CN102714645A - 用于具有多个天线的ofdm系统的导频模式 - Google Patents

Abstract

本发明涉及具有多个发射天线接收天线的正交频分复用（OFDM）通信系统，具体地说，涉及用于将分散导频（SP）插入到这种OFDM系统的发射信号中，以及基于分散导频、多天线OFDM发射机和OFDM接收机来估计信道属性的方法。在该上下文中，本发明的特定方法是保持与单发射机放入情况相同的SP模式，将导频划分到与发射机（发射天线）一样多的子集中，并将这些子集在时间和频率两者中进行交织。在这种方式中，减少了同一子集中的导频的粒度。这提供了在设计分散导频模式中的灵活性，以及所估计的信道属性较高的准确性。

Description

用于具有多个天线的OFDM系统的导频模式

技术领域

概括地说，本发明涉及具有多个（例如，4个）发射天线和一个或多个接收天线的OFDM（正交频分复用）通信系统，具体地说，涉及用于将分散导频插入到这种OFDM系统的发射信号中，以及基于分散导频、多天线OFDM发射机和OFDM接收机来估计信道属性的方法。

背景技术

正交频分复用（OFDM）是一种数字多载波调制方案，其使用大量紧密间隔的正交子载波。使用传统的调制方案（诸如正交幅度调制）以低符号速率对每个子载波进行调制，在相同的带宽中维持类似于传统的单载波调制方案的数据速率。

OFDM对比单载波方案的主要优势在于，其无需复杂的均衡滤波器来处理多种信道状况的能力，例如，在高频率在较长的铜线上的衰减，窄带干扰以及由于多径造成的频率选择性衰落。由于可以将OFDM视作为使用许多慢速调制的窄带信号而不是一个快速调制的宽带信号，因此简化了信道均衡。低符号速率使得能够负担得起符号之间保护间隔的使用，这使其能够处理时间扩频并消除符号间干扰。

在OFDM通信中，分散导频（SP）典型地用于信道估计和均衡。分散导频是具有根据定义的模式在频率和时间中排列的已知相位和幅度的复数个OFDM单元。这些导频通常是从二进制字母表（例如，{+1;-1}）中选择的，并在与数据单元相比的功率中进行提升。

图1示出了以对角线网格形式的这种模式的示例，如在DVB-T（地面数字视频广播）所使用的，即，基于OFDM的数字广播标准（参阅ETSI标准ETS 300744，“用于电视、声音和数据服务的数字广播系统；用于数字地面电视的帧结构、信道编码和调制”）。导频由黑圈来指示，而数据单元由空心圆来指示。

图1中所示的分散模式的特征在于两个参数：D_s是在导频承载子载波中沿着时间轴的相邻的SP之间的距离，D_k是沿着频率轴的相邻的两个SP承载子载波之间的距离。这两个参数还分别称为时间和频率中的SP间隔。在这种类型的模式中，SP出现在每个OFDM符号中，并且符号中的两个SP之间的距离是D_sD_k。本发明建立于这种SP模式之上。在DVB-T中，如图1中所示，D_s=4，并且D_k=3。

由于信道（信道的状态）通常在时间上（由于多普勒变化）和在频率上（由于多径延迟）而变化（衰落），因此SP模式必须足够密集，以便通过采样定理来根据需要沿着两个轴对信道变化进行采样。D_s参数定义了沿着时间轴的采样，而D_k参数定义了沿着频率轴的采样。

信道估计过程由两个步骤组成。第一，通过将所接收的值除以已知的导频值（参考信号），以在SP位置处估计信道。第二，通过在SP位置处的估计之间进行内插来计算对其它单元的信道估计。内插在概念上是二维的，但可以实际地通过首先在时间上进行内插然后再在频率上进行内插来执行，如图9中所示。此外，可以将内插与噪声减少进行组合，以便提高估计的精确度。

为了增加通信可靠性，可以使用在相同频带中并行操作的多个发射机。这在本领域中称为多输入单输出（MISO）（当存在一个接收机时），或者多输入多输出（MIMO）（当存在多个接收机时）。如在单发射机情况中，需要信道估计来进行相干解调。

在一般的MIMO情况下，必须对每个发射机和每个接收机之间的信道进行估计。作为例子，图10中示出了4个发射机和2个接收机的MIMO配置。可以将所接收的信号向量y表达为所发射的信号向量x和信道矩阵H的函数，如下面的数学公式1中所示。

[数学公式1]

其中，N是发射机数目（例如，N=4），M是接收机数目。所有的数量都是复数值。

信道估计过程由每个接收机独立地执行。因此，出于信道估计目的，接收机的数目是不相关的。可以将由接收机观测到的信号记作下面的数学公式2所示的。

[数学公式2]

$y=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_n{x}_n$

每个接收机基于在SP位置处接收的值来产生每个OFDM单元处的N个信道分量h₁，...,h_N的估计。

因此，基于OFDM的MISO或者MIMO系统的任何实现必须定义（i）如何对分散导频进行编码，使得能够在接收机中容易地对N个信道分量进行估计，以及（ii）如何在时间和频率中对分散导频进行排列。

用于估计信道分量的关键思想是针对不同的发射机使用不同的SP。为了能够对各个信道分量进行估计，将SP划分到与所存在的发射机一样多的子集中。将属于子集的所有导频都乘以常量系数，该常量系数取决于该子集和发射机（发射天线）。在4个发射机（4个发射天线）的情况下，存在16个系数，可以将这16个系数表达为4x 4矩阵，如图12A和12B中所示的。行对应于发射机（发射天线），而列对应于SP子集。

根据图12A，将由发射天线n发射的并属于子集m的导频乘以系数C_mn。例如，导频与4个系数C₁₁（用于发射天线1）、C₁₂（用于发射天线2）、C₁₃（用于发射天线3）和C₁₄（用于发射天线4）中的一个系数相乘的结果用作要分配给在子集1中发射的信号的SP。

关于系数的值，存在一个必须满足以便能够分离接收机中的信道分量的充分必要条件：系数矩阵必须是满秩的（即，可逆的）。如果将在导频位置处所接收的值写成下面的数学公式3，则该理由是显而易见的。

[数学公式3]

$y=\left(\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_n{c}_{\mathrm{mn}}\right)p_m$

在上面的数学公式3中，p_m是子集m中的导频的（在相乘之前的）原始值，y_m是在所述导频的位置处的接收值，h_n是发射机（发射天线）n和接收机之间的信道，c_mn是用于子集m和发射机（发射天线）n的常量导频系数。为了简单起见，这里没有考虑信道噪声。

原始导频值p_m是不相关的。由e_m来表示y_m/p_m比，可以以下面的数学公式4中所示的矩阵形式来表示上面的数学公式3的方程。

[数学公式4]

可以通过将e_m估计左乘系数矩阵的逆，来计算对信道h₁到h_N的信道估计，如下面的数学公式5中所示。

[数学公式5]

如从上面的数学公式5所显而易见的，系数矩阵的逆对于信道估计来说是不可避免的。这是为何系数矩阵必须是满秩的原因。

虽然任何满秩复矩阵都是如此，但由于其简单性，本领域通常使用下面的两个矩阵：

酉对角阵（对于任意的N都存在）

[数学公式6]

$\left[\begin{array}{cccc}1& 0& 0& 0\\ 0& 1& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0\\ 0& 0& 0& 1\end{array}\right]$

阿达玛（Hadamard）矩阵（仅对于N=2或者4的倍数存在）

[数学公式7]

$\left[\begin{array}{cccc}+1& +1& +1& +1\\ +1& -1& +1& -1\\ +1& +1& -1& -1\\ +1& -1& -1& +1\end{array}\right]$

物理上，使用酉对角阵意味着，对于天线n，只有子集n中的导频非零。这意味着在对应于子集n的导频的那些位置处的接收值可以用于计算该位置的信道分量h_n的估计，而无需进一步信号处理。

使用阿达玛矩阵来进行导频编码需要在接收机中针对每个单元执行与该矩阵的乘法。这种乘法还称为阿达玛变换。图13中示出了优化的实现（本领域公知为快速阿达玛变换）的示意图。

剩下的问题是如何在时间和频率中对分散导频进行排列。一种选择是保持与单发射机情况中相同的SP模式，其中在单发射机情况下，布置是已知的，仅必须阐明的是划分到子集中。

专利引文1提供了一种对如何在时间和频率中排列分散导频的问题的可能的解决方案。根据专利引文1，根据与单发射机情况相同的模式来在时间和频率中排列分散导频，将导频的不同子集分配给不同的导频承载子载波。换言之，根据分散导频的子载波索引来将分散导频划分到子集中。因此，将分散导频的N个子集在频率中（即，沿着子载波轴）进行均匀地交织。图2和图3分别示出了如专利引文1所教导的、针对2个和4个发射机的子集排列模式的示例。

从专利引文2中已知一种替代的方法，根据该方法，将分散导频的N个子集在时间中（即，沿着符号轴）进行均匀地（等间隔地）交织。图4和图5分别示出了如专利引文1所教导的、针对2个和4个发射机的子集排列模式的示例。

不是保持单发射机情况的导频模式，而是可以对N个子集的导频进行分组，如图6中所指示的。该方法称为“组交织”，并与图2到图5中所示的“等间隔交织”或者“偶交织”的方法形成对比。在4个发射机（发射天线）的情况下，可以存在4个导频（来自子集1/2/3/4）的组或者2个导频（例如，来自子集1/2和3/4）的组。图6示出了前一种情况。参考图6，对组本身进行排列，以便在时间和频率中是分散的，就像单发射机情况中的各个分散导频一样。

通常，在一个方向（时间或频率）上对N个导频子集进行交织，将所述方向上的有效导频距离增加了因子N。为了补偿这种影响并保持有效距离，必须将物理导频距离减少相同的因子。因此，如果在频率中对4个子集进行交织（如专利引文1中），则必须将D_k减少因子4。同样，如果在时间中对这4个子集进行复用（如专利引文2中），则必须将D_s减少相同的因子。

由于物理的D_k和D_s必须是整数，因此当只在一个方向上对子集进行交织时，有效距离D_k,eff和D_s,eff将始终是4的倍数。这种子集粒度对于一些应用来说过于粗糙。

[引文列表]

[专利文献]

[PTL 1]

GB 2449470A

[PTL 2]

WO 2009/001528A1

发明内容

[技术问题]

因此，本发明的目的是，在具有多个（例如，4个）发射天线的OFDM系统中，在不增加的导频总数的情况下，提供具有较细粒度的SP模式。本发明的另一目的是，在具有多个（例如，4个）发射天线的OFDM系统中，提供由与多天线发射机兼容的接收机使用以执行信道估计的方法。

[问题的解决方案]

通过独立权利要求中所阐述的特征来实现上述目的。

优选的实施例是从属权利要求的主题。

本发明的特定方法是保持与单发射机情况中相同的SP模式，将导频划分到与所存在的发射天线一样多的子集中，并在时间和频率二者中对这些子集进行交织。

根据本发明的第一方面，提供了一种多天线OFDM发射机。该多天线OFDM发射机具有N个天线，N是大于或等于2的整数。该多天线OFDM发射机包括：用于生成多个数据流的多天线编码器，所述多个数据流中的每个数据流针对所述N个发射天线中的每个发射天线，每个数据流由连续的OFDM符号组成，每个OFDM符号由多个OFDM小区（单元）组成，每个OFDM小区与多个子载波中的一个子载波相关联；用于针对所述多个数据流中的每个数据流生成多个分散导频的导频生成单元，所述多个分散导频划分成M个子集，所述分散导频中的每个分散导频是基于该分散导频所属于的子集和该分散导频要插入的数据流来进行编码的；以及，多个导频插入单元，每个导频插入单元用于根据预定义的周期模式，将所述多个分散导频中的一个分散导频插入到所述多个数据流中的相应的一个数据流中，其中在所述预定义的周期模式中，在具有与同一子载波相关联的OFDM小区中的分散导频的两个OFDM符号之间的时间间隔等于D_s，并且承载所述OFDM符号中的任何一个OFDM符号中的分散导频的两个子载波的频率间隔等于D_k，D_s和D_k中的每一个是大于或等于2的整数，其中，M大于或等于N，并且满足关系M=M_sM_k，M_s和M_k中的每一个是大于或等于2的整数，并且，所述多个导频插入单元中的每一个以下面的方式插入所述分散导频：在具有与同一子载波相关联的OFDM小区中的同一子集的分散导频的两个OFDM符号之间的时间间隔等于D_sM_s，并且承载所述OFDM符号中的任何一个OFDM符号中的所述同一子集的分散导频的两个子载波的频率间隔等于D_kM_k。

在上面的多天线OFDM发射机中，M和N中的每一个可以等于4，并且M_s和M_k中的每一个可以等于2。

在上面的多天线OFDM发射机中，D_k可以等于2、3或者4。

在上面的多天线OFDM发射机中，所述导频生成单元可以通过针对每个子集将该子集的所有分散导频与常量系数进行相乘来对所述分散导频进行编码，其中，所述常量系数取决于该子集和该子集的所有分散导频要插入其中的数据流。

在上面的多天线OFDM发射机中，由用于与所述分散导频相乘的所述常量系数形成的矩阵是可逆的，特别是酉对角矩阵或者阿达玛矩阵。

根据本发明的另外方面，提供了一种OFDM接收机。该OFDM接收机包括：OFDM解调器，其用于获得由连续的OFDM符号组成的数据流，每个OFDM符号由多个OFDM单元组成，每个OFDM单元与多个子载波中的一个子载波相关联；导频提取单元，其用于（i）根据预定义的周期模式来从所述数据流中提取分散导频，其中在所述预定义的周期模式中，在具有与同一子载波相关联的OFDM单元中的分散导频的两个OFDM符号之间的时间间隔等于D_s，并且承载所述OFDM符号中的任何一个OFDM符号中的分散导频的两个子载波的频率间隔等于D_k，D_s和D_k中的每一个是大于或等于2的整数，并且（ii）将所提取的分散导频划分成M个子集；以及，信道估计单元，其用于根据所述分散导频的M个子集来估计多个信道分量，每个信道分量表示多个发射机中的一个发射机和所述OFDM接收机之间的信道状况，其中，M满足关系M=M_sM_k，M_s和M_k中的每一个是大于或等于2的整数，并且在具有与同一子载波相关联的OFDM单元中的同一子集的分散导频的两个OFDM符号之间的时间间隔等于M_sD_s，并且承载所述OFDM符号中的任何一个OFDM符号中的所述同一子集的分散导频的两个子载波的频率间隔等于M_kD_k。

在上面的OFDM接收机中，M可以等于4，并且M_s和M_k中的每一个可以等于2。

在上面的OFDM接收机中，D_k可以等于2、3或者4。

在上面的OFDM接收机中，所述导频提取单元可以针对每个OFDM符号，从与预定义的子载波相关联的OFDM符号中提取至少一个连续导频，并且将所提取的连续导频划分成所述M个子集；以及，所述信道估计单元可以根据所述分散导频和连续导频的M个子集，对所述多个信道分量进行估计。

在上面的OFDM接收机中，所述预定义的子载波可以是承载分散导频的子载波。

在上面的OFDM接收机中，所述预定义的子载波可以与承载分散导频的子载波不同。

在上面的OFDM接收机中，可以将从所述同一子载波中提取的连续导频划分到同一子集中。

在上面的OFDM接收机中，可以将从所述同一子载波中提取的连续导频划分到至少两个不同的子集中。

根据本发明的另外方面，提供了一种用于将分散导频插入到发射信号中的方法。该方法由具有N个发射天线的多天线发射机使用以将分散导频插入到发射信号中。该方法包括下面的步骤：生成多个数据流，所述多个数据流中的每个数据流针对所述N个发射天线中的每个发射天线，每个数据流由连续的OFDM符号组成，每个OFDM符号由多个OFDM小区组成，每个OFDM小区与多个子载波中的一个子载波相关联;针对所述多个数据流中的每个数据流生成多个分散导频，所述多个分散导频划分成M个子集，所述分散导频中的每个分散导频是基于该分散导频所属于的子集和该分散导频要插入的数据流来进行编码的；以及，根据预定义的周期模式，将所述多个分散导频中的一个分散导频插入到所述多个数据流中的相应的一个数据流中，其中在所述预定义的周期模式中，在具有与同一子载波相关联的OFDM小区中的分散导频的两个OFDM符号之间的时间间隔等于D_s，并且承载所述OFDM符号中的任何一个OFDM符号中的分散导频的两个子载波的频率间隔等于D_k，D_s和D_k中的每一个是大于或等于2的整数，其中，M大于或等于N，并且满足关系M=M_sM_k，M_s和M_k中的每一个是大于或等于2的整数，并且，在所述插入步骤中，以下面的方式插入所述分散导频：在具有与同一子载波相关联的OFDM小区中的同一子集的分散导频的两个OFDM符号之间的时间间隔等于D_sM_s，并且承载所述OFDM符号中的任何一个OFDM符号中的所述同一子集的分散导频的两个子载波的频率间隔等于D_kM_k。

在上面的方法中，M和N中的每一个可以等于4，并且M_s和M_k中的每一个可以等于2。

根据本发明的另外方面，提供了一种用于在OFDM接收机处对所述OFDM接收机与N个发射天线中的每个发射天线之间的信道属性进行估计的方法。该方法包括下面的步骤：获得由连续的OFDM符号组成的数据流，每个OFDM符号由多个OFDM单元组成，每个OFDM单元与多个子载波中的一个子载波相关联；根据预定义的周期模式来从所述数据流中提取分散导频，其中在所述预定义的周期模式中，在具有与同一子载波相关联的OFDM单元中的分散导频的两个OFDM符号之间的时间间隔等于Ds，并且承载所述OFDM符号中的任何一个OFDM符号中的分散导频的两个子载波的频率间隔等于D_k，D_s和D_k中的每一个是大于或等于2的整数，并且将所提取的分散导频划分成M个子集；以及，根据所述分散导频的M个子集来估计多个信道分量，每个信道分量表示多个发射机中的一个发射机和所述OFDM接收机之间的信道状况，其中，M满足关系M=M_sM_k，M_s和M_k中的每一个是大于或等于2的整数，并且在具有与同一子载波相关联的OFDM单元中的同一子集的分散导频的两个OFDM符号之间的时间间隔等于M_sD_s，并且承载所述OFDM符号中的任何一个OFDM符号中的所述同一子集的分散导频的两个子载波的频率间隔等于M_kD_k。

在上面的方法中，M和N中的每一个可以等于4，并且M_s和M_k中的每一个可以等于2。

通过下面结合附图给出的描述和优选实施例中，本发明的上述和其它目的和特征将变得更加显而易见。

附图说明

图1示出了如在欧洲数字广播标准DVB-T中使用的传统的单发射机SP模式。

图2示出了具有频率中的等间隔交织的传统2发射机（2发射天线）SP模式。

图3示出了具有频率中的等间隔交织的传统4发射机（4发射天线）SP模式。

图4示出了具有时间中的等间隔交织的传统2发射机（2发射天线）SP模式。

图5示出了具有时间中的等间隔交织的传统4发射机（4发射天线）SP模式。

图6示出了用于4个发射机（发射天线）以及在时间和频率中的分组交织的传统SP模式。

图7示出了根据本发明的实施例，用于4个发射机（发射天线）以及时间和频率中的等间隔交织的SP模式。

图8示出了根据本发明的实施例，用于4个发射机（发射天线）以及时间和频率中的等间隔交织的另一SP模式。

图9示出了针对单发射机情况，使用时间和频率中的可分离内插的信道估计过程。

图10示出了在4x 2MIMO配置中的接收机、发射机和8个信道分量。

图11示出了多天线OFDM发射机的示例性框图。

图12A示出了针对4个发射机情况的16个导频乘法系数。

图12B示出了图12A的优选实现为阿达玛矩阵。

图13示出了快速阿达玛变换。

图14是针对4发射机OFDM的接收机中的信道估计过程的图解。

图15示出了对应于图14的过程的、针对4发射机OFDM的接收机的框图。

图16示出了4x 2MIMO的接收机配置，其中每个OFDM接收机向MIMO解码阶段提供其自己的信道估计。

图17示出了具有位于SP承载子载波上的附加连续导频的创造性SP模式的示例。

图18示出了具有位于非SP承载子载波上的附加连续导频的创造性SP模式的另一示例。

图19示出了从第一天线发射的信号的创造性SP模式以及与该SP相乘的系数。

图20示出了从第二天线发射的信号的创造性SP模式以及与该SP相乘的系数。

图21示出了从第三天线发射的信号的创造性SP模式以及与该SP相乘的系数。

图22示出了从第四天线发射的信号的创造性SP模式以及与该SP相乘的系数。

图23示出了在时间和频率中进行等间隔交织的情况下，存在6个子集的创造性SP模式。

图24示出了在时间和频率中进行等间隔交织的情况下，存在6个子集的创造性SP模式。

图25示出了在时间和频率中进行等间隔交织的情况下，存在6个子集的创造性SP模式。

图26示出了在时间和频率中进行等间隔交织的情况下，存在6个子集的创造性SP模式。

图27示出了每个子集的创造性SP模式，其与图1中所示的SP模式不同。

图28示出了与本发明的实施例有关的数字广播系统的示例性配置。

图29是示出与本发明的实施例有关的接收机的示例性结构的功能结构图。

具体实施方式

本发明提供了用于将分散导频（SP）插入到多天线OFDM系统的发射信号中，用于基于该分散导频、多天线OFDM发射机以及相应的OFDM接收机来估计信道属性的方法。该创造性方法和装置在时间和频率两个方向中均实现了高粒度的分散导频，这是在接收已向其中插入了分散导频的信号的装置中有效地估计信道属性的先决条件。

为此，本发明的特定方法是保持与单发射机情况相同的分散导频模式，将导频划分到与发射天线一样多的子集中，并将这些子集在时间和频率两者中进行交织。在这种方式中，与传统技术相比，减少了子集的粒度，这是由于在4个发射机情况中，D_k,eff和D_s,eff是2而不是4的倍数。这在设计分散导频模式中提供了增加的灵活性。

图7根据本发明的实施例，示出了用于4个发射机并在时间和频率中进行等间隔交织的分散导频模式。每个圆表示一个OFDM单元，每行圆对应于一个OFDM符号，每个列表示一个子载波。导频由较大的圆来指示，而数据单元由较小的圆来指示。

将分散导频划分到分别由数字1、2、3和4来表示的4个子集中。子集的数目对应于不同的发射机天线的数目（即，在该情况下为4）。

如从图1和图7的比较所显而易见的，根据与传统单发射机情况（DVB-T）中相同的模式（即，以对角网格的形式）来排列这些分散导频。导频单元（无论它们属于哪个子集）与数据单元进行交织，使得在时间方向上，导频承载子载波中的两个相邻导频单元之间的距离D_s=4，并且在频率方向上，两个相邻SP承载子载波之间的距离D_k=3。

另一方面，在时间和频率两者中，任何给定的子集的导频单元与其它子集的导频单元进行交织。换言之，导频所属于的子集在频率和时间两个方向上交替。这与图2和图3的传统多天线SP模式形成对比，其中，某个子载波或某个OFDM符号只携带一个且相同子集的导频。

使用图7的创造性SP模式，相同子集的两个导频之间在时间方向上的有效距离D_s,eff等于2D_s（即，时间方向上的SP间隔D_s的两倍），并且相同子集的两个导频之间在频率方向上的有效距离D_k,eff等于2D_k（即，频率方向上的SP间隔D_k的两倍）。

这与图3的传统多天线SP模式形成对比，其中，相同子集的两个导频之间在频率方向上的有效距离D_k,eff等于4D_k（即，频率方向上的SP间隔D_k的四倍）。此外，这还与图5的传统多天线SP模式形成对比，其中，相同子集的两个导频之间在时间方向上的有效距离D_s,eff等于4D_s（即，时间方向上的SP间隔D_s的四倍）。

因此，与图3和图5中所示的传统SP模式相比，图7的创造性SP模式在相同子集的分散导频的分布中提供了更细的粒度。

图8根据本发明的另一实施例，示出了用于4个发射机并在时间和频率中进行等间隔交织的另一SP模式。在该SP模式中，在时间和频率两者中保持了类似的粒度。该SP模式在多个方面类似于图7的SP模式，并实现相同的优点。因此，省略对结合图7所提供的详细解释的重复。

通过比较SP晶格的“单位晶格”，创造性SP模式的优点变得更加显而易见。最初在晶体学的上下文中定义的单位晶格是晶格的最小单位，仅通过转换就可以根据单位晶格重构完整的（周期的）晶格。在图2到图8中，SP模式的单位晶格由虚线来指示。显而易见的是，与图3和图5的SP模式的单位晶格相比，图7和图8中所示的SP模式的单位晶格更紧凑，图3和图5的SP模式的单位晶格在频率（图3）或时间方向（图5）上都更广阔。

图11示出了使用分散导频的多天线OFDM发射机的框图。在编码器1110的输入处馈送要发射的比特。在编码器1110中，这些比特经历BICM（比特交织编码和调制）编码，其在编码器1110的输出处产生复符号。BICM编码由三个基本步骤组成：1）FEC（前向纠错）编码；2）比特交织；以及3）调制。该过程在本领域中是公知的。FEC编码通常是LDPC（低密度奇偶校验）码或者Turbo码，而调制通常是QAM（正交幅度调制）。

将由BICM编码器1110产生的复符号馈送到多天线处理器1120，在多天线处理器1120中，这些复符号经历多天线编码，凭此对输入流进行编码以生成等数据速率的多个并行流，多个并行流中的每个流针对每个发射机/天线。输出流携带与输入流完全相同的信息。通常，针对该目的而使用STBC（空时分组编码）。在本领域中存在已知的多个STBC变量。

随后，根据特定的算法（其不构成本发明的目的），将由STBC编码产生的复符号映射到时频OFDM网格上。映射过程的输出由OFDM符号组成，OFDM符号转而由复OFDM单元组成。随后，由一组符号交织器（1130-1、1130-2、1130-3、1130-4）对这些单元进行交织，以便改善经编码的数据的频率分集。这种交织在本领域中是公知的，并且由于该OFDM符号跨越可用的频率带宽，因此还称为频率交织。对于所有发射机/天线而言，映射和交织是完全相同的。

在OFDM符号交织之后，分散导频（SP）由导频生成单元1140生成，并由一组导频插入单元（1150-1、1150-2、1150-3、1150-4）进行插入。对于所有发射机/天线来说，这些SP是不同的。每个导频插入单元将所输入的SP插入到OFDM信号中，以便实现例如图7和图8中所示的符号模式。为了能够对各个信道分量进行估计，将SP划分到与发射机/天线一样多的子集中。将属于子集的所有导频与常量系数相乘，该常量系数取决于该子集和发射机（发射天线）。在4发射机的情况下，存在可以表达为4x 4矩阵的16个系数，如图12A和图12B中所示。行对应于发射机（发射天线），而列对应于SP子集。

然后，将产生的包括数据单元和导频单元的OFDM符号馈送到OFDM调制器（1160-1、1160-2、1160-3、1160-4），其后接着上变频器（1170-1、1170-2、1170-3、1170-4）、RF放大器（1180-1、1180-2、1180-3、1180-4），并最终通过发射天线进行发射。

在接收机侧，信道估计过程类似于在图9中的单发射机情况中使用的过程。然而，不是一个信道估计过程，而是将并行地执行4个过程，每个过程针对每个SP子集，如图14中所示。如果使用导频编码（例如，阿达玛），则需要附加的处理过程（例如，阿达玛变换），以便对这4个信道分量进行分离。针对每个OFDM单元独立地执行该过程步骤。

在图15中示出了用于特定于OFDM的部分的可能的接收机框图。图15中所示的导频提取单元1540、2D内插单元（1550-1、1550-2、1550-3、1550-4）和阿达玛变换单元1560执行图14的过程。

RF前端1510接收馈送到下变频器1520的RF信号。下变频器1520对RF信号执行下变频，然后将该RF信号馈送到OFDM解调器1530。从下变频器1520馈送的该RF信号由OFDM解调器1530进行解调。从经解调的信号中，由导频提取单元1540提取导频。导频提取单元1540适用于根据上面所描述的创造性SP模式，将所提取的导频划分到子集中。将与导频不同的信号输出作为数据信号。然后，将这些子集中的每个子集的导频馈送到一组2D内插单元（1550-1、1550-2、1550-3、1550-4）中相应一个。应当注意的是，将两个不同的内插步骤合并到单个框“2-D内插”中。将通过由2D内插单元（1550-1、1550-2、1550-3、1550-4）所执行的内插获得的信号馈送到变换单元1560，并变换到信道中。根据如何对不同子集的导频进行编码，在变换单元1560中应用阿达玛变换，以便提取信道估计h₁，...,h₄。在数据路径上提供延迟补偿单元1580，并基于每个子集中的导频来对由内插过程所引入的组延迟进行补偿。通过由此对数据延迟进行补偿，延迟补偿单元1580使符号解交织器（1570-1、1570-2、1570-3、1570-4）中的每一个中的数据和信道重新对齐。

MIMO和BICM解码不是特定于OFDM的，但需要来自于所有接收机/天线的数据和相关联的信道估计。实际的解码体系结构在很大程度上取决于特定的STBC，以及所期望的接收性能。当对STBC块中编码的复符号进行联合解码和解调时，获得最佳结果。图16示出了包含对共同MIMO和BICM解码阶段1620进行馈送的两个OFDM接收机1610-1和1610-2的示例性框图。

根据本发明的另外方面，将修改的连续导频（CP）插入到SP模式中。传统的CP是在给定的子载波上的每个符号中存在的导频。传统的CP可以位于SP承载子载波或者非SP承载子载波上，并且通常不受到任何附加的处理。然而，根据本发明，类似于SP，也将CP划分到子集中。

图17示出了具有位于SP承载子载波上的附加连续导频的创造性SP模式的示例。将给定的SP承载子载波上的CP划分到该子载波的SP所属于的两个子集中。在该图中，连续导频由矩形表示，分散导频由较大的圆表示。用于分散导频和连续导频两者的OFDM单元由圆和矩形的组合来表示。数字指示相应的子集。

执行CP划分，使得其也是SP的那些CP将不改变其子集。此外，必须在两个子集之间平衡CP划分，并且必须使CP所属于的子集中的变换的数目沿着时间轴（符号方向）最小。这些约束条件导致由D_s个CP的交替的连续组的划分，如在图17中所示（子载波6、9、24、27）。该主要特征在于，关于这些CP，存在每D_s个导频的子集变化。CP的子集改变的位置并不限于图17中所示的那些。针对这些位置，存在从中选择作为候选的D_s种可能性。

图18以类似于图17的方式示出了具有位于非SP承载子载波上的附加连续导频的创造性SP模式的示例。

对于非SP承载子载波上的CP来说，存在两种可能性。第一，同一子载波上的所有CP可以保持在一个子集中，如图18中针对子载波5、7、14和16所示出的。第二，可以以类似于SP承载子载波的方式，在每个子载波上使导频的两个子集交替，如在图18中针对子载波23、28、31和34所示出的。优选地，将CP均匀地分布在4个子集之中。

总之，本发明涉及具有用于发射和接收正交频分复用（OFDM）信号的多个（例如，4个）发射天线及一个或多个接收机/天线的OFDM通信系统，具体地说，涉及用于将分散导频（SP）插入到这种OFDM系统的发射信号中，以及基于分散导频、多天线OFDM发射机和OFDM接收机来估计信道属性的方法。在该上下文中，本发明的特定方法是保持与单发射机情况相同的SP模式，将导频划分到与发射天线一样多的子集中，并将这些子集在时间和频率中进行交织。在这种方式中，减少了同一子集中的导频的粒度。这提供了在设计分散导频模式中的灵活性，以及所估计的信道属性较高的准确性。

（补充注释）

关于本发明的实现方法并不限于上面的实施例中所描述的那些。下面解释本发明的构思的变化。

（1）上面的实施例没有提供对由每个天线发射的信号的详细描述。下面的描述是由每个天线发射的信号中的SP。

图19到图22均示出了在4天线传输的情况下，由每个天线发射的信号的SP模式。在此，在对SP进行编码时，将SP与图12A的矩阵中所示的系数相乘。

图19示出了由第一天线（为了便利起见而这样命名）发射的信号的符号模式，其中该第一天线是4个天线中的一个。如从图19和图7之间的比较所显而易见的（其中图7示出了与本发明有关的符号模式），属于由图7中的数字1、2、3和4所指示的子集的SP分别跟与图12A中所示的第一天线相对应的系数C₁₁、C₁₂、C₁₃和C₁₄相乘。

同时，图20、21和22分别示出了由第二天线、第三天线和第四天线发射的OFDM信号的符号模式。

如从图19和图20之间的比较所显而易见的，与由第二天线发射的信号中的系数C₁₂相乘的SP位于与由第一天线发射的信号中的系数C₁₁相乘的SP的位置中。与由第三和第四天线发射的信号中的系数C₁₃和C₁₄相乘的导频（分别如图21和图22所示）也位于这些位置处。

如由图19到图22中所示的（分别由4个天线发射的）信号所指示的，包括在这些信号中的SP与这些天线中的不同天线相对应，并以下面的方式进行周期性地排列：在时间和频率两者中，属于一个子集的两个相邻SP与属于排列在其之间的另一子集的SP相间隔。

（2）上面的实施例已描述了子集的数目是4的情况。然而，子集的数目并不限于4，而可以是数字M_s（大于或等于2的整数）和M_k（大于或等于2的整数）的乘积的任意数目。

此时，基于上面的实施例所描述的D_s和M_s，在一个子载波中属于同一子集的两个相邻导频之间的距离是D_s x M_s。包括属于同一子集的导频的两个相邻子载波之间的距离是D_k x M_k。

作为一个例子，M_s=2，并且M_k=3。在该情况下，SP模式与例如图23中所示的相同。换言之，应当如图23中所示地对属于每个子集的SP进行排列。

作为另一个例子，在M_s=2并且M_k=3的情况下，可以如例如图24到图26中所示地对属于每一个子集的SP进行排列。在该情况下，可取的是，指示应当使用SP模式中的哪一种模式的信息预先设置在每个接收机中，或者由发射机告知每个接收机。图25和图26示出了具有M_s=3且M_k=2的SP模式的示例。

（3）在上面的实施例中，已描述了使用阿达玛变换对SP进行编码的方法，如图12中所示。然而，可以使用任何正交变换方法，以及使用如已在背景技术中描述的酉对角矩阵、如下面的数学公式8中所示的傅里叶变换矩阵等，来对SP进行编码。应当注意的是，由于正交变换矩阵的逆必须存在，因此正交变换矩阵必须是满秩。

[数学公式8]

$\left[\begin{array}{cccc}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{0}{4}}& e^{j2\mathrm{\π}\frac{0}{4}}& e^{j2\mathrm{\π}\frac{0}{4}}& e^{j2\mathrm{\π}\frac{0}{4}}\\ e^{j2\mathrm{\π}\frac{0}{4}}& e^{j2\mathrm{\π}\frac{1}{4}}& e^{j2\mathrm{\π}\frac{2}{4}}& e^{j2\mathrm{\π}\frac{3}{4}}\\ e^{j2\mathrm{\π}\frac{0}{4}}& e^{j2\mathrm{\π}\frac{2}{4}}& e^{j2\mathrm{\π}\frac{4}{4}}& e^{j2\mathrm{\π}\frac{6}{4}}\\ e^{j2\mathrm{\π}\frac{0}{4}}& e^{j2\mathrm{\π}\frac{3}{4}}& e^{j2\mathrm{\π}\frac{6}{4}}& e^{j2\mathrm{\π}\frac{9}{4}}\end{array}\right]$

在将SP划分到N个子集中之后对要由N个发射天线发射的SP进行编码的情况下，可以使用数学公式9中所示的傅里叶变换矩阵。

[数学公式9]

（4）在上面的实施例中，已将发射机（发射天线）的数目描述成与子集的数目相同（即，4个）。然而，应当注意的是，发射机（发射天线）的数目可以小于或者等于子集的数目。

作为一个例子，子集的数目和发射机（发射天线）的数目可以分别是4和3。作为另一个例子，子集的数目和发射机（发射天线）的数目可以分别是6和5。也就是说，子集的数目和发射机（发射天线）的数目可以是任意的，只要每个接收机能够区分由各个发射机（发射天线）发射的信号。

例如，在子集的数目和发射机（发射天线）的数目分别是4和3的情况下，假定使用图12A中所示的矩阵，则不使用与这些天线中的一个天线相对应的列中的系数，并且三个其它天线发射与这三个其它天线相对应的列中的系数相乘的SP排列在其中的OFDM信号。例如，假定图12A中所示的第四天线不存在的情况。在该情况下，（i）第一天线发射与系数C₁₁、C₂₁、C₃₁和C₄₁相乘的SP排列在其中的OFDM信号，（ii）第二天线发射与系数C₁₂、C₂₂、C₃₂和C₄₂相乘的SP排列在其中的OFDM信号，（iii）第三天线发射与系数C₁₃、C₂₃、C₃₃和C₄₃相乘的SP排列在其中的OFDM信号。在此，没有发射机发射与系数C₁₄、C₂₄、C₃₄和C₄₄相乘的SP排列在其中的OFDM信号。已接收以上面的方式发射的OFDM信号的每个接收机通过基于属于这4个子集的SP估计3个发射天线之间的信道来执行解调。在该情况下，在图12A的矩阵中所示的所有系数之外，不需要使用与第四天线相对应的列中的系数。

在上面的补充注释（3）中，将子集的数目描述成数字M_s（大于或等于2的整数）和M_k（大于或等于2的整数）的乘积。换句话说，子集的数目可以是大于或等于发射机数目的合数。

（5）与上面的实施例有关的图1中所示的SP模式只是一个例子。例如，在DVB-T2中，允许其它SP模式，其中的一个示例是将SP插入到每6个子载波中的SP模式，如图27中所示。在本发明的发射机中可以使用类似于图27的SP模式。在该情况下，应当根据上面的实施例中所描述的SP插入方法来插入SP，以实现如图27中所示的属于每个子集的导频模式。也就是说，假定SP承载子载波中的两个相邻SP符号之间的距离是D_s，并且两个相邻SP承载子载波之间的距离是D_k，则（i）在沿着符号方向的一个子载波中，属于同一子集的SP之间的距离应当大于或等于2D_s，（ii）承载属于同一子集的SP的子载波之间的距离应当大于或等于2D_k，以及（iii）在时间和频率两者中，在属于某个子集的两个SP之间，对属于不同于所述某个子集的子集的另一个SP进行排列。在图27的示例中，D_s=2，D_k=6。

（6）可以对上面的实施例和变化进行部分地组合。

（7）关于本发明的具有多个发射机和一个或多个接收机的通信系统均可以是MIMO系统或者MISO系统，只要每个发射机（发射天线）配置为发射属于与各个发射机相对应的子集的SP排列在其中的信号（例如，参见图7）。

（8）可以提供由诸如机器语言和高级语言之类的编程代码组成，并且使每个发射机中的处理器或者连接到该处理器的各种电路执行上面的实施例所描述的用于将导频插入到OFDM发射信号中的过程的控制程序。这种控制程序可以记录在记录介质上，或者可以通过各种类型的通信信道进行分发/传播。此外，还可以提供由诸如机器语言和高级语言之类的编程代码组成，并且使每个发射机中的处理器或者连接到该处理器的各种电路执行上面的实施例所描述的用于估计OFDM接收信号的信道属性的过程的控制程序。这种控制程序可以记录在记录介质上，或者可以通过各种类型的通信信道进行分发/传播。这种记录介质的示例包括IC卡、硬盘、光盘、软盘、ROM和闪存。分发/传播的控制程序存储在可以由处理器读取以便供使用的存储器等中。上面的实施例中所描述的每个功能可以通过执行该控制程序的处理器来实现。处理器可以直接地执行控制程序，或者在对控制程序进行编译之后执行该控制程序，或者使用解释器来执行该控制程序。

（9）上面的实施例中所描述的每个发射机和每个接收机中包括的每个功能构成部件（阿达玛变换单元、导频生成单元等）可以实现为用于执行其功能的单元，或者可以通过执行程序的一个或多个处理器来实现，或者可以配置成诸如IC和LSI之类的封装集成电路。这种封装的集成电路内置在供使用的每个设备中。用此方式，每个设备可以实现上面的实施例中所描述的功能。

（10）下面描述在上面的实施例中解释的发射/接收方法的示例性应用，以及使用这种发射/接收方法的系统的示例性配置。

图28示出了一种系统的示例性配置，其中该系统包括执行上面的实施例中解释的发射/接收方法的设备。上面的实施例中解释的发射/接收方法实现在图28中所示的数字广播（或者通信）系统2800中，其中系统2800包括广播站（或者基站）2801和各种类型的接收机，诸如TV（电视）2811、DVD记录器2812、STB（机顶盒）2813、计算机2820、车载TV 2841和蜂窝电话2830。具体而言，广播站（基站）2801通过使用上面的实施例中解释的发射方法，向预定的传输频带发射传输数据流（例如，通过对视频数据流、音频数据流等复用获得的复用的数据流）。

从广播站（基站）2801发射的信号由天线（例如，天线2810和2840）接收，其中这些天线内置在接收机中，或者位于接收机之外并同时连接到这些接收机上。每个接收机对由其天线接收的信号执行在上面的实施例中解释的接收操作，并获得所接收的数据流。用此方式，数字广播系统2800可以达到上面的实施例中所描述的本发明的效果。

使用遵循诸如MPEG（运动图象专家组）-2、MPEG-4AVC（高级视频编码）和VC-1之类的标准的视频编码方法对复用的数据流中包括的视频数据流进行编码。使用诸如杜比AC（音频编码）-3、杜比数字加、MLP（无损压缩技术）、DTS（数字影院系统）、DTS-HD和线性PCM（脉冲编码调制）之类的音频编码方法，来对复用的数据流中包括的音频数据流进行编码。

图29示出了在数字广播系统中使用的接收机2900的结构，作为执行上面的实施例中解释的接收方法的设备的一个示例。如图29中所示，接收机2900的一个示例性结构如下：调制解调器部分由一个LSI（或者一个芯片组）构成，编解码器部分由另一个LSI（或者另一个芯片组）构成。图29中所示的接收机2900的结构等同于诸如以下设备的结构：图28中所示的TV（电视）2811、DVD记录器2812、STB（机顶盒）2813、计算机2820、车载TV 2841和蜂窝电话2830。接收机2900包括调谐器2901和解调单元2902。调谐器2901将由天线2960接收的射频信号转换成基带信号。解调单元2902通过对基带信号执行上面的实施例中解释的接收操作来获得复用的数据流。结果，可以达到上面的实施例中所描述的本发明的效果。

此外，接收机2900还包括流输入/输出单元2903、信号处理单元2904、AV（音频和视觉）输出单元2905、音频输出单元2906、和视频显示单元2907。流输入/输出单元2903对来自由解调单元2902所获得的复用的数据流的视频数据流和音频数据流进行解复用。信号处理单元2904通过使用与经解复用的视频数据流相对应的视频解码方法将视频数据流解码成视频信号，并通过使用与经解复用的音频数据流相对应的音频解码方法将音频数据解码成音频信号。AV输出单元2905向音频输出单元2906输出解码的音频信号，并向视频显示单元2907输出解码的视频信号。或者，AV输出单元2905向AV（音频和视觉）输出IF（接口）2911输出解码的音频和视频信号。音频输出单元2906（例如，扬声器）输出解码的音频信号。视频显示单元2907（例如，显示器）显示解码的视频信号。

通过示例的方式，用户使用远程控制器2950，在所选定的信道（选定的（TV）节目、选定的音频广播等）上向操作输入单元2910发射信息。其后，接收机2900通过对与所选定的信道相对应的接收的信号执行解调、纠错解码等，来获得与所选定的信道相对应的复用的数据流。此时，接收机2900根据从所接收的信号中包括的控制符号中获得的传输方法的信息（例如，在上面的实施例中讨论的SP模式、子集的数目、以及对由数据单元发射的数据流执行的调制方法和纠错方法），来选择适合于所选定的信道的接收方法。用此方式，接收机2900可以获得从广播站（基站）发射的数据单元中包含的数据。在上面所描述的示例中，用户使用远程控制器2950来选择信道。然而，当使用内置在接收机2900中的信道选择键来选择信道时，也执行上面所描述的操作。

使用上面的结构，用户可以观看由接收机2900使用上面的实施例所描述的接收方法来接收的节目。

假定上面所描述的与本发明有关的接收机2900内置在TV、记录设备（例如，DVD记录器、蓝光记录器、HDD记录器和SD卡）和蜂窝电话中的情况。在该情况下，如果通过由解调单元2902进行解调和纠错解码所获得的经复用的数据包括：（i）对用于对用以使得TV和记录设备进行操作的软件中的缺省（漏洞）进行修正的数据，或者（ii）用于对用以防止个人信息和记录的数据的泄漏的软件中的缺省（漏洞）进行修正的数据，则可以通过安装这种数据来对TV和记录设备中提供的软件中的缺省进行修正。如果通过由解调单元2902进行解调和纠错解码所获得的经复用的数据包括用于对接收机2900中提供的软件中的缺省（漏洞）进行修正的数据，则可以使用这种数据来对接收机2900中的缺省进行修正。用此方式，接收机2900内置在其中的TV、记录设备和蜂窝电话可以以更加稳定的方式进行操作。

本实施例的接收机2900还包括记录单元（驱动器）2908，其将下面的（i）到（iii）记录在诸如磁盘、光盘和非易失性半导体存储器之类的记录介质上：（i）通过由解调单元2902进行解调和纠错解码获得的经复用的数据流的部分（在一些场景下，不对通过由解调单元2902进行解调获得的信号执行纠错解码。此外，接收机2900可以在纠错解码之后，执行其它信号处理。这些适用于以下描述：对本节使用的那些描述使用关于纠错解码的类似表述。）；（ii）与（i）的数据相对应的数据，诸如通过对（i）的数据进行压缩所获得的数据；以及（iii）通过处理视频和音频所获得的数据。在此，光盘是例如使用激光在其上记录信息/从其上读取信息的记录介质，诸如DVD（数字多功能光盘）和BD（蓝光光盘）。磁盘是例如通过使用磁通量来使磁性材料磁化来存储信息的记录介质，诸如FD（软盘）（注册商标）和硬盘。非易失性半导体存储器是例如由半导体元件制成的记录介质，诸如闪存和铁电随机存取存储器。非易失性存储器的示例包括SD卡和合并了闪存的闪速SSD（固态驱动器）。应当注意的是，上面所列出的记录介质的类型只是示例性的。不言而喻，可以使用除上面所列出的记录介质以外的的记录介质来执行记录。

使用上面的结构，用户可以记录和存储由接收机2900通过使用上面的实施例所描述的接收方法来接收的节目。因此，接收机2900可以读取所记录的数据，并且用户可以在节目的广播时间之后的任何时间观看与所记录的数据相对应的节目。

已描述了在接收机2900中，记录单元2908记录通过由解调单元2902进行解调和纠错解码所获得的经复用的数据流。或者，可以提取和记录经复用的数据流的一部分。例如，当由解调单元2902所获得的经复用的数据流包括从数据广播服务提供的并且与视频数据流和音频数据流不相同的内容等时，记录单元2908可以记录通过在由解调单元2902所获得的经复用的数据流中提取和复用视频数据流和音频数据流获得的新的经复用的数据流。或者，记录单元2908可以记录通过对包括在由解调单元2902所获得的经复用的数据流中的视频数据流和音频数据流中的一个进行复用所获得的新的经复用的数据流。此外，记录单元2908可以记录包括在经复用的数据中并从数据广播服务提供的前述内容。

作为一个例子，流输入/输出单元2903执行用于对由解调单元2902通过解调和纠错解码所获得的经复用数据中包括的复数数据片段的一部分进行提取和复用的处理。具体而言，使用来自诸如CPU（没有示出）之类的控制器的指令，流输入/输出单元2903通过下面的操作生成新的经复用的数据流：（i）将由解调单元2902所获得的经复用的数据流解复用成经解复用的数据流，诸如视频数据流、音频数据流和从数据广播服务提供的其它内容；以及（ii）仅对经解复用的数据流之外的指定的数据流进行提取和复用。应当从经解复用的数据流中提取哪个数据流可以由用户进行确定，或者可以针对每种类型的记录介质进行预定。

使用上面的结构，接收机2900可以只对观看所记录的节目所需要的数据进行提取和记录。这可以减少要记录的数据的数据大小。

上面已描述了记录单元2908记录由解调单元2902通过解调和纠错解码所获得的经复用的数据。或者，记录单元2908可以以下面的步骤来执行记录：（i）将由解调单元2902所获得的经复用的数据流中包括的原始视频数据流转换成新的视频数据流，该新的视频数据流使用与对原始视频数据流所执行的视频编码方法不相同的视频编码方法来进行编码，使得与原始视频数据流的数据大小或者比特速率相比，该新的视频数据流的数据大小或比特速率更小/更低；（ii）记录通过复用转换后的新视频数据流所获得的新的经复用的数据流。对原始视频数据流和转换后的新视频数据流所分别执行的视频编码方法可以遵循不同的标准，或者可以遵循相同的标准，但使用不同的编码参数。在类似的方式中，记录单元2908可以用下面的步骤来执行记录：（i）将由解调单元2902所获得的经复用的数据流中包括的原始音频数据流转换成新的音频数据流，该新的音频数据流使用与对原始音频数据流所执行的音频编码方法不相同的音频编码方法来进行编码，使得与原始音频数据流的数据大小或者比特速率相比，该新的音频数据流的数据大小或比特速率更小/更低；（ii）记录通过对转换后的新的音频数据进行复用所获得的新的经复用的数据流。

作为一个例子，流输入/输出单元2903和信号处理单元2904执行用于将由解调单元2902所获得的经复用的数据流中包括的原始视频数据流和音频数据流转换成新的视频数据流和新的音频数据流的处理，其中新的视频数据流和新的音频数据流具有与原始的视频数据流和音频数据流不相同的数据大小或比特速率。具体而言，使用来自诸如CPU之类的控制器的指令，流输入/输出单元2903将由解调单元2902所获得的经复用的数据流解复用成经解复用的数据流，诸如视频数据流、音频数据流和从数据广播服务提供的其它内容。使用来自控制器的指令，信号处理单元2904执行：（i）用于将经解复用的原始视频数据流转换成新的视频数据流的处理，其中新的视频数据流使用与对原始视频数据流所执行的视频编码方法不相同的视频编码方法来进行编码，以及（ii）用于将分离的原始音频数据流转换成新的音频数据流的处理，其中该新的音频数据流使用与对原始音频数据流所执行的音频编码方法不相同的音频编码方法来进行编码。使用来自控制器的指令，流输入/输出单元2903通过将转换后的新视频数据流和转换后的新音频数据流进行复用来生成新的经复用的数据流。使用来自控制器的指令，信号处理单元2904可以对原始视频数据流和原始音频数据流中的一个或者二者执行转换处理。此外，转换后的新视频数据流和转换后的新音频数据流的数据大小或者比特速率可以由用户进行确定，或者可以针对每种类型的记录介质进行预定。

使用上面的结构，接收机2900可以根据能在记录介质上记录的数据的数据大小，或者根据记录单元2908记录/读取数据的速度，在改变视频数据流和音频数据流的数据大小或比特速率之后，执行记录。用此方式，即使当能在记录介质上记录的数据的数据大小小于由解调单元2902所获得的经复用的数据流的数据大小，或者当记录单元记录/读取数据的速度低于由解调单元2902所获得的经复用的数据流的比特速率时，记录单元也可以记录节目。因此，接收机2900可以读取所记录的数据，并且用户可以在节目的广播时间之后的任何时间观看与所记录的数据相对应的节目。

此外，接收机2900还包括流输出IF（接口），其通过通信介质2930将由解调单元2902所获得的经复用的数据流发射到外部设备。流输出IF 2909的一个示例是无线通信设备，该无线通信设备通过使用遵循诸如Wi-Fi（注册商标）（例如，IEEE 802.11a、IEEE 802.11b、IEEE 802.11g和IEEE 802.11n）、WiGig、无线HD、蓝牙和ZigBee之类的无线通信标准的无线通信方法，通过无线介质（其等同于通信介质2930）向外部设备发射经解调的经复用的数据。或者，流输出IF 2909可以是有线通信设备，该有线通信设备通过使用遵循诸如以太网、USB（通用串行总线）、PLC（电力线通信）和HDMI（高清多媒体接口）之类的有线通信标准的通信方法，通过连接到流输出IF 2909的有线通信信道（其等同于通信介质2930）向外部设备发射经解调的经复用的数据流。

使用上面的结构，用户可以在外部设备上使用由接收机2900使用在上面的实施例中所描述的接收方法来接收的经复用的数据流。应当注意，用户对经复用的数据的使用包括：（i）通过使用外部设备来实时观看经复用的数据流；（ii）使用外部设备中提供的记录单元来记录经复用的数据流；以及（iii）从外部设备向另一个外部设备传输经复用的数据流。

已描述了在接收机2900中，输出IF 2909输出由解调单元2902所获得的经复用的数据流。或者，可以对经复用的数据的一部分进行提取和输出。例如，当由解调单元2902所获得的经复用的数据流包括从数据广播服务提供的并且与视频数据流和音频数据流不相同的内容等时，流输出IF 2909可以输出通过在由解调单元2902所获得的经复用的数据流中提取和复用视频数据流和音频数据流获得的新的经复用的数据流。或者，流输出IF 2909可以输出通过对包括在由解调单元2902所获得的经复用的数据流中的视频数据流和音频数据流中的一个进行复用所获得的新的经复用的数据流。

作为一个例子，流输入/输出单元2903执行用于对由解调单元2902所获得的经复用的数据流的一部分进行提取和复用的处理。具体而言，使用来自诸如CPU（中央处理单元，没有示出）之类的控制器的指令，流输入/输出单元2903通过下面的操作生成新的经复用的数据流：（i）将由解调单元2902所获得的经复用的数据流解复用成经解复用的数据流，诸如视频数据流、音频数据流和从数据广播服务提供的其它内容；以及（ii）仅对经解复用的数据流之外的指定的数据流进行提取和复用。应当从经解复用的数据流中提取哪个数据流可以由用户进行确定，或者可以针对每种类型的流输出IF2909进行预定。

使用上面的结构，接收机2900可以只对外部设备所需要的数据进行提取和输出。这可以减少输出经复用的数据所消耗的通信频带。

上面已描述了流输出IF 2909输出由解调单元2902所获得的经复用的数据流。或者，流输出IF 2909可以用下面的步骤来执行输出：（i）将由解调单元2902所获得的经复用的数据流中包括的原始视频数据流转换成新的视频数据流，该新的视频数据流使用与对原始视频数据流所执行的视频编码方法不相同的视频编码方法来进行编码，使得与原始视频数据流的数据大小或者比特速率相比，该新的视频数据流的数据大小或比特速率更小/更低；（ii）输出通过复用转换后的新视频数据流所获得的新的经复用的数据流。对原始视频数据流和转换后的新视频数据流所分别执行的视频编码方法可以遵循不同的标准，或者可以遵循相同的标准，但使用不同的编码参数。在类似的方式中，流输出IF 2909可以用下面的步骤来执行输出：（i）将由解调单元2902所获得的经复用的数据流中包括的原始音频数据流转换成新的音频数据流，该新的音频数据流使用与对原始音频数据流所执行的音频编码方法不相同的音频编码方法来进行编码，使得与原始音频数据流的数据大小或者比特速率相比，该新的音频数据流的数据大小或比特速率更小/更低；（ii）输出通过对转换后的新的音频数据流进行复用所获得的新的经复用的数据流。

作为一个例子，流输入/输出单元2903和信号处理单元2904执行用于将由解调单元2902所获得的经复用的数据流中包括的原始视频数据流和音频数据流转换成新的视频数据和音频数据的处理，其中新的视频数据流和新的音频数据流具有与原始的视频数据流和音频数据流不相同的数据大小或比特速率。具体而言，使用来自控制器的指令，流输入/输出单元2903将由解调单元2902所获得的经复用的数据流解复用成经解复用的数据流，诸如视频数据流、音频数据流和从数据广播服务提供的其它内容。使用来自控制器的指令，信号处理单元2904执行：（i）用于将经解复用的原始视频数据流转换成新的视频数据流的处理，其中新的视频数据流使用与对原始视频数据流所执行的视频编码方法不相同的视频编码方法来进行编码，以及（ii）用于将经解复用的原始音频数据流转换成新的音频数据流的处理，其中该新的音频数据流使用与对原始音频数据流所执行的音频编码方法不相同的音频编码方法来进行编码。使用来自控制器的指令，流输入/输出单元2903通过将转换后的新视频数据流和转换后的新音频数据流进行复用来生成新的经复用的数据流。使用来自控制器的指令，信号处理单元2904可以对原始视频数据流和原始音频数据流中的一个或者二者执行转换处理。此外，转换后的新视频数据流和转换后的新音频数据流的数据大小或者比特速率可以由用户进行确定，或者可以针对每种类型的流输出IF 2909进行预定。

使用上面的结构，接收机2900可以根据执行与外部设备的通信的速度，在改变视频数据和音频数据的比特速率之后，执行输出。用此方式，即使当执行与该外部设备的通信的速度慢于由解调单元2902所获得的经复用的数据流的比特速率时，流输出IF也可以向该外部设备输出新的经复用的数据流。因此，用户可以在另一个通信设备上使用新的经复用的数据流。

接收机2900还包括AV输出IF 2911，AV输出IF 2911向外部设备和外部通信介质输出由信号处理单元2904所解码的视频信号和音频信号。AV输出IF 2911的一个示例是无线通信设备，该无线通信设备通过使用遵循诸如Wi-Fi（注册商标）（例如，IEEE 802.11a、IEEE 802.11b、IEEE 802.11g和IEEE 802.11n）、WiGig、无线HD、蓝牙和ZigBee之类的无线通信标准的无线通信方法，通过无线介质向外部设备发射经调制的视频信号和音频信号。或者，AV输出IF 2911可以是有线通信设备，该有线通信设备通过使用遵循诸如以太网、USB、PLC和HDMI之类的有线通信标准的通信方法，通过连接到AV输出IF 2911的有线通信信道向外部设备发射经调制的视频信号和音频信号。

使用上面的结构，用户可以在外部设备上使用由信号处理单元2904所解码的视频信号和音频信号。

此外，接收机2900还包括操作输入单元2910，操作输入单元2910接收用户操作的输入。接收机2900基于根据用户操作输入到操作输入单元2910的控制信号，在各种操作之间进行切换。例如，接收机2900在下面之间进行切换：（i）电源的开和关；（ii）要接收的信道；（iii）子标题的显示和不显示；（iv）要显示的语言；（v）要从音频输出单元2906输出的音频的音量。此外，接收机2900还改变各种设置，诸如可以接收的信道。

接收机2900可以具有显示指示由自身接收的信号的接收质量的天线水平的功能。该天线水平是显示基于例如RSSI（接收信号强度指示/指示符，其指示所接收信号的强度）、接收电场强度、C/N（载波与噪声功率比）、BER（误比特率）、误分组率、误帧率、以及由接收机2900所接收的信号的信道状态信息所计算的接收质量的索引。该天线水平是指示所接收信号的信号水平和质量（优良、较差等）的信号。在该情况下，解调单元2902具有接收质量测量单元的功能，接收质量测量单元测量所接收信号的RSSI、接收电场强度、C/N、BER、误分组率、误帧率、信道状态信息等。接收机2900以可以由用户区分的格式，在视频显示单元2907上显示天线水平（指示所接收信号的信号水平和质量（优良、较差等）的信号）。天线水平的显示格式（指示所接收信号的信号水平和质量（优良、较差等）的信号）可以显示与RSSI、接收电场强度、C/N、BER、误分组率、误帧率、信道状态信息等相对应的数字值，或者可以根据RSSI、接收电场强度、C/N、BER、误分组率、误帧率、信道状态信息等来显示不同的图像。

下面解释了根据接收机2900使用在上面的实施例中所描述的传输方法所接收的信号，来计算天线水平的示例性方法。通过使用上面的实施例所描述的方法，接收机2900的2D内插单元1550（图29中没有示出）对根据每个子集的SP模式所检测到的导频信号进行内插。接收机2900的接收质量测量单元通过使用（i）在CP承载单元处的接收的CP的信号，以及（ii）这些CP属于的子集的内插的值，来计算内插误差，内插误差是内插的值和实际接收的CP的信号之间的误差。考虑的是，所计算的内插误差越小，接收质量就越高。因此，接收机2900基于所计算的内插误差来生成指示接收质量的索引，并将该索引显示成天线水平。此时，作为指示接收质量的索引，接收机2900可以使用根据预定的时间单位之内的CP计算得到的内插误差的平均值或者最大值。此外，可以使用绝对值或者由接收功率进行归一化的值来表示该内插误差。

当使用阿达玛变换来对导频信号进行编码时，可以如下所述地配置接收机2900的接收质量测量单元。通过使用：（i）与信道分量h₁，...，h_n的使用分离的信号的值（其是通过执行阿达玛变换来计算的，其中n是大于或等于2的整数，并且与发射天线的数目相同），以及（ii）从每个发射机的天线发射的已知CP的值，接收机2900的接收质量测量单元计算在所分离的信号中包括的误差。接收机2900基于所分离的信号中包括的计算的误差来生成指示接收质量的索引，并将该索引显示成天线水平。此时，作为指示接收质量的索引，接收机2900可以使用根据在预定的时间单位之内所计算得到的误差的平均值或者最大值，如所分离的信号中所包括的。

使用上面的结构，在通过使用上面的实施例中所描述的接收方法来接收信号的情况下，用户可以数字地或者视觉地掌握天线水平（指示所接收信号的信号水平和质量（优良、较差等等）的信号）。

此外，关于显示天线水平的方法，可以如下所述地配置接收机2900。虽然不需要将显示天线水平的下面几种方法与上面的实施例所描述的SP模式进行组合，但不言而喻，期望这种组合以提高接收质量。

例如，接收机2900可以具有下面的功能：（i）分别地计算指示所分离的信号的接收质量的索引，以及（ii）一次显示全部的或者通过从一个索引的显示切换到另一个索引的显示来将这些索引显示成多个天线水平（指示所接收信号的信号水平和质量（优良、较差等）的信号）。或者，接收机2900可以具有下面的功能：（i）计算指示包括所分离的信号中的全部或一些的组的接收质量的索引，以及（ii）将该索引显示成所述天线水平（指示各个分离的信号的信号水平和质量（优良、较差等等）的信号）。

此外，在广播站（基站）2801还合并了诸如除上面的实施例中所解释的MIMO以外的MISO和SISO（单输入单输出）的多种传输模式，并随着时间在从一种传输模式切换到另一种传输模式的同时执行传输的情况下，可以如下所述地配置接收机2900。例如，接收机2900可以具有下面的功能：（i）分别地计算指示所述多种传输模式的接收质量的索引，（ii）一次显示全部的或者通过从一个索引的显示切换到另一个索引的显示来将这些索引显示成多个天线水平（指示所接收信号的信号水平和质量（优良、较差等）的信号）。或者，接收机2900可以具有下面的功能：（i）计算指示包括所述多种传输模式中的全部或一些的组的接收质量的索引，（ii）将该索引显示成所述天线水平（指示各个接收信号的信号水平和质量（优良、较差等等）的信号）。

此外，在广播站（基站）2801对构成节目的多个数据流（例如，视频数据流和音频数据流）分组到多个分层中，并通过使用分层传输方法（在该分等级层传输方法中，可以针对每个分层，独立地配置传输模式、调制方法、纠错编码、编码速率等）来执行传输的情况下，可以如下所述地配置接收机2900。例如，接收机2900可以具有下面的功能：（i）分别地计算指示分层的接收质量的索引，（ii）一次显示全部的或者通过从一个索引的显示切换到另一个索引的显示来将这些索引显示成多个天线水平（指示所接收信号的信号水平和质量（优良、较差等）的信号）。或者，接收机2900可以具有下面的功能：（i）计算指示包括多个分等级层中的全部或一些的组的接收质量的索引，（ii）将该索引显示成所述天线水平（指示所接收信号的信号水平和质量（优良、较差等等）的信号）。

使用上面的结构，在使用上面的实施例所描述的接收方法来接收信号的情况下，用户以可区分的接收单位（例如，分离的信号、多种传输模式和多个分层），数字地或者视觉地掌握天线水平（指示所接收信号的信号水平和质量（优良、较差等等）的信号）。

在上面所描述的示例性情况下，接收机2900包括音频输出单元2906、视频显示单元2907、记录单元2908、流输出IF 2909和AV输出IF 2911。然而，接收机2900不需要包括这些结构元件中的全部。只要接收机2900包括这些结构元件中的至少一个，用户就可以使用通过由解调单元2902进行解调和纠错解码所获得的经复用的数据流。因此，根据如何使用，每个接收机可以包括上面的结构元件的任意组合。

[工业适用性]

在多个发射天线在相同的频带、相同的时间发射信号，并对所发射的信号进行接收和解调的通信系统中，本发明是有用的。

Claims (17)

1.一种具有N个天线的多天线OFDM发射机，N是大于或等于2的整数，所述多天线OFDM发射机包括：

用于生成多个数据流的多天线编码器，所述多个数据流中的每个数据流针对所述N个发射天线中的每个发射天线，每个数据流由连续的OFDM符号组成，每个OFDM符号由多个OFDM小区（单元）组成，每个OFDM小区与多个子载波中的一个子载波相关联；

用于针对所述多个数据流中的每个数据流生成多个分散导频的导频生成单元，所述多个分散导频划分成M个子集，所述分散导频中的每个分散导频是基于该分散导频所属于的子集和该分散导频要插入的数据流来进行编码的；以及

多个导频插入单元，每个导频插入单元用于根据预定义的周期模式，将所述多个分散导频中的一个分散导频插入到所述多个数据流中的相应的一个数据流中，其中在所述预定义的周期模式中，在具有与同一子载波相关联的OFDM小区中的分散导频的两个OFDM符号之间的时间间隔等于D_s，并且承载所述OFDM符号中的任何一个OFDM符号中的分散导频的两个子载波的频率间隔等于D_k，D_s和D_k中的每一个是大于或等于2的整数，其中：

M大于或等于N，并且满足关系M=M_sM_k，M_s和M_k中的每一个是大于或等于2的整数，并且

所述多个导频插入单元中的每一个以下面的方式插入所述分散导频：在具有与同一子载波相关联的OFDM小区中的同一子集的分散导频的两个OFDM符号之间的时间间隔等于D_sM_s，并且承载所述OFDM符号中的任何一个OFDM符号中的所述同一子集的分散导频的两个子载波的频率间隔等于D_kM_k。

2.根据权利要求1所述的多天线OFDM发射机，其中，

M和N中的每一个等于4，并且

M_s和M_k中的每一个等于2。

3.根据权利要求2所述的多天线OFDM发射机，其中，

D_k等于2、3或者4。

4.根据权利要求2或3所述的多天线OFDM发射机，其中，

所述导频生成单元通过针对每个子集将该子集的所有分散导频与常量系数进行相乘来对所述分散导频进行编码，其中，所述常量系数取决于该子集和该子集的所述所有分散导频要插入其中的数据流。

5.根据权利要求4所述的多天线OFDM发射机，其中，

由用于与所述分散导频相乘的所述常量系数形成的矩阵是可逆的，特别是酉对角矩阵或者阿达玛矩阵。

6.一种OFDM接收机，包括：

OFDM解调器，其用于获得由连续的OFDM符号组成的数据流，每个OFDM符号由多个OFDM小区组成，每个OFDM小区与多个子载波中的一个子载波相关联；

导频提取单元，其用于（i）根据预定义的周期模式来从所述数据流中提取分散导频，其中在所述预定义的周期模式中，在具有与同一子载波相关联的OFDM小区中的分散导频的两个OFDM符号之间的时间间隔等于D_s，并且承载所述OFDM符号中的任何一个OFDM符号中的分散导频的两个子载波的频率间隔等于D_k，D_s和D_k中的每一个是大于或等于2的整数，并且（ii）将所提取的分散导频划分成M个子集；以及

信道估计单元，其用于根据所述分散导频的M个子集来估计多个信道分量，每个信道分量表示多个发射机中的一个发射机和所述OFDM接收机之间的信道状况，其中：

M满足关系M=M_sM_k，M_s和M_k中的每一个是大于或等于2的整数，并且

在具有与同一子载波相关联的OFDM小区中的同一子集的分散导频的两个OFDM符号之间的时间间隔等于M_sD_s，并且承载所述OFDM符号中的任何一个OFDM符号中的所述同一子集的分散导频的两个子载波的频率间隔等于MkDk。

7.根据权利要求6所述的OFDM接收机，其中，

M等于4，并且

M_s和M_k中的每一个等于2。

8.根据权利要求7所述的OFDM接收机，其中，

D_k等于2、3或者4。

9.根据权利要求7或8所述的OFDM接收机，其中，

所述导频提取单元针对每个OFDM符号，从与预定义的子载波相关联的OFDM符号中提取至少一个连续导频，并且将所提取的连续导频划分成所述M个子集；以及

所述信道估计单元根据所述分散导频和连续导频的M个子集，对所述多个信道分量进行估计。

10.根据权利要求9所述的OFDM接收机，其中，

所述预定义的子载波是承载分散导频的子载波。

11.根据权利要求9所述的OFDM接收机，其中，

所述预定义的子载波与承载分散导频的子载波不同。

12.根据权利要求11所述的OFDM接收机，其中，

将从所述同一子载波中提取的连续导频划分到同一子集中。

13.根据权利要求10或11所述的OFDM接收机，其中，

将从所述同一子载波中提取的连续导频划分到至少两个不同的子集中。

14.一种由具有N个发射天线的多天线发射机使用以将分散导频插入到发射信号中的方法，所述方法包括下面的步骤：

生成多个数据流，所述多个数据流中的每个数据流针对所述N个发射天线中的每个发射天线，每个数据流由连续的OFDM符号组成，每个OFDM符号由多个OFDM小区组成，每个OFDM小区与多个子载波中的一个子载波相关联;

针对所述多个数据流中的每个数据流生成多个分散导频，所述多个分散导频划分成M个子集，所述分散导频中的每个分散导频是基于该分散导频所属于的子集和该分散导频要插入的数据流来进行编码的；以及

根据预定义的周期模式，将所述多个分散导频中的一个分散导频插入到所述多个数据流中的相应的一个数据流中，其中在所述预定义的周期模式中，在具有与同一子载波相关联的OFDM小区中的分散导频的两个OFDM符号之间的时间间隔等于D_s，并且承载所述OFDM符号中的任何一个OFDM符号中的分散导频的两个子载波的频率间隔等于D_k，D_s和D_k中的每一个是大于或等于2的整数，其中：

M大于或等于N，并且满足关系M=M_sM_k，M_s和M_k中的每一个是大于或等于2的整数，并且

在所述插入步骤中，以下面的方式插入所述分散导频：在具有与同一子载波相关联的OFDM小区中的同一子集的分散导频的两个OFDM符号之间的时间间隔等于D_sM_s，并且承载所述OFDM符号中的任何一个OFDM符号中的所述同一子集的分散导频的两个子载波的频率间隔等于D_kM_k。

15.根据权利要求14所述的方法，其中，

M和N中的每一个等于4，并且

M_s和M_k中的每一个等于2。

16.一种用于在OFDM接收机处对所述OFDM接收机与N个发射天线中的每个发射天线之间的信道属性进行估计的方法，所述方法包括下面的步骤：

获得由连续的OFDM符号组成的数据流，每个OFDM符号由多个OFDM小区组成，每个OFDM小区与多个子载波中的一个子载波相关联；

根据预定义的周期模式来从所述数据流中提取分散导频，其中在所述预定义的周期模式中，在具有与同一子载波相关联的OFDM小区中的分散导频的两个OFDM符号之间的时间间隔等于D_s，并且承载所述OFDM符号中的任何一个OFDM符号中的分散导频的两个子载波的频率间隔等于D_k，D_s和D_k中的每一个是大于或等于2的整数，并且将所提取的分散导频划分成M个子集；以及

根据所述分散导频的M个子集来估计多个信道分量，每个信道分量表示多个发射机中的一个发射机和所述OFDM接收机之间的信道状况，其中：

M大于或等于N，并且满足关系M=M_sM_k，M_s和M_k中的每一个是大于或等于2的整数，并且

在具有与同一子载波相关联的OFDM小区中的同一子集的分散导频的两个OFDM符号之间的时间间隔等于M_sD_s，并且承载所述OFDM符号中的任何一个OFDM符号中的所述同一子集的分散导频的两个子载波的频率间隔等于M_kD_k。

17.根据权利要求16所述的方法，其中，

M和N中的每一个等于4，并且

M_s和M_k中的每一个等于2。

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