CN102710225A

CN102710225A - 多电平d类放大器

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Publication number: CN102710225A
Application number: CN2012100521902A
Authority: CN
Inventors: C·切鲁蒂
Original assignee: Maxim Integrated Products Inc
Current assignee: Maxim Integrated Products Inc
Priority date: 2011-03-01
Filing date: 2012-03-01
Publication date: 2012-10-03
Anticipated expiration: 2032-03-01
Also published as: US20130099859A1; US20120223772A1; US8330541B2; CN102710225B; US8558617B2

Abstract

一种能够在至少三种模式下操作的多电平D类差分放大器包括第一功率级和第二功率级。在空置模式下，第一功率级的输出在第一电压电平与第二电压电平之间变化，其中第二功率级的输出在所述第一电压电平与第二电压电平之间变化。在PWM模式下，第一功率级的输出在第一电压电平与第二电压电平之间变化，其中第二功率级的输出在第一电压电平与第二电压电平之间变化。在多电平模式下，所述第一功率级的输出在所述第二电压电平与第三电压电平之间变化，其中所述第二功率级的所述输出被固定于所述第一电压电平，并且其中对所述功率级的所述输出之间的差分信号进行脉冲宽度调制。

Description

多电平D类放大器

背景技术

D类放大器生成占空比被调制以再现施加到该D类放大器的输入的音频信号的方波。由于输出是二进制的，因此耗散(dissipation)通常远低于传统线性放大器的耗散。而且，由于D类放大器的输出信号的频谱的低频部分基本上是想要的音频信号，并且高频部分除了使波形变为二进制而不用于其它目的，因此通常利用基本上由电抗部件(例如L-C滤波器)制成的无源低通滤波器来去除输出信号的高频部分以保持高效率。然而，取决于调制方案，D类放大器可以是“较少滤波器(filter-less)”的，例如除了负载(例如电动式扬声器)的本征L-R滤波器之外，其将不要求任何滤波。

在输入信号非常低或者甚至为零时，较少滤波器操作在空置状态期间最显著。在这种情况下，如果没有正确地设计或者操作滤波器，向负载提供高频信号的“非较少滤波器”放大器将耗散能量。这对于较少滤波器放大器不会发生，其中对于零信号或者小信号，仅将小量的高频能量施加到扬声器。

许多参数贡献于D类放大器的总功率耗散。尽管换向损失(commutation loss)也很重要，但是欧姆传导(也被称为“IR”)损失通常是最大的。换向损失包括用于驱动输出晶体管的功率以及用于在输出处进行转换的功率(例如，对输出寄生电容器进行充电和放电的电流)。

任何开关放大器的缺点在于射频(RF)发射。由于二进制转换(binary transition)是清晰的，因此输出频谱在射频范围中具有显著含量。将放大器连接到扬声器的导线用作发射天线并且会与附近的RF敏感设备发生干扰。RF发射取决于二进制信号的斜率及其幅度。由于被强制与国际标准和指令兼容，如果不采用其它设计方案，则必须以外部滤波部件为代价来降低RF发射。

传输到负载的最大功率取决于通常等于电源电压的二进制信号的幅度。为了从特定供应源获得更多功率，可以使用自举(boost)技术，例如由自举电压供电的D类放大器。在这种情况下，RF发射由于二进制波形的较大幅度而更高并且效率由于供应DCDC转换器的损失而更低。

描述D类放大器的专利是Kirn的发明名称为“Multi-Reference，High Accuracy Switching Amplifier”的美国专利No.6,535,058。作为非限制性示例，Kirn没有解决较少滤波器空置操作、放大器效率或者其放大器的RF发射特性的问题。

对于本领域的普通技术人员来说，在阅读下面的描述和研究几副附图之后，现有技术的这些和其它限制将变得明显。

发明内容

在一个实施例中，通过示例而非限制的方式进行阐述，一种多电平D类放大器包括第一功率级和第二功率级。所述第一功率级具有第一输入、第二输入、输出和至少三个功率输入。所述第一功率级还包括逻辑电路以使得在第一输入处于第一逻辑电平时输出处于第一电压电平，在第一输入处于第二逻辑电平并且第二输入处于第一逻辑电平时输出处于第二电压电平，并且在第一输入和第二输入二者均处于第二逻辑电平时输出处于第三电压电平。所述第二功率级具有第一输入、第二输入、输出和至少三个功率输入。所述第二功率级包括逻辑电路以使得在第一输入处于第一逻辑电平时输出处于第一电压电平，在第一输入处于第二逻辑电平并且第二输入处于第一逻辑电平时输出处于第二电压电平，并且在第一输入和第二输入二者均处于第二逻辑电平时输出处于第三电压电平。

在一个实施例中，通过示例而非限制的方式进行阐述，一种放大器包括第一功率级、第一比较器和第二比较器，所述第一功率级包括第一输入、第二输入、输出和三个功率输入，所述第一比较器包括信号输入、三角波输入和耦合到所述第一功率级的第一输入的输出，并且所述第二比较器具有信号输入、三角波输入和耦合到所述第一功率级的第二输入的输出，其中所述第二比较器的信号输入耦合到所述第一比较器的信号输入。所述示例放大器还包括第二功率级、第三比较器以及第四比较器，所述第二功率级具有第一输入、第二输入、输出和三个功率输入，所述第三比较器具有信号输入、三角波输入和耦合到所述第二功率级的第一输入的输出，其中所述第三比较器的三角波输入耦合到所述第一比较器的三角波输入，并且所述第四比较器具有信号输入、三角波输入和耦合到所述第二功率级的第二输入的输出，其中所述第四比较器的信号输入耦合到所述第三比较器的信号输入，并且其中所述第四比较器的三角波输入耦合到所述第二比较器的三角波输入。

在一个实施例中，通过示例而非限制的方式进行阐明，一种方法以至少三种模式操作包括第一功率级和第二功率级的多电平D类差分放大器。在空置模式下，第一功率级的输出在第一电压电平与第二电压电平之间变化，其中第二功率级的输出在第一电压电平与第二电压电平之间变化，并且其中所述功率级的输出之间的差分信号大约为零。在PWM模式下，第一功率级的输出在第一电压电平与第二电压电平之间变化，其中所述第二功率级的输出在第一电压电平与第二电压电平之间变化，并且其中对所述功率级的输出之间的差分信号进行脉冲宽度调制。在多电平模式下，所述第一功率级的输出在第二电压电平与第三电压电平之间变化，其中所述第二功率级的输出被固定于第一电压电平，并且其中对所述功率级的输出之间的差分信号进行脉冲宽度调制。

某些示例实施例的优点包括对于D类放大器的较少滤波器操作、RF发射的降低和/或增加的效率。

对于本领域的普通技术人员，在阅读下面的描述并且研究几副附图之后，这里公开的这些和其它实施例以及优点和特征将变得明显。

附图说明

现在将参照附图描述几个示例实施例，其中类似的部件提供有类似的附图标记。该示例实施例旨在说明而非限制本发明。附图包括：

图1是示例放大器的方框图；

图2是可以形成图1的放大器的一部分的示例三角波生成器的方框图；

图3是可以形成图1的放大器的一部分的示例逻辑的方框图；

图4是说明图1的放大器的示例信号的图；

图5是说明图1的放大器的替代示例信号的图；

图6是具有反馈的替代示例放大器的方框图；以及

图7是说明替代示例信号以及操作模式的图。

具体实施方式

图1是通过示例而非限制的方式阐述的放大器10和扬声器12的方框图。放大器10包括功率级14和16以及比较器18，20，22和24。在一个实施例中，放大器10是集成电路的一部分并且扬声器12是外部负载。有时将该电路形式称为桥接负载(BTL)。

在该非限制示例中，功率级14和16在构造和操作上实质上相同。功率级14和16均具有第一输入IN1、第二输入IN2、输出OUT、地输入V1、电池输入V2和自举输入V3。即，在该示例中，功率级14和16二者耦合到三个“功率轨(power rail)”，这有利于放大器10的多电平操作。

应该注意，功率轨并不局限于在该示例中阐述的地、电池和自举。例如，除了地的另一基准可以用于所述轨之一。而且，所述轨的任意一个能够由任何方便的功率源供电，例如一个或者多个电池、电源、电容性供应源、电压自举器、电流源等。通过非限制性示例的方式，V1和V2能够由电池的负端子和正端子提供，并且V3能够由电池供电的倍压器提供。可替代地，通过另一非限制性示例的方式，能够使用两个电池。

在该示例中，放大器10被配置为差分功率放大器。即，功率级14配置为提供OUT+信号26并且功率级16配置为提供OUT-信号28。扬声器12(或者其它负载)由作为信号26和信号28之间的差值的差分信号供电。

比较器18具有信号输入30、三角波输入32和输出34。在该非限制性示例中，信号输入30耦合到比较器18的“+”输入端并且三角波输入32耦合到比较器18的“-”输入端。当然，如本领域的普通技术人员将意识到的，利用放大器10的电路适当变型，输入极性能够反向。在该示例中，输出34耦合到功率级14的IN1。

比较器20具有信号输入36、三角波输入38和输出40。在该非限制性示例中，信号输入36耦合到比较器20的“+”输入端并且三角波输入38耦合到比较器20的“-”输入端。当然，如本领域的普通技术人员将意识到的，利用放大器10的电路的适当修改，输入极性能够反向。在该示例中，输出40耦合到功率级14的IN2。

比较器22具有信号输入42、三角波输入44和输出46。在该非限制性示例中，信号输入42耦合到比较器22的“+”输入端并且三角波输入44耦合到比较器22的“-”输入端。当然，如本领域的普通技术人员将意识到的，利用放大器10的电路的适当修改，输入极性能够反向。在该示例中，输出46耦合到功率级16的IN1。

比较器24具有信号输入48、三角波输入50和输出52。在该非限制性示例中，信号输入48耦合到比较器24的“+”输入端并且三角波输入50耦合到比较器24的“-”输入端。当然，如本领域的普通技术人员将意识到的，利用放大器10的电路的适当修改，输入极性能够反向。在该示例中，输出52耦合到功率级16的IN2。

应该注意到，在该示例中，将四个信号施加到比较器18-24。这些包括差分输入信号Vsig_P和Vsig_M(有时被称为“音频信号”)以及两个三角波Vtri1和Vtri2。如这里所使用的，“三角信号”或者“三角波”是以其三角形状为特征的非正弦波形。与方波类似，三角波仅包含奇数谐波。

在该示例中，三角波具有相同的频率和相位。该频率远高于被放大的音频信号的频率。例如，三角波的频率可以是大约300KHz，其至少比要被放大的音频信号大一个数量级。

通过向比较器施加音频信号和三角波二者，在其输出处产生二进制波形。即，通过对高频三角波与音频信号进行比较以生成其占空比与音频信号的即时值直接成正比的一系列脉冲，利用脉冲宽度调制(PWM)产生二进制波形。输出滤波器(可以例如本质上由扬声器12提供)去除PWM信号的高频分量以恢复所放大的音频信号。

如上所述，示例放大器10具有3个功率轨，即地、Vbatt和Vboost。例如，三个轨可以处于0伏特、直流5伏特和直流10伏特。在该示例中，地耦合到V1功率输入，Vbatt耦合到V2功率输入并且Vboost耦合到功率级14和16的V3功率输入。通过非限制性示例的方式，能够使用倍压器电路产生Vboost。

在该示例中，向功率级14和16提供三个功率输入实现了放大器10的“多电平”操作。即，对于低幅度音频信号，放大器10能够以较低功率模式操作，但是对于高幅度音频信号，放大器10能够以较高功率模式操作以降低信号失真。

下面，表1说明了对于功率级14和16的三个示例操作状态。在第一状态中，到功率级的输入IN1的逻辑输入(例如“0”或者“LO”或者“1”或者“HI”)为“0”并且功率级的输出OUT为V1。在第二状态中，到输入IN1的逻辑输入为“1”，到输入IN2的逻辑输入为“0”并且功率级的输出OUT为V2。在第三状态中，到输入IN1的逻辑输入为“1”，到输入IN2的逻辑输入为“1”并且功率级的输出OUT为V3。

表1

IN1	IN2	OUT
			0	X	V1
1	0	V2
			1	1	V3

注释：X＝不关注

图2是能够用于生成三角波V_TRI1和V_TRI2的示例三角波生成器54的方框图。在该示例中，三角波生成器54包括一对可变电流源56和58、运算放大器60、反馈电容器62、一对分压器电阻器64和66、一对比较器68和70以及控制逻辑72。

电流源56和58结合运算放大器60和电容器62发生振荡以在结点74处生成三角波V_TRI1。具有相同值R的电阻器64和66两者将V_TRI1除以2以在结点76处产生V_TRI2。即，在这种情况下，V_TRI1和V_TRI2具有公因数，这里是V_TRI2。如在图2中可以看出，V_TRI1的幅度是V_TRI2的幅度的两倍。

示例三角波生成器54提供如在图2中看到的V_TRI1和V_TRI2之间的垂直偏移。在该示例中，通过V_TRI1经由分别提供有基准电压V_RH和V_RL的比较器68和70的反馈提供该偏移。控制逻辑72使用比较器68和70的输出以控制电流源56和58，从而提供期望的垂直偏移。如在图2中可以看出，V_TRI1和V_TRI2之间的垂直偏移使V_TRI1的波峰与V_RH对准，V_TRI1的波谷与V_RL对准，并且V_TRI2的波峰与V_RL对准。

如图2所示，在V_TRI1和V_TRI2之间的垂直偏移大约为零时，认为这两个三角波为“垂直相邻”。如果V_TRI2的波峰不与V_TRI1的波谷对准，则会存在关于这两者的小Δ。如果存在Δ重叠，则认为这两个三角波为“垂直重叠”。如果存在Δ分离，则认为这两个三角波为“垂直分离”。

期望一定程度的垂直重叠或者垂直分离以提升放大器10的线性操作。可以通过可选的电流源78控制两个三角波之间的Δ，该可选的电流源78能够向电阻器64和66之间的结点80注入正或者负电流i。

应该注意，存在生成两个或者更多垂直偏移三角波信号的其它方式。例如，能够使用多个三角波生成器。因此，如这里所使用的，“三角波生成器”能够包括用于生成多个三角波的一个或者多个电路、输入或者设备。

图3是示例功率级14和16的方框图。在该图中，通过示例而非限制的方式阐述，功率级14/16包括四个固态开关80，82，84和86、与门86以及两个逆变器88和90。输入IN1耦合到与门86的输入并且控制开关84且经由逆变器90控制开关86。输入IN2耦合到与门86的另一输入。与门86的输出控制开关80并且经由逆变器88控制开关82。

开关80和82在V3和V2之间串联耦合。开关84和86在位于开关80和82之间的结点92与V1之间串联耦合。结点94产生输出信号OUT。通过非限制性示例，开关80-86可以包括一个或者多个诸如MOSFET晶体管的晶体管。图3的示例功率级14/16实施表1的真值表。

其它电路也可以包括在功率级14和16中。通过非限制性示例的方式，每一个功率级可以包括电路以使用先开后合(break-before-make)或者其它技术防止不想要的交叉导通。这样的其它电路对于本领域的普通技术人员来说已知。

图4是图1的放大器10的操作的第一示例。在该示例中，放大器10在称为空置、PWM和多电平的三种模式下操作。在图的上部附近，示出作为示例Vsig_P和Vsig_M信号的三角波V_TRI1和V_TRI2。在Vsig_P＝Vsig_M时放大器10处于空置模式，其中在功率级输出处生成的方波相等但是极性相反，导致抵消。随着Vsig_P和Vsig_M即将偏离，放大器10进入PWM模式，其中生成具有地与Vbatt之间的幅度的一系列脉冲宽度调制(PWM)方波。在Vsig_P和Vsig_M之间的偏离开始超出V_TRI1的幅度时，放大器10进入多电平模式，其中OUT-变为地并且OUT+变为具有在Vbatt和Vboost 之间变化的幅度的一系列脉冲宽度调制方波。

在空置模式下，在利用理想零信号驱动时，放大器10提供具有占空比＝50％的相同相位的方波。这对于较少滤波器的D类放大器是有利的。即，在该示例中，在空置模式期间，扬声器12两端的差分高频信号理想地为零。该空置模式操作相对于放大器10不在空置处切换的模式是优选的，由于其降低了交叉失真。

在PWM模式下，放大器10通过改变OUT+和OUT-二者的占空比而再现输入音频信号。随着音频信号的幅度增加，一个占空比变为大于50％并且另一占空比变为小于50％(取决于信号的极性)。有利的是，输出二进制信号的高频含量被最小化。

在音频信号的幅度变得足够大以在仅由Vbatt对放大器10供电时将被剪切时实现多电平模式。自举电压Vboost连同上述调制技术的使用允许包括功率级14和16之间的“桥”的放大器10的差分输出与输入信号保持线性。即，该桥的一侧(在该示例中为功率级16的OUT-)停止切换并且停留在其最小电平(例如，地)。该桥的另一侧(在该示例中为功率级14的OUT+)继续在Vbatt和Vboost之间切换。

放大器10处于多电平模式时实现多个功效。首先，由于仅桥(在该示例中为功率级14)的一侧切换，因此降低了换向损失。其次，传输到负载(例如扬声器12)的功率例如部分来自DCDC自举转换器并且部分来自电池。在仅来自电池时，降低了来自自举转换器的损失。

放大器10处于多电平模式时还表现出降低的RF发射。例如，在处于多电平模式时，桥(例如功率级16)的一侧不切换并且因此不贡献于RF发射。而且，在OUT+在两个相邻电源电平(例如Vbatt和Vboost)之间切换时，二进制信号的幅度被最小化并且因而RF范围中的能量被最小化。

在放大器10中，增益理想地为输出(OUT+，OUT-)处方波的幅度与三角波的幅度之间的比值。如在先前示例中，如果调制是双侧的，则该增益也增倍。

音频放大器的最期望特性之一是其线性度：增益不应该随着信号的幅度而改变。为了在整个输入范围上获得“k”增益，在示例实施例中，可以按照以下设置两个三角波的幅度：

Vtri1＝Vbatt/k

Vtri2＝(Vboost-Vbatt)/2k

这样，由于在前两种操作模式(空置和PWM)中调制是双侧的(两个功率级均切换)并且每一个输出处的方波幅度等于Vbatt，而在多电平范围中，调制是单侧的并且方波幅度为Vboost-Vbatt，因此放大器10的增益保持等于k。

在PWM和多电平模式之间的转换处，为了避免放大器10的增益内的阶跃和孔，三角波被叠置以使得如前所述较低信号的波峰与上面一个的波谷处于相同的电压电平。由于实际设计不能确保这与工艺扩展、温度和不匹配独立地发生，因此设计者能够选择以使它们在系统上分隔开Δ(其间的小电压间隙)或者在系统上以小量Δ叠置。

如上所述，已经针对某些信号极性给出了示例。也能够使用其它极性和电路配置。例如，使用逆变充电泵代替DCDC自举转换器，能够采用负供应源。实现负供应源的使用的放大器10可以与先前描述的类似，除了V1＝Vinv(负充电泵输出)、V2＝GND(0V)并且V3＝Vbatt(电池电压)。图5中示出该负供应源实现的信号。

图6是具有反馈的替代示例性放大器10’的方框图。与放大器10类似的部件被给出相同的附图标记并且按照与上述类似的方式操作。此外，放大器10’包括电阻器96，98，100和102、电容器104和106以及逆变器108。

反馈电阻器100和102将各功率级14和16的OUT+和OUT-分别耦合到结点110和112。音频信号V_IN通过输入电阻器96和98分别耦合到结点110和112。如图所示，逆变器108的输入耦合到结点110和112，并且逆变器108的输出耦合到比较器18-24的信号输入。电容器104耦合在结点110与比较器18和20的信号输入之间并且电容器106耦合在结点112与比较器22和24的信号输入之间。对于放大器10’提供负反馈的示例电路能够有利地改善放大器的线性度、改善电源的抑制比、降低输入阻抗等。

根据前述，显然该放大器可以具有许多替代配置。例如，可以将放大器设计为开环放大器、第一阶积分器环、较高阶等等。

前述示例描述了三轨(例如0V、5V、10V)的方式。其它示例可以包括一个或者多个附加轨(例如0V、5V、10V、15V)，即，到功率级的功率输入的数量可以是P≥3。三角波S的数量可以与功率轨P的数量相关，例如S＝P-1。本领域的普通技术人员将理解，应增加额外的逻辑电路以适应该附加功率输入。

前述示例还描述了三种操作模式，即空置、PWM和多电平。然而，也可以存在附加操作模式。例如，在输入音频信号变得太大时，可以进入“剪切(clipping)”模式以降低输出信号的剪切。通过非限制性示例的方式，在剪切模式下，可以将桥的一侧固定于第一电压，而将另一侧固定于第三电压。图7中示出了具有两个信号极性并且具有剪切模式的电路操作的示例。

图7说明了各种输入信号以及相应的操作模式。例如，其说明了Vsig_P-Vsig_M＞0的正信号、Vsig_P-Vsig_M＜0的负信号以及Vsig_P-Vsig_M＝0的零。其也说明了前述的可选剪切模式。图7的图形因此是图4的图形的扩展。图5的图形能够对于正、负和零信号进行类似扩展并且用以表示剪切模式。

尽管使用特定术语和设备描述了各种实施例，但是这样的描述只是出于说明目的。所使用的词语是描述而非限制的词语。应该理解，在不偏离在所附权利要求中阐述的本发明的精神或者范围的情况下，本领域的普通技术人员可以做出改变和变化。此外，应该理解，可以整体或者部分互换各种其它实施例的方面。因此，旨在根据本发明的真实精神和范围来没有限制或者禁止地解释权利要求。

Claims

1.一种多电平D类放大器，包括：

具有第一输入、第二输入、输出以及至少三个功率输入的第一功率级，所述第一功率级包括逻辑电路以使得在所述第一输入处于第一逻辑电平时所述输出处于第一电压电平，在所述第一输入处于第二逻辑电平并且所述第二输入处于所述第一逻辑电平时所述输出处于第二电压电平，并且在所述第一输入和所述第二输入二者均处于所述第二逻辑电平时所述输出处于第三电压电平；以及

具有第一输入、第二输入、输出和至少三个功率输入的第二功率级，所述第二功率级包括逻辑电路以使得在所述第一输入处于第一逻辑电平时所述输出处于第一电压电平，在所述第一输入处于第二逻辑电平并且所述第二输入处于所述第一逻辑电平时所述输出处于第二电压电平，并且在所述第一输入和所述第二输入二者均处于所述第二逻辑电平时所述输出处于第三电压电平。

2.根据权利要求1所述的多电平D类放大器，其中所述至少三个功率输入包括地输入、电池输入和自举输入，由此所述第一电压电平与地电势相关，所述第二电压电平与电池电势相关并且所述第三电压电平与自举电势相关。

3.根据权利要求2所述的多电平D类放大器，其中所述第一逻辑电平为0和1中的一个并且其中所述第二逻辑电平为0和1中的另一个。

4.根据权利要求3所述的多电平D类放大器，还包括耦合到所述第一功率级的所述第一输入和所述第二功率级的所述第一输入的第一三角波生成器输出以及耦合到所述第一功率级的所述第二输入和所述第二功率级的所述第二输入的第二三角波生成器输出。

5.根据权利要求4所述的多电平D类放大器，其中所述第一三角波生成器输出和所述第二三角波生成器输出处于大约相同的频率和相位。

6.根据权利要求5所述的多电平D类放大器，其中所述第一三角波生成器输出相对于所述第二三角波生成器输出垂直偏移。

7.根据权利要求6所述的多电平D类放大器，其中所述第一三角波生成器输出和所述第二三角波生成器输出垂直相邻。

8.根据权利要求6所述的多电平D类放大器，其中所述第一三角波生成器输出和所述第二三角波生成器输出垂直重叠。

9.根据权利要求6所述的多电平D类放大器，其中所述第一三角波生成器输出和所述第二三角波生成器输出垂直分离。

10.根据权利要求6所述的多电平D类放大器，其中所述第一三角波生成器输出具有第一幅度并且所述第二三角波生成器输出具有第二幅度。

11.根据权利要求10所述的多电平D类放大器，其中所述第一幅度和所述第二幅度具有公因数。

12.根据权利要求11所述的多电平D类放大器，其中所述公因数为2。

13.根据权利要求4所述的多电平D类放大器，还包括将所述第一功率级的所述输出耦合到所述第一功率级的所述第一输入并且耦合到所述第一功率级的所述第二输入的第一反馈电路，以及将所述第二功率级的所述输出耦合到所述第二功率级的所述第一输入并且耦合到所述第二功率级的所述第二输入的第二反馈电路。

14.一种放大器，包括：

包括第一输入、第二输入、输出和三个功率输入的第一功率级；

包括信号输入、三角波输入以及耦合到所述第一功率级的所述第一输入的输出的第一比较器；

具有信号输入、三角波输入以及耦合到所述第一功率级的所述第二输入的输出的第二比较器，其中所述第二比较器的所述信号输入耦合到所述第一比较器的所述信号输入；

具有第一输入、第二输入、输出和三个功率输入的第二功率级；

具有信号输入、三角波输入以及耦合到所述第二功率级的所述第一输入的输出的第三比较器，其中所述第三比较器的所述三角波输入耦合到所述第一比较器的所述三角波输入；以及

具有信号输入、三角波输入以及耦合到所述第二功率级的所述第二输入的输出的第四比较器，其中所述第四比较器的所述信号输入耦合到所述第三比较器的所述信号输入，并且其中所述第四比较器的所述三角波输入耦合到所述第二比较器的所述三角波输入。

15.根据权利要求14所述的放大器，还包括至少产生第一三角波信号和第二三角波信号的三角波生成器，其中所述第一三角波信号耦合到所述第一比较器的所述三角波输入以及所述第三比较器的三角波输入，并且其中所述第二三角波信号耦合到所述第二比较器的所述三角波输入并且耦合到所述第四比较器的所述三角波输入。

16.根据权利要求15所述的放大器，其中所述第一三角波信号和所述第二三角波信号处于相同的频率和相位，所述第一三角波信号相对于所述第二三角波信号垂直偏移，并且其中所述第一三角波信号具有第一幅度且所述第二三角波信号具有不等于所述第一幅度的第二幅度。

17.根据权利要求16所述的放大器，还包括用于所述第一功率级和所述第二功率级二者的至少一个附加功率输入，以使得存在到所述第一功率级和所述第二功率级中的每一个的P＞3个功率输入。

18.根据权利要求17所述的放大器，其中所述三角波生成器产生至少一个附加三角波信号，以使得存在由所述三角波生成器产生的S＝P-1个三角波信号。

19.根据权利要求15所述的放大器，还包括耦合在所述第一功率级的所述输出与所述第一比较器的所述信号输入和所述第二比较器的所述信号输入之间的第一反馈电路，以及耦合在所述第二功率级的所述输出与所述第三比较器的所述信号输入和所述第四比较器的所述信号输入之间的第二反馈电路。

20.根据权利要求15所述的放大器，其中所述第一三角波信号和所述第二三角波信号与所述放大器的输入功率直接成正比并且与所述放大器的增益成反比。

21.一种用于操作包括第一功率级和第二功率级的多电平D类差分放大器的方法，包括：

(a)在空置模式下操作，其中所述第一功率级的输出在第一电压电平与第二电压电平之间变化，其中所述第二功率级的输出在所述第一电压电平与所述第二电压电平之间变化，并且其中所述功率级的所述输出之间的差分信号大约为零；

(b)在PWM模式下操作，其中所述第一功率级的所述输出在所述第一电压电平与所述第二电压电平之间变化，其中所述第二功率级的所述输出在所述第一电压电平与所述第二电压电平之间变化，并且其中对所述功率级的所述输出之间的所述差分信号进行脉冲宽度调制；以及

(c)在多电平模式下操作，其中所述第一功率级的所述输出在所述第二电压电平与第三电压电平之间变化，其中所述第二功率级的所述输出被固定于所述第一电压电平，并且其中对所述功率级的所述输出之间的所述差分信号进行脉冲宽度调制。

22.一种根据权利要求21所述的用于操作包括第一功率级和第二功率的多电平D类差分放大器的方法，还包括：

(d)在剪切模式下操作，其中所述第一功率级的所述输出被固定于所述第三电压电平并且所述第二功率级的所述输出被固定于所述第一电压电平。