-N阱电容(如图7)构成，所述电阻R1为N阱电阻(参见图7)。

【实施例二】

基于图10所述的电路结构示意图，形成图11所示的等效电容通过两个反向并联电容表示的RC环形振荡器的电路结构示意图。

所述RC环形振荡器由第一级联反相器、第二级联反相器、第三级联反相器、一电阻R1、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3和第四电容C4构成。其中，第一电容C1和第二电容C2反向并联看作一个整体，可以等效于第一等效电容C12，第一电容C1的正极和第二电容C2的负极均连接至第一节点VA，第一电容C1的负极和第二电容C2的正极均连接至第三节点VC；第三电容C3和第四电容C4反向并联看作一个整体，可以等效于第二等效电容C34，第三电容C3的正极和第四电容C4的负极均连接至第一节点VA，第三电容C3的负极和第四电容C4的正极均连接至第四节点VD。接着，将所述第一级联反相器，所述第二级联反相器，所述第三级联反相器，所述电阻R1，以及通过第一电容C1和第二电容C2等效形成的所述第一等效电容C12，以及通过第三电容C3和第四电容C4等效形成的所述第二等效电容C34按照图10所示的电路结构进行元件连接，形成图11所示的等效电容通过两个反向并联电容表示的电路结构示意图。其中，所述第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3和第四电容C4均可以为多晶-N阱电容。

【实施例三】

基于图11所述的电路结构示意图，形成图12所示的由RS触发器构成的RC环形振荡器的电路结构示意图。

所述第一级联反相器还可以由RS触发器组成或由具有反向作用的逻辑单元组成。本实施例三中，以所述第一级联反相器由RS触发器构成为例进行说明。当所述第一级联反相器采用RS触发器时，即所述第一反相器INV1包括一RS触发器和第六反相器INV6，所述RS触发器由两个双输入端与非门构成，第一双输入端与非门NAND1的一输入端、另一输入端和输出端分别连接至第一节点VA、第五节点VE和第二节点VB，所述第六反相器INV6的输入端和输出端分别连接至第一节点VA和第六节点VF，第二双输入端与非门NAND2的一输入端、另一输入端和输出端分别连接至第六节点VF、第二节点和第五节点VE，从而形成由RS触发器和第六反相器INV6构成的第一反相器INV1。

本实施例三通过由RS触发器和第六反相器INV6构成的第一反相器INV1作为所述第一级联反相器运用。由于所述第一级联反相器还可以由其它奇数个反相器级联构成，每个反相器也可以用所述的第一反相器INV1的结构构成，且所述第二级联反相器和第三级联反相器也可以运用所述第一级联反相器相同的结构，对本发明所要解决的问题进行说明。

将实施例三中的所述第一级联反相器、所述第二级联反相器，所述第三级联反相器，所述电阻R1，以及通过第一电容C1和第二电容C2等效形成的所述第一等效电容C12，以及通过第三电容C3和第四电容C4等效形成的所述第二等效电容C34按照图11所示的电路结构进行元件连接，形成图12。

以上三个实施例所述的RC环形振荡器还包括缓冲器BUF，所述缓冲器BUF的输入端连接至第三节点VC，且所述缓冲器BUF的输出端连接至第五节点VG，并作为RC环形振荡器的输出节点。所述缓冲器BUF至少可以由第四反相器INV4和第五反相器INV5前后串联构成，但不仅限于只有两个反相器级联构成，还可以由其它偶数个反相器级联构成。因此，本发明提及的第四反相器INV4至第六反相器INV6也可以由CMOS反相器组成、或为由RS触发器组成、或由具有反向作用的逻辑单元组成。

以图10至图12中所述的电路结构示意图为例，结合附图13，对通过控制所述RC环形振荡器的输入节点VA的电压范围，以实现RC环形振荡器的正常工作，并将所述RC环形振荡器的输入节点VA的电压产生的时钟信号通过缓冲器稳定的输出的电压调节方法分析如下：

如图13所示，横坐标t代表时间，纵坐标代表电压。当t＝0时，所述RC环形振荡器开始工作；当t为0～T1时，为所述第二节点VB通过所述电阻R1分别对所述第一等效电容C12和第二等效电容C34进行充电的过程，使得所述第一节点VA的电压逐渐升高；当t＝T1时，所述第一节点VA的电压达到所述第一级联反相器的翻转点电压时翻转，翻转后所述第一节点VA的电压大于所述第一级联反相器的翻转点电压而小于电源电压VDD。当t为T1～T2时，为所述第二节点VB通过所述电阻R1分别对所述第一等效电容C12和第二等效电容C34进行放电的过程，使得所述第一节点VA的电压逐渐降低；当t＝T2时，所述第一节点VA的电压达到所述第一级联反相器的翻转点电压时翻转，翻转后所述第一节点VA的电压大于低电平0而小于所述第一级联反相器的翻转点电压，所述翻转点电压为

由此可见，所述第一节点VA的电压范围大于低电平0而不超过电源电压，所述电源电压为高电平VDD。

进一步地，分别对第一等效电容C12和第二等效电容C34由于充电和放电过程而控制所述第一节点VA的电压范围大于低电平0而不超过电源电压VDD的电压调节方法的工作原理分析如下：

取第二等效电容C34的容值为C0，第一等效电容C12的容值为第二等效电容C34的m倍，即m×C0。

对第一等效电容C12和第二等效电容C34进行充电，时间为t＝0～t＝T1的过程：参见图13，翻转前，当t＝0时，第二节点VB的电压为高电平VDD，第三节点VC为低电平0，第四节点VD的电压为高电平VDD。当t为0～T1时，所述第二节点VB通过电阻R1对第一等效电容C12和第二等效电容C34进行充电，从而使所述第一节点VA的电压逐渐升高。当t＝T1时，所述第一节点VA的电压达到所述第一级联反相器的翻转点电压此时第一等效电容C12上的压降为

第二等效电容C34上的压降为

翻转后，第二节点VB的电压为低电平0，第三节点VC的电压为高电平VDD，第四节点VD的电压为低电平0。

设翻转后所述第一节点VA的电压为VX，由于第一等效电容C12和第二等效电容C34翻转前的电荷与翻转后的电荷守恒，根据电荷守恒原理，翻转后所述第一节点VA的电压VX的计算公式如下：

$(\frac{1}{2}\mathrm{VDD}-\mathrm{VDD})\×C0+(\frac{1}{2}\mathrm{VDD}-0)\×m\×C0=(\mathrm{VX}-0)\×C0+(\mathrm{VX}-\mathrm{VDD})\×m\×C0\⇒$

$\mathrm{VX}=(3-\frac{4}{1+m})\×\frac{\mathrm{VDD}}{2}$

从上面的计算公式可以看出，翻转后所述第一节点VA的电压VX同第一等效电容C12和第二等效电容34之间的容值比例m相关：当m越大，翻转后所述第一节点VA的电压VX就越大；当m越小，翻转后所述第一节点VA的电压VX就越小。为使所述RC环形振荡器正常工作，须使翻转后所述第一节点VA的电压VX大于

同时避免MOS晶体管易受所述RC环形振荡器的输入端连接的第一节点VA的电压VX的影响而导致其栅极击穿，或避免使用多晶-N阱电容和N阱电阻而导致多晶-N阱电容和N阱电阻中的寄生二极管导通，又须将所述第一节点VA的电压VX控制在低电平0到电源电压VDD之间，因此，所述第一级联反相器的翻转点电压

即：

$\frac{\mathrm{VDD}}{2}<\mathrm{VX}=(3-\frac{4}{1+m})\&times;\frac{\mathrm{VDD}}{2}<\mathrm{VDD}\&DoubleRightArrow;$

$\frac{1}{2}<(3-\frac{4}{1+m})\&times;\frac{1}{2}<1\&DoubleRightArrow;$

$1<m<3$

对第一等效电容C12和第二等效电容C34进行放电，时间为t＝T1～t＝T2的过程：参见图13，翻转前，t＝T1时，第二节点VB的电压为低电平0，第三节点VC的电压为高电平VDD，第四节点VD的电压为低电平0。当t为T1～T2时，所述第二节点VB通过电阻R1对第一等效电容C12和第二等效电容C34进行放电，从而使所述第一节点VA的电压逐渐降低。当t＝T2时，所述第一节点VA的电压达到所述第一级联反相器的翻转点电压

此时第一等效电容C12上的压降为

第二等效电容C34上的压降为

翻转后，第二节点VB的电压为高电平VDD，第三节点VC的电压为低电平0，第四节点VD的电压为高电平VDD。

设翻转后所述第一节点VA的电压为VX，由于第一等效电容C12和第二等效电容C34翻转前的电荷与翻转后的电荷守恒，根据电荷守恒原理，翻转后所述第一节点VA的电压VX的计算公式如下：

$(\frac{1}{2}\mathrm{VDD}-0)\&times;C0+(\frac{1}{2}\mathrm{VDD}-\mathrm{VDD})\&times;m\&times;C0=(\mathrm{VX}-\mathrm{VDD})\&times;C0+(\mathrm{VX}-0)\&times;m\&times;C0\&DoubleRightArrow;$

$\mathrm{VX}=(\frac{4}{1+m}-1)\&times;\frac{\mathrm{VDD}}{2}$

从上面的计算公式可以看出，翻转后所述第一节点VA的电压VX同第一等效电容C12和第二等效电容C34之间的容值比例m相关：当m越大，翻转后所述第一节点VA的电压VX就越小；当m越小，翻转后所述第一节点VA的电压VX就越大。为使所述RC环形振荡器正常工作，须使翻转后所述第一节点VA的电压VX小于

同时避免MOS晶体管易受所述RC环形振荡器的输入端连接的第一节点VA的电压VX的影响而导致其栅极击穿，或避免使用多晶-N阱电容和N阱电阻而导致多晶-N阱电容和N阱电阻中的寄生二极管导通，又须将所述第一节点VA的电压VX控制在低电平0到电源电压VDD之间，因此，低电平0＜所述第一节点VA的电压VX＜所述第一级联反相器的翻转点电压

即：

$0<\mathrm{VX}=(\frac{4}{1+m}-1)\&times;\frac{\mathrm{VDD}}{2}<\frac{1}{2}\mathrm{VDD}\&DoubleRightArrow;$

$0<(\frac{4}{1+m}-1)\&times;\frac{1}{2}<\frac{1}{2}\&DoubleRightArrow;$

$1<m<3$

这样m的取值范围与时间在0到T1时的要求一致。

参见图13，如此重复，对第一等效电容C12和第二等效电容C34进行充电，时间为t＝T2～t＝T3的过程：第二节点VB又通过电阻R1对第一等效电容C12和第二等效电容C34进行充电，在t＝T3时翻转；对第一等效电容C12和第二等效电容C34进行放电，时间为t＝T3～t＝T4的过程：第二节点VB又通过电阻R1对第一等效电容C12和第二等效电容C34进行放电，在t＝T4时翻转。

由上述三个实施例可知，所述的RC环形振荡器可以控制所述第一节点VA的电压VX范围大于低电平0而不超过电源电压VDD，因此，不会出现MOS晶体管栅极击穿的现象，并且可以采用低成本的多晶-N阱电容和N阱电阻而不会出现寄生二极管导通而带来的RC环形振荡器工作不正常的现象，由此，所述第一节点VA的电压变化而使第三节点VC的电压不断翻转，产生时钟信号，并将正常的时钟信号通过缓冲器BUF1输出端输出，运用于各类电子设备。

本发明虽然以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定权利要求，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以做出可能的变动和修改，因此本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。

Claims (11)

1.一种RC环形振荡器，其特征在于，包括第一级联反相器、第二级联反相器、第三级联反相器、电阻、第一等效电容和第二等效电容；所述第一级联反相器的输入端和输出端分别连接第一节点和第二节点；所述第二级联反相器的输入端和输出端分别连接第二节点和第三节点；所述电阻的两端分别连接第一节点和第二节点；所述第一等效电容的正极和负极分别连接第一节点和第三节点；所述第二等效电容的正极和负极分别连接第一节点和第四节点；第三级联反相器的输入端和输出端分别连接第三节点和第四节点；所述第一节点为所述RC环形振荡器的输入节点。

2.如权利要求1所述的RC环形振荡器，其特征在于，所述第一级联反相器至第三级联反相器均由奇数个反相器级联构成。

3.如权利要求1所述的RC环形振荡器，其特征在于，所述第一等效电容包括第一电容和第二电容，第一电容的正极和第二电容的负极均连接至第一节点；第一电容的负极和第二电容的正极均连接至第三节点；所述第二等效电容包括第三电容和第四电容，第三电容的正极和第四电容的负极均连接至第一节点；第三电容的负极和第四电容的正极均连接至第四节点。

4.如权利要求3所述的RC环形振荡器，其特征在于，所述第一电容至第四电容均为多晶-N阱电容。

5.如权利要求1所述的RC环形振荡器，其特征在于：所述RC环形振荡器还包括一缓冲器，所述缓冲器的输入端连接第三节点，所述缓冲器的输出端作为所述RC环形振荡器的输出节点。

6.如权利要求5所述的RC环形振荡器，其特征在于，所述缓冲器由偶数个反相器级联构成。

7.如权利要求6所述的RC环形振荡器，其特征在于，所述第一级联反相器至第三奇数级联及缓冲器或由CMOS反相器组成、或由RS触发器组成、或由具有反向作用的逻辑单元组成。

8.如权利要求1所述的RC环形振荡器，其特征在于，所述电阻为N阱电阻。

9.一种如权利要求1所述的RC环形振荡器的电压调节方法，其特征在于，当所述第一节点通过所述电阻分别对所述第一等效电容和第二等效电容充电，使所述第一节点电压达到所述第一级联反相器的翻转点电压时翻转，以使所述第一节点电压大于所述第一级联反相器的翻转点电压而小于电源电压；当所述第一节点通过所述电阻分别对所述第一等效电容和第二等效电容放电，使所述第一节点电压达到所述第一级联反相器的翻转点电压时翻转，以使所述第一节点电压大于0而小于所述第一级联反相器的翻转点电压。

10.如权利要求9所述的RC环形振荡器的电压调节方法，其特征在于，所述第一节点通过所述电阻分别对所述第一等效电容和第二等效电容充电，使所述第一节点电压达到所述第一级联反相器的翻转点电压时翻转；翻转前，所述第二节点电压和第四节点电压为电源电压，所述第三节点电压为0；翻转后，所述第二节点电压和第四节点电压为0，所述第三节点电压为电源电压；根据电荷守恒原理，所述第一等效电容和第二等效电容翻转前的电荷与翻转后的电荷守恒，则翻转后所述第一节点电压的计算公式如下：

$(\frac{1}{2}\mathrm{VDD}-\mathrm{VDD})\&times;C0+(\frac{1}{2}\mathrm{VDD}-0)\&times;m\&times;C0=(\mathrm{VX}-0)\&times;C0+(\mathrm{VX}-\mathrm{VDD})\&times;m\&times;C0\&DoubleRightArrow;$

$\mathrm{VX}=(3-\frac{4}{1+m})\&times;\frac{\mathrm{VDD}}{2}$

其中，VDD为所述电源电压，所述第二等效电容的容值为C0，所述第一等效电容的容值为所述第二等效电容的容值的m倍，所述第一级联反相器的翻转点电压值为

翻转后所述第一节点电压值为VX，且

时，1＜m＜3。

11.如权利要求9所述的RC环形振荡器的电压调节方法，其特征在于，所述第一节点通过所述电阻分别对所述第一等效电容和第二等效电容放电，使所述第一节点电压达到所述第一级联反相器的翻转点电压时翻转；翻转前，所述第二节点电压和第四节点电压为0，所述第三节点电压为电源电压；翻转后，所述第二节点电压和第四节点电压为电源电压，所述第三节点电压为0；根据电荷守恒原理，所述第一等效电容和第二等效电容翻转前的电荷与翻转后的电荷守恒，则翻转后所述第一节点电压的计算公式如下：

$(\frac{1}{2}\mathrm{VDD}-0)\&times;C0+(\frac{1}{2}\mathrm{VDD}-\mathrm{VDD})\&times;m\&times;C0=(\mathrm{VX}-\mathrm{VDD})\&times;C0+(\mathrm{VX}-0)\&times;m\&times;C0\&DoubleRightArrow;$

$\mathrm{VX}=(\frac{4}{1+m}-1)\&times;\frac{\mathrm{VDD}}{2}$

其中，VDD为所述电源电压，所述第二等效电容的容值为C0，所述第一等效电容的容值为所述第二等效电容的容值的m倍，所述第一级联反相器的翻转点电压值为

翻转后所述第一节点电压值为VX，且

时，1＜m＜3。

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