CN102694514A - 功放装置 - Google Patents

Abstract

本发明技术方案提供一种功放装置，包括：带隙基准电路和第一放大器；所述带隙基准电路适于产生第一共模电压，连接所述第一放大器的共模电压输入端，提供所述第一放大器的共模电压；所述带隙基准电路还适于产生第一基准电流，连接所述第一放大器的基准电流输入端，提供所述第一放大器的基准电流。本发明技术方案利用原本为第一放大器提供基准电流的带隙基准电路为第一放大器提供共模电压，可以提高整个功放装置的PSRR，结构简单，改动成本低。

Description

功放装置

技术领域

本发明涉及放大器领域，特别涉及一种功放装置。

背景技术

公开号为CN 101958690A的中国专利申请公开一种D类音频功率放大器电路，第一级放大器两个输入端连接音频信号，第一级放大器两个输出端串接输入电阻后连接至第二级放大器的两个输入端，两个反馈电阻连接第一级放大器的两对输入、输出端；第二级放大器的一个输出端串接第一比较器、第一驱动电路接至扬声器的一个输入端，第二级放大器的另一个输出端串接第二比较器、第二驱动电路接至扬声器的另一个输入端，两个反馈电容连接第二级放大器的两对输入、输出端，两个反馈电阻连接在第二级放大器的输入端和扬声器的输入端。

虽然公开号为CN 101958690A的中国专利申请公开的技术方案可以减少总谐波失真，但是对电源噪声的抑制作用非常小。

发明内容

本发明技术方案解决的是现有功放器无法有效抑制电源噪声。

本发明技术方案提供一种功放装置，包括：带隙基准电路和第一放大器；

所述带隙基准电路适于产生第一共模电压，连接所述第一放大器的共模电压输入端，提供所述第一放大器的共模电压；所述带隙基准电路还适于产生第一基准电流，连接所述第一放大器的基准电流输入端，提供所述第一放大器的基准电流。

可选择的，所述功放装置还包括第二放大器，所述带隙基准电路还连接所述第二放大器的基准电流输入端，提供所述第二放大器的基准电流。

可选择的，所述功放装置还包括：电流提供单元、第六MOS管、第七MOS管、滤波电容和共模电压产生单元；

所述电流提供单元，适于提供第二基准电流；

所述共模电压产生单元，适于产生第二共模电压;

所述第六MOS管的源极适于输入所述第二共模电压，所述第六MOS管的漏极连接所述滤波电容的第一极，所述第六MOS管的栅极连接所述第七MOS管的栅极；

所述第七MOS管的源极连接所述第六MOS管的源极，所述第七MOS管的漏极与栅极相连接，所述第七MOS管的漏极适于输入第二基准电流；

所述滤波电容的第一极连接所述第二放大器的共模电压输入端，第二极接地；

其中，所述第二基准电流使所述第六MOS管工作在亚阈值区。

可选择的，所述的功放装置还包括调节电阻，所述第七MOS管的漏极通过所述调节电阻与栅极相连接；

所述调节电阻的第一端与所述第七MOS管的漏极相连接，所述调节电阻的第二端与所述第七MOS管的栅极和所述电流提供单元相连接。

可选择的，所述功放装置还包括调节单元，所述调节单元包括：第一子MOS管和第二子MOS管；

所述第一子MOS管的源极连接所述第六MOS管的漏极，所述第一子MOS管的漏极连接所述滤波电容的第一极，所述第一子MOS管的栅极连接所述第二子MOS管的栅极；

所述第二子MOS管的源极连接所述第七MOS管的漏极，所述第二子MOS管的漏极与栅极相连接，所述第二子MOS管的漏极适于输入第二基准电流。

与现有技术相比，本发明技术方案具有以下优点：

利用带隙基准电路为第一放大器提供共模电压和基准电流，可以提高整个功放装置的电源抑制比（Power Supply Rejection Ratio，PSRR），结构简单。

将工作在亚阈值区的MOS管与滤波电容形成具有低极点的滤波电路，有效的抑制了电源噪声，提高了第二放大器的PSRR，进一步提高整个功放装置的PSRR。并且，由于工作在亚阈值区的MOS管和电容值较小的滤波电容均可以集成在芯片内，所以，节约了设计成本和设计空间，提高了系统设计的集成度。

通过调节单元或调节电阻，保证第二基准电流可以更准确的镜像到工作在亚阈值区的MOS管上，使得该MOS管稳定的工作在亚阈值区。

附图说明

图1为现有技术的D类功放器的一结构示意图；

图2为现有技术的D类功放器的局部结构示意图；

图3为现有技术的D类功放器的另一结构示意图；

图4为本发明技术方案的功放装置的实施例一的结构示意图；

图5为本发明技术方案的带隙基准电路的一结构示意图；

图6为本发明技术方案的功放装置的实施例二的一结构示意图；

图7为本发明技术方案的功放装置的实施例二的另一结构示意图；

图8为本发明技术方案的电流提供单元的一结构示意图；

图9为本发明技术方案的电流提供单元的另一结构示意图；

图10为本发明技术方案的带隙基准电路的另一结构示意图；

图11为本发明技术方案的共模电压产生单元的结构示意图；

图12为本发明技术方案的功放装置的实施三例结构示意图；

图13为本发明技术方案的功放装置的实施四例结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。在下列段落中参照附图以举例方式更具体地描述本发明。根据下列说明，本发明的优点和特征将更清楚。

D类功放器的一个主要噪声源是电源本身。如图1所示，现有D类功放器芯片内具有依次连接的第一放大器Amp1、第二放大器Amp2和PWM调制单元。所述第一放大器Amp1具有第一输入端INN、第二输入端INP、第一输出端VOP1和第二输出端VON1。第一放大器Amp1的第一输出端VOP1和第二输出端VON1分别连接第二放大器Amp2的两个输入端。第二放大器Amp2的第一输出端VOP2和第二输出端VOP2分别连接至PWM调制单元。第三电阻R3和第四电阻R4组成的分压电路提供所述第一放大器Amp1和第二放大器Amp2的共模电压。

在D类功放器中，电源的噪声主要来自于第一放大器Amp1和第二放大器Amp2，而第一放大器Amp1的噪声会被第二放大器Amp2放大后输出。一些放大器，如差分运算放大器，对电源噪声的抑制能力很强，不考虑外围器件失配的情况下可以达到100dB以上。所以，对于实际应用的差分运算放大器，PSRR的主要限制因素为：共模电压上的扰动通过外围器件和应用的环境放大，输出至输出端。

以图2所示的第一放大器Amp1为例。当第一放大器Amp1输入信号接地时，电源加1vp正弦波信号扰动，第一放大器Amp1考虑输入电阻与反馈电阻失配的影响，输出的大小为PSRR的倒数。第一放大器Amp1的输出VOP1-VON1的计算过程如下：

由差分运算放大器的差分工作特性，可得到下列公式：

VOP1+VON1=2*VREF

$\mathrm{VOP}1-\mathrm{VON}1=\mathrm{AV}*(\mathrm{VOP}1*\frac{\mathrm{RINN}+\frac{1}{\mathrm{CINN}*S}}{\mathrm{RINN}+\frac{1}{\mathrm{CINN}*S}+\mathrm{RF}1}-\mathrm{VON}1*\frac{\mathrm{RINP}+\frac{1}{\mathrm{CINP}*S}}{\mathrm{RINP}+\frac{1}{\mathrm{CINP}*}+\mathrm{RF}2})$

上述公式中S为拉普拉斯算子，AV代表第一放大器Amp1的直流增益大小，RINN代表电阻RINN阻值，RINP代表电阻RINP阻值，CINP代表电容CINP电容值，CINN代表电容CINN电容值，RF1代表电阻RF1阻值，RF2代表电阻RF2阻值，VREF代表共模电压，VOP1代表第一放大器Amp1的第一输出端的输出电压，VON1代表第一放大器Amp1的第二输出端的输出电压。

由上述两个公式联立，AV>>1，1/AV近似为0，可得VOP1-VON1结果：

$\mathrm{VOP}1-\mathrm{VON}1=2*\mathrm{VREF}*\frac{\frac{\mathrm{RF}1}{\mathrm{FINN}+\frac{1}{\mathrm{CINN}*S}}-\frac{\mathrm{RF}2}{\mathrm{RINP}+\frac{1}{\mathrm{CINN}*S}}}{2+\frac{\mathrm{RF}1}{\mathrm{RINN}+\frac{1}{\mathrm{CINN}*S}}+\frac{\mathrm{RF}2}{\mathrm{RINP}+\frac{1}{\mathrm{CINN}*S}}}$

输入电阻RINN、RINP和电容CINN、CINP的失配一般都在±5％，考虑第一放大器Amp1放大倍数的失配为10％，此时计算放大倍数的失配对PSRR的贡献为32dB。即，在第一放大器Amp1的共模电压输入端为电源扰动的一半时，第一放大器Amp1的PSRR为32dB。

若输入电阻和电容的失配为1%，可得第一放大器Amp1的PSRR为52dB。但是，输入电阻和电容的失配无法控制在1%以内，且共模电压VREF为电源电压的一半，第三电阻R3的电阻一般为200kΩ左右，芯片内置的电容一般只有数十上百pF的电容，这样导致共模电压VREF为对于217Hz的电源扰动只有一半的衰减，所以现有D类的功放PSRR普遍小于50dB。

如图3所示，为了解决这个问题，现有技术在D类功放器芯片外设置一个电容CB，与芯片内的电阻形成滤波电路。电容CB的电容值为1μF，第三电阻R3和第四电阻R4的电阻值为200KΩ，这样，电源到共模电压输出形成一个低通滤波器。外置1μF电容（低通截止频率为1.6Hz）对电源217Hz噪声有-49dB的衰减。考虑10%的外围器件失配，会增加32dB的PSRR，同时PSRR下降6dB，总共可达到75dB的PSRR。

从上述分析可知，通过增加运算放大器外围的器件匹配度和共模电压产生电路的PSRR可以提高总的PSRR。运算放大器外围器件的匹配性不容易控制，所以，通过在芯片外设置大电容，可以提高共模电压产生电路的PSRR，从而提高了总的PSRR。然而，在芯片外置大电容会增加设计成本和设计空间，也会降低系统设计的集成度。

所以，如图4所示，本发明实施例一提供一种功放装置，包括：带隙基准电路11和第一放大器Amp1。所述带隙基准电路11适于产生第一共模电压，连接所述第一放大器Amp1的共模电压输入端，提供所述第一放大器Amp1的共模电压。所述带隙基准电路11还适于产生第一基准电流，连接所述第一放大器Amp1的基准电流输入端，提供所述第一放大器Amp1的基准电流。

所述第一放大器Amp1可以为差分放大器。

如图5所示，在本实施例中，带隙基准电路11可以包括：第一MOS管M1、第二MOS管M2、第三MOS管M3、第四MOS管M4、第一三极管T1、第二三极管T2、第三三极管T3、自偏置电流单端运算放大器OPA、第一电阻R1和第二电阻R2；

所述第一MOS管M1、第二MOS管M2、第三MOS管M3和第四MOS管M4的栅极连接在一起；

所述第一MOS管M1、第二MOS管M2、第三MOS管M3和第四MOS管M4的源极均连接电源电压；

所述第一MOS管M1的漏极连接所述第一三极管T1的发射极和所述自偏置电流单端运算放大器OPA的正输入端；

所述第二MOS管M2的漏极连接所述第一电阻R1的第一端和所述自偏置电流单端运算放大器OPA的负输入端；

所述第三MOS管M3的漏极连接所述第二电阻R2的第一端和所述第一放大器Amp1的共模电压输入端；

所述第四MOS管M4的漏极连接所述第一放大器Amp1的基准电流输入端；

所述自偏置电流单端运算放大器OPA的输出端连接所述第三MOS管M3的栅极；

所述第一电阻R1的第二端连接所述第二三极管T2的发射极；

所述第二电阻R2的第二端连接所述第三三极管T3的发射极；

所述第一三极管T1和第二三极管T2的基极连接在一起；

所述第三三极管T3的基极连接所述第三三极管T3集电极；

所述第一三极管T1、第二三极管T2和第三三极管T3的集电极均连接地。

由于带隙基准电路产生的电压具有较高的PSRR，所以，利用带隙基准电路为第一放大器提供共模电压和基准电流，可以提高整个功放装置的PSRR，结构简单。

如图6所示，本发明实施例二与实施例一的区别在于，还包括第二放大器Amp2，所述带隙基准电路11还连接所述第二放大器Amp2的基准电流输入端，提供第一基准电流。

如图7所示，本发明实施例的功放装置还可以包括：电流提供单元12、第六MOS管M6、第七MOS管M7、滤波电容C1、共模电压产生单元13和第二放大器Amp2；

所述电流提供单元12，适于提供第二基准电流；

所述共模电压产生单元13，适于产生第二共模电压;

所述第六MOS管M6的源极适于输入所述第二共模电压，所述第六MOS管M6的漏极连接所述滤波电容的第一极，所述第六MOS管M6的栅极连接所述第七MOS管M7的栅极；

所述第七MOS管M7的源极连接所述第六MOS管M6的源极，所述第七MOS管M7的漏极与栅极相连接，所述第七MOS管M7的漏极适于输入第二基准电流；

所述滤波电容C1的第一极连接所述第二放大器Amp2的共模电压输入端，第二极接地；

其中，所述第二基准电流使所述第六MOS管M6工作在亚阈值区。

所述第二放大器Amp2可以为差分放大器。

所述第六MOS管M6和第七MOS管M7构成一个电流镜，所述第七MOS管M7的宽长比大于所述第六MOS管M6的宽长比。第六MOS管M6和第七MOS管M7的漏极电流比值等于第六MOS管M6和第七MOS管M7的宽长比的比值，所以，第六MOS管M6的漏极电流可以由第七MOS管M7的漏极电流按比例缩小获得。所述第七MOS管M7的漏极电流为电流提供单元12提供的第二基准电流，因而，通过调整电流提供单元12提供的第二基准电流，可以控制第六MOS管M6的漏极电流大小，从而使第六MOS管M6工作在亚阈值区。

工作在亚阈值区的第六MOS管M6具有较高的电阻值，与滤波电容C1组成滤波电路后，将过滤后的第二共模电压输出至第二放大器Amp2的共模电压输入端，使得第二放大器Amp2具有较高的PSRR。所述第六MOS管M6和滤波电容C1组成的滤波电路的极点与第二放大器Amp2的噪声的衰减频率相关。具体的，工作在亚阈值区的第六MOS管的电阻值为100MΩ~1000GΩ，滤波电容的电容值为0.1pF~100pF。

图7所示的所述第六MOS管和第七MOS管均为PMOS管。所述第六MOS管和第七MOS管还可以均为NMOS管。

如图8所示，在本实施例中，所述电流提供单元12可以包括：电流源111和电流镜112，所述电流源111提供所述电流镜112的输入电流，所述电流镜112输出所述第二基准电流。

具体的，电流镜112包括第八MOS管M8和第九MOS管M9。所述第八MOS管M8的源极连接所述第九MOS管M9的源极，所述第九MOS管M9的漏极连接电流源111，所述第八MOS管M8的栅极连接所述第九MOS管M9的栅极。所述第九MOS管M9的源极接地，所述第八MOS管M8的漏极输出第二基准电流，所述第九MOS管M9的栅极连接所述第九MOS管M9的漏极。

所述第九MOS管M9的宽长比大于所述第八MOS管M8的宽长比。第九MOS管M9和第八MOS管M8的漏极电流比值等于第九MOS管M9和第八MOS管M8的宽长比的比值，所以，第八MOS管M8输出的第二基准电流可以由第九MOS管M9漏极的输入电流按比例缩小获得。所述第九MOS管M9漏极的输入电流由电流源111提供，因而，通过设置不同大小的电流源111，来调整电流提供单元12提供的第二基准电流。

图8所示的电流镜112是由NMOS管构成，本领域技术人员可以知道电流镜112可以由PMOS管构成，也可以不限于两个MOS管，此处不再赘述。

如图9所示，所述电流提供单元12也可以只包括电流镜112，所述带隙基准电路11产生第三基准电流，作为所述电流镜112的输入电流提供给所述电流镜112，所述电流镜输出112所述第二基准电流。该情况下的带隙基准电路11如图10所示。

如图10所示，带隙基准电路11可以包括：第一MOS管M1、第二MOS管M2、第三MOS管M3、第四MOS管M4、第五MOS管M5、第一三极管T1、第二三极管T2、第三三极管T3、自偏置电流单端运算放大器OPA、第一电阻R1和第二电阻R2；

所述第一MOS管M1、第二MOS管M2、第三MOS管M3、第四MOS管M4和第五MOS管M5的栅极连接在一起；

所述第一MOS管M1、第二MOS管M2、第三MOS管M3、第四MOS管M4和第五MOS管M5的源极均连接电源电压；

所述第一MOS管M1的漏极连接所述第一三极管T1的发射极和所述自偏置电流单端运算放大器OPA的正输入端；

所述第二MOS管M2的漏极连接所述第一电阻R1的第一端和所述自偏置电流单端运算放大器OPA的负输入端；

所述第三MOS管M3的漏极连接所述第二电阻R2的第一端和所述第一放大器Amp1的共模电压输入端；

所述第四MOS管M4的漏极连接所述第一放大器Amp1和第二放大器Amp2的基准电流输入端；

第五MOS管M5的漏极连接电流镜112的输入端；

所述自偏置电流单端运算放大器OPA的输出端连接所述第三MOS管M3的栅极；

所述第一电阻R1的第二端连接所述第二三极管T2的发射极；

所述第二电阻R2的第二端连接所述第三三极管T3的发射极；

所述第一三极管T1和第二三极管T2的基极连接在一起；

所述第三三极管T3的基极连接所述第三三极管T3集电极；

所述第一三极管T1、第二三极管T2和第三三极管T3的集电极均连接地。

由于带隙基准电路产生的电压具有较高的PSRR，所以，利用带隙基准电路为第一放大器提供共模电压和基准电流，可以提高整个功放装置的PSRR，结构简单。

如图11所示，所述共模电压产生单元13可以包括：第三电阻R3和第四电阻R4。所述第三电阻R3的第一端连接电源，所述第三电阻R3的第二端连接第四电阻的第一端。所述第四电阻R4的第一端产生所述共模电压，所述第四电阻R4的第二端接地。

根据本发明的实施例二，由于工作在亚阈值区的第六MOS管M6电阻很大，所以能与滤波电容C1产生较低的RC极点，较大的衰减了电源上的噪声。当第六MOS管M6电阻为10GΩ，内部电容为10pF时，共模电压相对于电源的低通截止频率为1.6Hz，对于217Hz的电源噪声有43dB的衰减，即可以提高43dB的PSRR，此时考虑10%的失配，总的电源抑制比可达69dB。所以，实施例二可以使第二放大器也具有较高的PSRR，从而进一步提高功放装置整体的PSRR。

如图12所示，本发明实施例三提供的功放装置与实施例二相比，增加了调节电阻RX，第七MOS管M7的漏极通过调节电阻RX与栅极相连接。调节电阻RX的第一端与第七MOS管M7的漏极相连接，调节电阻RX的第二端与第七MOS管M7的栅极和电流提供单元12相连接。

调节电阻RX可以使第六MOS管的源漏电压和第七MOS管的源漏电压基本相等。

本发明实施例三通过增加的调节电阻，保证第二基准电流可以更准确的镜像到第六MOS管上，使得第六MOS管稳定的工作在亚阈值区。

如图13所示，本发明实施例四提供的功放装置与实施例二相比，增加了调节单元14，调节单元14包括：第一子MOS管M11和第二子MOS管M12。

第一子MOS管M11的源极连接第六MOS管M6的漏极，第一子MOS管M11的漏极连接滤波电容C1的第一极，第一子MOS管M11的栅极连接第二子MOS管M12的栅极；

第二子MOS管M12的源极连接第七MOS管M7的漏极，第二子MOS管M12的漏极与栅极相连接，第二子MOS管M12的漏极适于输入第二基准电流。

本发明实施例四通过增加的调节单元，保证第二基准电流可以更准确的镜像到第七MOS管上，使得第六MOS管稳定的工作在亚阈值区。

虽然本发明已以较佳实施例披露如上，但本发明并非限定于此。任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，均可作各种更动与修改，因此本发明的保护范围应当以权利要求所限定范围。

Claims (10)

1.一种功放装置，其特征在于，包括：带隙基准电路和第一放大器；

所述带隙基准电路适于产生第一共模电压，连接所述第一放大器的共模电压输入端，提供所述第一放大器的共模电压；

所述带隙基准电路还适于产生第一基准电流，连接所述第一放大器的基准电流输入端，提供所述第一放大器的基准电流。

2.如权利要求1所述的功放装置，其特征在于，所述带隙基准电路包括：第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管、第一三极管、第二三极管、第三三极管、自偏置电流单端运算放大器、第一电阻和第二电阻；

所述第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管和第四MOS管的栅极连接在一起；

所述第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管和第四MOS管的源极均连接电源电压；

所述第一MOS管的漏极连接所述第一三极管的发射极和所述自偏置电流单端运算放大器的正输入端；

所述第二MOS管的漏极连接所述第一电阻的第一端和所述自偏置电流单端运算放大器的负输入端；

所述第三MOS管的漏极连接所述第二电阻的第一端和所述第一放大器的共模电压输入端；

所述第四MOS管的漏极连接所述第一放大器的基准电流输入端；

所述自偏置电流单端运算放大器的输出端连接所述第三MOS管的栅极；

所述第一电阻的第二端连接所述第二三极管的发射极；

所述第二电阻的第二端连接所述第三三极管的发射极；

所述第一三极管和第二三极管的基极连接在一起；

所述第三三极管的基极连接所述第三三极管集电极；

所述第一三极管、第二三极管和第三三极管的集电极均连接地。

3.如权利要求1所述的功放装置，其特征在于，还包括第二放大器，所述带隙基准电路还连接所述第二放大器的基准电流输入端，提供所述第二放大器的基准电流。

4.如权利要求3所述的功放装置，其特征在于，还包括：电流提供单元、第六MOS管、第七MOS管、滤波电容和共模电压产生单元；

所述电流提供单元，适于提供第二基准电流；

所述共模电压产生单元，适于产生第二共模电压;

所述第六MOS管的源极适于输入所述第二共模电压，所述第六MOS管的漏极连接所述滤波电容的第一极，所述第六MOS管的栅极连接所述第七MOS管的栅极；

所述第七MOS管的源极连接所述第六MOS管的源极，所述第七MOS管的漏极与栅极相连接，所述第七MOS管的漏极适于输入第二基准电流；

所述滤波电容的第一极连接所述第二放大器的共模电压输入端，第二极接地；

其中，所述第二基准电流使所述第六MOS管工作在亚阈值区。

5.如权利要求4所述的功放装置，其特征在于，所述第六MOS管的电阻值为100MΩ~1000GΩ，所述滤波电容的电容值为0.1pF~100pF。

6.如权利要求4所述的功放装置，其特征在于，还包括调节电阻，所述第七MOS管的漏极通过所述调节电阻与栅极相连接；

所述调节电阻的第一端与所述第七MOS管的漏极相连接，所述调节电阻的第二端与所述第七MOS管的栅极和所述电流提供单元相连接。

7.如权利要求4所述的功放装置，其特征在于，还包括调节单元，

所述调节单元包括：第一子MOS管和第二子MOS管；

所述第一子MOS管的源极连接所述第六MOS管的漏极，所述第一子MOS管的漏极连接所述滤波电容的第一极，所述第一子MOS管的栅极连接所述第二子MOS管的栅极；

所述第二子MOS管的源极连接所述第七MOS管的漏极，所述第二子MOS管的漏极与栅极相连接，所述第二子MOS管的漏极适于输入第二基准电流。

8.如权利要求4所述的功放装置，其特征在于，所述电流提供单元包括：电流源和电流镜，所述电流源提供所述电流镜的输入电流，所述电流镜输出所述第二基准电流。

9.如权利要求4所述的功放装置，其特征在于，所述电流提供单元包括：电流镜，所述带隙基准电路还提供所述电流镜的输入电流，所述电流镜输出所述第二基准电流。

10.如权利要求4所述的功放装置，其特征在于，所述共模电压产生单元包括：第三电阻和第四电阻，所述第三电阻的第一端连接电源，所述第三电阻的第二端连接第四电阻的第一端，所述第四电阻的第一端产生所述共模电压，所述第四电阻的第二端接地。

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