CN102684830A - 用于基于塑料光纤的数据通信的适应性错误校正码 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于基于塑料光纤传输数字数据的高效率编码和调制系统。特别地，数字信号通过三层陪集编码(three-level coset coding)编码。系统的频谱效率可通过选择将在每层中处理的位数配置。第一层将二进制BCH编码应用至数字数据并且通过星座映射和晶格变换执行陪集分割。类似地，第二层应用另一二进制BCH编码，其可以通过具有基本相同编码率的两个BCH码根据期望配置选择性地执行，对不同尺寸的码字操作。第三层不被编码。第二层和第三层经过映射和晶格变换。在多层的相加之后，执行二阶晶格变换，以获得零均值星座。然后，进一步调制从这样的三层陪集编码器输出的符号。

Description

用于基于塑料光纤的数据通信的适应性错误校正码

技术领域

本发明涉及基于塑料光纤的数据传输。特别地，本发明涉及用于使用适应性错误校正码和调制方案的基于塑料光纤发送和接收数据的方法和装置。

背景技术

当今的通信系统利用多种类型的电缆和无线电接口。玻璃光纤不仅是最可靠的，还能实现非常高的传输速率。另一方面，一部分电话线仍然使用铜质电缆形成，并且还用于数据的传输。特别是在过去十几年中，无线通信经历了快速发展。所有这些数据传输媒体都具有其本身的特性并且适用于以不同方案和架构进行部署。

玻璃光纤(GOF)现今特别用于要求非常高带宽和非常低衰减的通信。由于玻璃光纤具有非常小的直径和低数值孔径(NA)，其安装要求专用且昂贵的连接器工具和熟练的安装工人。

另一种可行方式是例如基于具有较大芯径(约1mm)和高数值孔径(NA约为0.3至0.5)的聚甲基丙烯酸酯(PMMA)的塑料光纤(POF)的部署。不太昂贵且最常使用的塑料光纤是数值孔径为0.5的SI-POF。然而，还存在能够实现较高数据速率的具有低数值孔径0.3的SI-POF以及具有接近1GHz×100米的带宽长度乘积的PMMA GI-POF。PMMA具有多个衰减窗口，其能够使POF使用从蓝色到红色发光二极管(LED)或红色激光二极管(LD)的不同可见光源。

与GOF相比，塑料光纤具有非常容易安装的优点。它们可以通过专业或非专业安装工人使用诸如剪刀或切断器和不昂贵的塑料连接器等基本工具进行部署。其对于未对准和强振动是有恢复力的，所以其可以安装在工业和汽车环境中，而不损失通信容量。由于较大的芯径导致POF连接对终端正面上的残留灰尘比GOF具有高得多的容限。

由于基于POF的传输是光学的，因此塑料光纤完全不受电气噪声的影响。从而，现有铜布线将不干扰通过塑料光纤的数据，所以其甚至可以挨着电缆安装。塑料光纤连接器和用于POF的光电器件是主要的低成本消耗部件，其能够使安装工人节省电缆成本和安装、测试以及维护时间。塑料光纤已经被广泛地采用，特别是用于汽车中的信息娱乐网络并且现在可以看作用于诸如面向媒体的系统传输(MOST)的高速在线汽车网络的全球标准。

图1示出用于基于POF发送和接收数据的系统的实例。基于塑料光纤的传输基于通过直接检测的光强度调制。将被发送的信号从用于编码和调制用户比特流信息的数字电路110生成并且被传送到用于将数字数据转换成用于控制发光元件130的电信号的发射器(Tx)模拟前端(AFE)120。在电信号到光信号的该转换之后，晶格被输入到光纤150。用于塑料光纤的电光转换器通常是发光二极管(LED)，其特征在于诸如峰值波长、波长宽度和发射模态分布的性质。

在经由塑料光纤150传输信号期间，光受严重衰减以及主要由于模态分布导致的失真影响。模态分布由在不同路径上并且具有不同速度和衰减在光纤中传播的光的不同模式导致，造成到达接收器处的时间不同。光信号还受所谓的模耦合影响，其中，较高顺序模式的能量被传送至较低顺序模式，并且反之亦然。结果，光脉冲被加宽，其导致降低信号带宽。

在接收器处，来自塑料光纤150的光信号通过诸如光电二极管的光电转换器170被转换为电强度。然后，电信号由模拟前端(AFE)180处理。特别地，其尤其由跨阻放大器(TIA)放大并且连接至数字接收器190。TIA通常是最重要的噪声源，其限制通信系统的最终灵敏度。

关于数据传输技术，GOF成功地使用不归零(NRZ)调制。特别地，当前玻璃纤维通信系统主要利用NRZ 8b/10b或NRZI 4b/5b线路编码，其要求分别用于1Gbps和100Mbps解决方案的1.25GHz和125MHz的波特率。从而，当前塑料光纤解决方案还采用用于数据传输的NRZ调制。然而，塑料光纤具有不同于玻璃纤维的频率和时间响应，并且还具有明显更高的衰减。作为通信介质，由于其显著差分模式延迟和差分模式衰减，塑料光纤显示出非常高的模态分布。要求用于与纤维耦合的大面积光电二极管通常具有有限宽度。考虑到塑料光纤频率响应，支持100或150Mbps的解决方案可能达到ca.50米；然而，在没有更先进技术的情况下，1Gbps看起来不可能实现。

图2A示出为纤维长度(x轴，单位为米)的函数的POF光学带宽(y轴，单位为MHz)的变化。图2B示出为纤维长度的函数的带宽-长度乘积(y轴，单位为MHz·100m)的变化。在此，纤维是数值孔径NA为0.5(特别是模式Mitsubishi Eska-GH4001)的SI-POF，并且光源是发射条件FWHNNA为0.31、波长峰值为658纳米并且FWHN波长宽度为21纳米的RCLED。从图1可以看出，用于期望的1.25GHz波特率的合适平坦响应仅在塑料光纤的前几米中是可能的。对于激光光源，作为长度的函数的光学带宽非常类似。从而，因为限制因素，特别是纤维中的模耦合导致的模态分布，带宽瓶颈由塑料光纤产生，而不受光源多快影响。

发明内容

考虑塑料光纤的上述限制，本发明的目标在于提供基于塑料光纤的高效率和适应性传输系统。

这通过独立权利要求的特征实现。

在从属权利要求中提出进一步有利实施例。

采用塑料光纤提供多个优点。特别是，关于无线和电气传输媒体，POF对于电磁干扰是有恢复力的。与玻璃光纤相比，POF使得安装更容易，更便宜并且提供关于连接的更高鲁棒性。本发明开发POF的优点并且提供能够实现超过POF的高数据速率通信的适应性系统。

基于由三层陪集码编码(coset code)的POF发送数据是本发明的特定方式，其中，第一层包括BCH编码，第二层包括码率比第一层更高的BCH编码，并且所有三层都包括到星座的各自映射和映射后的符号的晶格变换。然后，层相加，并且将所得到的编码后的符号映射至时域调制。第二层提供具有基本相同码率和不同码字长度的两个可选BCH码。

根据本发明的一个方面，提供一种用于对用于基于塑料光纤传输的数字数据编码的方法。该方法包括以下步骤：通过三层陪集编码对输入数字数据编码，并且使用时域调制调制用三层陪集编码编码的符号。而且，三层陪集编码包括以下步骤：从输入数字数据分离出具有相应位数的第一部分、第二部分和第三部分数据；在第一层中用第一BCH码对第一部分数据编码，并且在第二层中用第二或第三BCH码对第一部分编码，其中，第三BCH码具有小于第一和第二BCH码的码字长度的码字长度，并且第三BCH码具有与第二BCH码基本相同的码率。在第一层中，执行将编码后的第一部分映射到第一预定星座(constellation)的符号上以及映射后的符号的晶格变换的步骤，以实现陪集分割。在第二层中，根据是使用第二还是第三BCH码来执行将编码后的第二部分映射到第二预定星座的符号上以及映射后的符号的晶格变换的步骤，以实现陪集分割。在第三层中，执行将第三部分映射到第三预定星座的符号上以及映射后的符号的晶格变换的步骤，以实现陪集分割。然后，应用使来自第一、第二和第三层的变换后的符号相加的步骤。

根据本发明的另一个方面，提供一种用于对通过三层陪集编码器编码并且经由塑料光纤接收的数字信号解码的方法，该方法包括以下步骤：用时域调制解调编码后的数字信号以获得符号码字并且通过逆晶格变换变换它们，通过三阶解码器解码解调和变换后的符号包括以下步骤：通过将逆晶格变换和模运算应用至解调后的符号提取第一部分码字；在第一级中用第一BCH解码器解码第一部分，并且基于解码后的第一部分选择第一陪集；通过将逆晶格变换和模运算应用至通过从解调后的符号减去解码后的第一部分获得的符号提取第二部分；在第二级中，用第二或第三BCH解码器解码第二部分，并且基于解码后的第二部分选择第二陪集；通过从解调后的符号减去解码后的第一和第二陪集并且通过应用逆晶格变换和模运算获得第三部分；以及多路复用解码后的第一、第二和第三部分，其中，在第二级提供第二BCH码和第三BCH码，其中，第三BCH码具有比第一和第二BCH码的码字长度更短的码字长度，并且第三BCH码具有与第二BCH码基本相同的码率。

塑料光纤在此是由塑料制成的任何商业上可用的光纤。本发明涉及在信号被转换成模拟值以控制用于生成被注入到POF中的光信号的发光元件之前在发射器处和/或在光信号已由光电元件检测到之后在接收器处将被执行的数字处理。

三层陪集编码是提供多维星座的多层陪集编码，其中，在第一层的陪集之间选择的位比在第二层和/或星座点的陪集之间选择的位被更好地编码。选择陪集的位比指定星座点的位被更好地保护。在较低层上选择陪集的位比在多层陪集码的较高层上选择陪集的位被更好地保护。

信道情况的可能改变的适应性通过限定/选择三个数据分区中的位数的可能性提供，例如，在由所采用的编码、映射、晶格变换、时域调制状态数支持的预定义有效配置中。另外，在第二层中第二和第三BCH码的选择能力甚至提供实现期望频谱效率特别是较低频谱效率的更好可能性。

有利地，本发明的方法进一步包括：在第二层中基于例如信道情况选择第二或第三BCH码的步骤。将在第二层中执行的处理的选择必须在发射器和在接收器处同时执行。这可以例如通过限定用于在发射器和接收器之间的消息交换的合适协议和/或用于切换的规则/条件实现。同样地，可以配置输入到各层的位数的选择。对于一些配置，第二和/或第三层中的位数可以是零。

通常，可以基于在接收器处测量的信噪比(SNR)或接收质量(诸如，位错误率、块错误率、或对质量的任何其他测量)建立用于三层陪集编码器的频谱效率的适应性算法。然后，接收器可以将该信息输入到发射器。这优选地通过采用被限定用于该目的并且通过反馈信道发送的物理层头部(或这样的头部的一部分)执行。然而，本发明不限于此，并且可以采用用于切换的任何机制。例如，接收器可以测量如以上举例说明的质量指示符，并且基于其估计合适编码器配置，然后其被信号发送至发射器。可以在物理层数据包的数据包头部内或可替换地在专用于这样的反馈信道的数据包中提供反馈信道。质量指示可以在预定时间段内或者在预定时间场合被规则地发送，或者只要例如由于信道质量改变导致要求编码器设置改变就被不规则地发送。

根据该信息(质量标识)，然后发射器切换MLCC配置，并且通过在物理层头部内对相应指示编码，将切换信号发送至接收器。配置的改变通过在头部内发送其以保证接收器能够一直适当地解码数据，以此方式被同步。另一方面，头部优选使用配置有最低频谱效率的固定MLCC编码方案，使得头部可以在任何噪声和失真情况下被鲁棒性地解码，已经为其设计系统。然而，上述切换机制仅是一个实例，并且本发明还可以通过其他切换机制工作。

优选地，第二和第三二进制BCH码具有相同本原多项式。这使得能够使用相同第二层实现用于第二和第三代码。

根据本发明的优选实施例，第一BCH编码器基于1637个输入信息位生成具有2044位的码字，和/或第二BCH编码器基于2022个输入信息位生成具有2044位的码字，并且第三BCH编码器基于1000个输入信息位生成具有1022位码字。该配置特别适用于约1Gbps的期望传输率。然而，本发明不限于此。本原多项式的长度以及特定编码优选根据系统要求被选择。

有利地，映射是QPSK灰度映射、BPSK、Z²或RZ²映射之一，晶格变换包括符号的平移、缩放和/或旋转，和/或是与调制是M-PAM。特别地，第一层映射器可以是QPSK灰度映射器，根据所选的BCH码，第二层映射器可以是QPSK灰度映射器或BPSK映射器，并且第三层映射器是Z²或RZ²(尽可能为灰度)映射器。灰度映射具有检测另一个邻近星座点而不是星座点的错误导致例如单个位错误的小数量的位错误的优点。通常，本发明还可以通过不同调制很好地工作，诸如，基于均衡设备的差分M-PAM。然而，也可以考虑诸如相移键控调制的其他时域调制，这些都很可能导致不太有效率的系统。

优选地，方法进一步包括：应用至解调后的符号的Tomlinson-Harashima预编码的步骤。然而，其他均衡方法也可以用于本发明。例如，代替预编码，正向输送均衡器可以在接收器处应用。这可以更适用于从接收器到发射器的反馈信道很难实现的系统。注意，这些仅是实例并且本发明还可以通过任何其他均衡技术工作。

根据本发明的还有的另一方面，提供一种用于对用于基于塑料光纤的传输的数字数据进行编码的装置。该装置包括：多层陪集编码器，用于通过三层陪集编码对输入数字数据进行编码，其中，多层陪集编码器进一步包括多路复用器，其用于从输入数字数据分离出第一部分、第二部分和第三部分数据，每部分都具有预定位数；第一BCH编码器，在第一层中用第一BCH码对第一部分数据编码；第二BCH编码器，在第二层中，其中，第二BCH编码器适于用在第二BCH编码器中提供的第二或第三BCH码对第二部分编码，其中，第三BCH码具有短于第一和第二BCH码的码字长度的码字长度，并且第三BCH码具有与第二BCH码基本相同的码率；第一映射器，在第一层中，用于将编码后的第一部分映射到第一预定星座的符号上，并且执行映射后的符号的晶格变换，以实现陪集分割；第二映射器，在第二层中，用于根据是使用第二还是第三BCH码，将编码后的第二部分映射到第二预定星座的符号上，并且执行映射后的符号的晶格变换，以实现陪集分割；第三映射器，在第三层中，用于将第三部分映射到第三预定星座的符号上，并且执行映射后的符号的晶格变换；以及加法器，用于使来自第一、第二和第三层的变换后的符号相加。该装置进一步包括：调制器，用于使用时域调制调制用三层陪集编码编码的符号。

根据本发明的还有的另一方面，提供一种用于对用三层陪集编码器编码并且经由塑料光纤接收的数字信号解码的装置，该装置包括：解调器，用于通过时域调制解调编码后的数字信号以获得符号码字；变换单元，用于通过逆晶格变换变换解调后的符号；多级解码器，用于解码解调和变换后的符号，多级解码器具有三级并且进一步包括：第一提取器，用于通过将逆晶格变换和模运算应用至解调后的符号提取第一部分码字；第一BCH解码器，用于在第一级中解码第一部分并且基于解码后的第一部分选择第一陪集；第二提取器，用于通过将逆晶格变换和模运算应用至通过从解调后的符号减去解码后的第一部分获得的符号提取第二部分；第二和第三BCH解码器，在第二级应用各个第二BCH码和第三BCH码，其中，第三BCH码具有比第一和第二BCH码的码字长度更短的码字长度，并且第三BCH码具有与第二BCH码基本相同的码率；解码器，用于在第二级用第二或所述第三解码器解码第二部分，并且基于解码后的第二部分选择第二陪集；第三提取器，用于通过从解调后的符号减去解码后的第一和第二陪集并且应用逆晶格变换和模运算获取第三部分；以及多路复用器，用于多路复用解码后的第一、第二和第三部分。

根据本发明的优选实施例，提供实现上述方法中的任何一个的集成电路。

有利地，提供一种用于基于塑料光纤发送数字数据的系统。该系统包括：发射器，包括上述编码装置；电光转换器，用于将编码后的信号转换为光信号，并且用于将光信号注入到POF中；光电检测元件，用于将从POF接收的光信号变换为电信号；以及解码器，如上所述，用于解码接收到的信号。

附图说明

本发明的以上和其他目标和特征从以下说明和结合附图给出的优选实施例变得更加明显，其中：

图1是示出用于基于POF发送和接收数据的系统的实例的示意图；

图2A是示出作为其长度的函数的塑料光纤的光学带宽的图表；

图2B是示出作为长度的函数的光学带宽和长度之间的乘积的图表；

图3是示出Tomlinson-Harashima预编码的功能的框图；

图4是示出Tomlinson-Harashima预编码的传输性能的图表；

图5A是示出根据本发明的编码器的框图；

图5B是示出根据本发明的解码器的框图；

图6是示出根据本发明的实施例的具有三层陪集编码和调制的发射器的框图；

图7是示出映射器的典型架构的框图；

图8是示出灰度到二进制(Gray-to-Binary)映射的实现的框图；

图9是示出用于特定情况的映射器的典型架构的框图；

图10是示出用于第一层的晶格平移操作的实例的框图；

图11是示出用于第二层的晶格平移、缩放和旋转操作的实例的框图；

图12是示出用于第三层的典型晶格变换的框图；

图13是示出晶格加法器(矢量相加)实现方式的实例的框图；

图14是示出第二步(second-step)晶格变换的实例的框图；

图15是示出模运算的典型实现方式的框图；

图16是示出M-PAM调制输出的框图；

图17是根据本发明的有益实施例的包括MLCC码的高效率配置的表格；

图18包括用于第一和第二层的卫星图，用于在映射和晶格变换之后的卫星，并且用于最终卫星，假设来自图17的第二配置。

图19包括用于第一和第二层的卫星图，用于在映射和晶格变换之后的卫星，并且用于最终卫星，假设来自图17的第三配置。

图20包括用于第一、第二和第三层的卫星图，用于在映射和晶格变换后的卫星，并且用于最终卫星，假设来自图17的第四配置。

图21包括用于第一、第二和第三层的卫星图，用于在映射和晶格变换后的卫星，并且用于最终卫星，假设来自图17的第六配置。

图22是表示用于第一层中的不同BCH码率的位错误率曲线的图表；

图23是表示用于第一层和第二层以及用于在第二层中没有BCH码的整个方案的的位错误率曲线的图表；

图24是表示用于第一层和第二层以及用于具有能够校正第二层中的单个位错误的BCH码的整个方案的位错误率曲线的图表；

图25是表示用于第一层和第二层以及用于具有能够校正第二层中的两个位错误的BCH码的整个方案的位错误率曲线的图表，并且其中，每尺寸1位在第二层中被编码；

图26是表示用于第一层和第二层以及用于具有能够校正第二层中的两个位错误的BCH码的整个方案的位错误率曲线的图表，并且其中，没尺寸0.5位在第二层中被编码；

图27是表示用于第一层、第二层、第三层以及用于整个方案的位错误率曲线的图表；

图28是示出用于预定情况和三个不同频带的链路功率预算的图表；

图29是示出根据本发明的实施例的编码方案的流程图；

图30是示出根据本发明的实施例的具有三层陪集解码和解调的解码器的框图；

图31A是示出根据本发明的实施例适用Tomlinson-Harashima预编码的框图；

图31B是示出可以由本发明使用的正向输送均衡器的框图；

图31C是示出还可以由本发明使用的判决反馈均衡器的框图；

图32是示出根据本发明的实施例的差分调制器的框图；

图33是根据本发明的实施例的差分解调器的框图；以及

图34是示出根据本发明的实施例的解码方法的流程图。

具体实施方式

本发明潜在的问题基于以下现象：通常用于光学玻璃纤维的技术不足以实现基于塑料光纤的数据的高效率传输。由于塑料光纤信道的特征与玻璃光纤、无线或铜质信道之间的差异，因此，为这样的信道开发和采用的技术也不可直接应用于塑料光纤。本发明的一个目标是能够基于POF进行高频谱效率的数据传输。

用于设计通信系统的一般标准之一是最大化信道的容量。可以使用关于被限定为在信道的输入和输出处的随机变量的最大互信息的比率的香农极限，根据信息论计算信道容量边界。然而，实际上，很难实现这样的理论边界。这尤其通过通常不具有理想特征的所采用的实际元件导致。当设计通信系统时的另一个重要因素是实现复杂性方面的效率，其直接影响产品的成本和可行性以及其等待时间。

当设计采用塑料光纤的通信系统时，必须考虑信号处理所必须的电气和光学元件的限制。考虑影响所发送信号的所有元件，诸如，电流驱动器、发光元件、POF本身、光电二极管、跨阻放大器等，通信信道将被认为是非线性的。非线性的主要来源是电气强度到LED的光功率的转换的特征。另一方面，塑料光纤是功率峰值受限制的通信信道。该特征使得POF不同于用于通信的其他类型信道，诸如，铜质或无线信道，其中，约束发送信号以实现给定功率谱密度和/或平均功率。峰值限制由光信号不能是负的并且在诸如LED或激光二极管的光发射器中限制电气强度以延长设备的寿命的事实导致。

通常，通过在带宽和信噪比(SNR)之间的寻找折衷来设计通信系统。优化的目标在于实现理论上已知的容量边界。对容量限制的接近有影响的关键数字技术是调制、符号间干扰的补偿和编码。这些技术不得不根据通信信道的特征，并且可能根据其相互之间的关系进行设计。

波峰因数(还称为峰值对均值比)是波形的峰值幅度除以波形的均方根的比率。对于光学系统，调制是合适的，其最小化波峰因数并且最大化用于注入POF的给定光学调制幅度(OMA)的光信号的变化。能够实现其的调制技术是M-进制幅度调制(M-PAM)和差分M-PAM。假设在电光转换之前的零均值星座，波峰因数被最小化并且符号的平均能量被均匀分布，这是因为多层信号被均匀地分布。脉冲幅度调制的层数可以被限定为带宽、所要求的比特率、和/或编码的函数。为了适当地设计调制，塑料光纤信道的链路功率预算必须被分析。为了最大化链路功率预算，存在用于层数的最优值和用于期望传输率的信号带宽，如随后示出的。高频谱效率通信系统是必须的，以最大化链路功率预算。基于该要求，均衡和信道编码必须根据调制进行设计。

作为信号在传输介质(在此为POF)中增宽(broadening)的结果，当被接收时，相邻数据承载符号重叠，其使得很难正确地检测和解码它们。该效果称为符号间干扰。为了恢复这样的符号，通常采用均衡(equalization)技术。在现有技术中的接收器侧存在多种可用均衡方法，包括MMSE均衡器、迫零、正向输送均衡器、判决反馈均衡器等。

为了高效率地设计通信系统，基于可以通过分析其测量的特征为特定信道获得的Volterra模型，可以区分信道特征的线性和非线性部分。对于信道的线性部分，可以执行根据信息论的链路功率预算最大化。而且，可以独立于信道的线性和非线性部分设计均衡。在发射器和/或接收器侧，可以采用线性化电路(非线性滤波器结构)以提供足够远的线性信道，其中，可以使用众所周知的均衡技术。

例如，正向输送均衡(FFE)是在基于关于波形本身，特别是关于电流波形和与先前接收的通信符号相关的波形的信息校正所接收的波形的接收器处采用的均衡技术。在满足所接收的位上的任何决策之前，对波形(电压电平)执行均衡。另一个众所周知的技术是判决反馈均衡(DFE)。DFE计算适合用于检测多维调制符号的判决阈值的校正值。从而，DFE将阈值偏移，基于该阈值偏移形成了新的判决(关于DFE和均衡的进一步详情可以J.G.Proakis，Digital Communications，4^th Edition，McGraw-Hill Book Co.，New York，2001在中找到，其在此被结合作为参考)。DFE的缺点是错误传播，源自决策设备的输出处的判决错误，其导致后光标(postcursor)符号间干扰(ISI)。错误传播可以通过使用发射器预编码来避免。

预编码能够将后光标ISI的取消移动到发射器，其中，数据符号可用。而且，采用反馈滤波器以使用当前信道冲击响应对信号预编码。通常在使用适应性滤波器技术的接收器处估计冲击响应并且将其反馈至发射器。存在预编码器的多个不同变化(cf.，例如，G.D.Forney和G.Ungerboeck“Modulation and coding for linear Gaussian channels”，IEEE Trans.onInformation Theory，vol.44，no.6，Oct.1998，pp.2384-2415，其结合于此作为参考)。对预编码技术之一，也就是Tomlinson-Harashima预编码器(THP)特别感兴趣。Tomlinson-Harashima预编码(进一步详情，例如参见R.D.Wessel，J.M Cioffi，“Achievable rates for Tomlinson-Harashima Precoding”，IEEE Trans.on Inf.Theory，vol.44，no.2，Mar.1998，pp.824-831，其也结合于此作为参考)被认为是出色的预编码方案，特别是由于其在发射器侧高效率地取消已知干扰的能力。从而，由THP实现的信息率比通过传统线性预编码方案实现的那些更好。

图3示出具有M-PAM调制的THP的已知应用方式。Tomlinson-Harashima预编码器将DFE结构的反馈滤波器330移动至发射器并且使其与模运算器310结合，以减少到相应M-PAM星座的预编码Voronoi区的后光标ISI补偿符号。正向输送滤波器340保持在接收器处，以补偿光标(cursor)和前光标ISI并且写入噪声。然后，类似于发射器侧模运算器310的模运算器320需要恢复所发送的符号。THP能够在没有错误传播的情况下接近理想DFE的性能，用于中间和高频谱效率调制。

然而，THP均衡呈现出四种固有容量损失，预编码损失、波峰因数损失、模损失、以及成形损失(shaping loss)，仅前两个与到POF的目标应用相关。这些损失主要由模运算器的应用导致并且取决于调制层数，如以下所示。

发射器处的模运算器与反馈滤波器一起将M-PAM符号的离散均匀分布转换为延伸到原始星座的整个Voronoi区域的连续均匀分布(假设反馈滤波器的能量色散(energy dispersion)足够大，以完全填充对应于预编码的Voronoi区域)。这导致传输信号能量的增加，其需要通过发射器补偿，以将相同平均功率输入到POF中。从而，能量增加导致在接收器处的可用SNR损失，其被称为预编码损失。预编码损失可以被估计为调制层数M的函数：

$\mathrm{\ξ}\left(\mathrm{dB}\right)=2\·{\log }_{10}\left(\sqrt{\frac{M^2}{M^2-1}}\right)$

例如，对于具有2层的PAM(2-PAM)，预编码损失约为1.25dB。对于较大星座，预编码损失朝向零减小。

由THP执行的从M-PAM离散星座到连续Voronoi区域的平移还导致波峰因数的增加。M-PAM调制的波峰因数取决于M并且在用于2PAM的0dB和用于任意高调制层数的渐近4.77dB之间改变。假设整个Voronoi区域均被填充，则THP预编码信号具有恒定波峰因数4.77dB。波峰因数的损失是关于输入和输出的波峰因数之间的差值，并且被限定为：

$\mathrm{\γ}\left(\mathrm{dB}\right)=20\·{\log }_{10}\left(\sqrt{3\·\frac{M-1}{M+1}}\right)$

由于POF是功率峰值受限信道，因此波峰因数损失实际上表示减小的性能。

图4示出THP将预编码损失和波峰因数损失作为调制层数M＝2^k的函数的传输的性能损失(单位为dB)。曲线420表示由于M-PAM调制的波峰因数导致的损失，其通过接收器(判决反馈均衡器或正向输送均衡器)被完全均衡。对于2-PAM(k＝1)，不存在损失，这是因为2-PAM的波峰因数是0dB。曲线430示出用于THP(预编码损失加上波峰因数损失)的传输损失，其渐近地变为与用于高调制层数的波峰因数损失相同。最后，曲线410示出作为M的函数的关于THP的M-PAM的优势。由于用于THP的波峰因数是恒定的并且等于M的所有值，即，4.77dB，所以可以看作由在等于4的M的非常小范围中的预编码导致的额外损失。性能的损失对于等于或高于4(对应于k≥2)的M是可忽略的。当M足够高时，预编码符号是独立和均匀分布的随机变量。这意味着，预编码符号的统计数据非常类似于原始数据符号的统计数据，并且预编码符号的频谱是白色。而且，由于在发射器侧采用预编码，因此不存在应用诸如网格编码调制或陪集编码的更复杂调制编码的问题，其要求判决推迟并且从而不能在接收器处很好地与DFE结合。

然而，在发射器处采用的THP要求来自接收器的反馈，以获得当前信道响应。不管该小型实现方式缺点如何，THP仍然适用于目标POF应用的主要部分。例如，THP适用于星形拓扑、菊花链拓扑或树形拓扑中的任何一个。在星形拓扑中，每个节点都通过具有用于两个方向的两条纤维的双向POF经由数据包切换连接至网络。在菊花链拓扑中，一些节点具有数据包切换能力并且具有多于一个双向接口。节点连接至网络，并且同时作为其互连的不同网络域之间的桥路工作。树形拓扑是菊花链拓扑的演进，其中，一些节点具有多于两个双向POF接口。这三种拓扑通常适用于任何种类的基于视频的传感器应用或媒体分布，特别是用于家庭网络应用、工业厂房或汽车应用，特别是，互连相机和屏幕。

然而，基于POF的当前自动应用(automotive application)还利用基于单向POF的物理环的拓扑。从而，多个节点串联连接或者它们连接至中心单元。这样的拓扑对于一个传感器应用不必须是最优的。而且，用于沿着公共环的每对节点的反馈信道的实现方式很难实现，特别是用于所涉及的较高节点数量。从而，对于这样的拓扑，除了THP之外的均衡技术可能更加方便。例如，正向输送均衡(FFE)，其不要求从接收器到发射器的反馈。当要求物理环拓扑时，由于高频谱效率M-PAM导致FFE可以比DFE更好地执行，而不管由于噪声增加导致的性能损失。也就是说，DFE在这样的系统中可能受到应该注意的错误传播的影响。

为了实现调制、编码和预编码的高效率部署，重要的是，根据相互关系设计这些技术。特别地，当采用多层陪集编码时，进一步损失可以通过设计模运算器以将每个编码层分为多级解码器结构并且全等于THP的Voronoi区域来避免。从而，接收器处的多级解码器结构在单个步骤中执行分区信道(编码层)的分离和THP减小，使得基于MSD的多层陪集码解码器可以直接连接至正向输送过滤器输出，如随后参考图31A描述的。

考虑上述POF特征，本发明期望的高频谱效率仅当采用先进的编码和调制方案时可以实现，诸如，网格编码调制、二进制交错编码调制、陪集编码、或其他编码调制方案。例如，二进制交错编码调制具有由交织器导致的较长等待时间的缺点。而且，其在被采用用于中和高频谱效率调制时期具有较低性能、以及用于适应性比特率的不均匀编码增益。

多层陪集编码是实现编码技术的球边界容量(sphere-bound capacity)。MLCC的理论说明和设计可以在以下中找到：G.D Formey等人的“Sphere-bound-achieving coset codes and multilevel coset codes”，IEEE Trans.on Information Theory，vol.46，no.3，May 2000，pp.820-850，特别是在V.E，V.F and VII.B部分中，以及U.Wachsmann等人的“Multilevel Codes：Theoretical Concepts and Practical Design Rules”，IEEE Trans.onInformation Theory，vol.45，no.5，July 1999，pp.1361-1391，其结合于此作为参考。假设多级解码器(MSD)解码，理论规则在组件码的码率、在每个解码层处的分区信道容量和求模-别名噪声呈现方面阐明。然而，数学理论不能处理二进制组件码的特定特征，其还适用于在“真实世界”中的实现，意味着，例如，硬件或软件实现。在上述文献中，低密度校验码(LDPC)被认为是用于MLCC的可能组件码。第一层中的LDPC和第二层中的BCH的结合被提出，支持多达0.25位/s/Hz/dim的频谱效率适应性。

然而，LDPC码要求用于解码的非常高计算复杂性，另一方面，其要求在硬件实现中的更多区域并且导致更高功率消耗。在光学链路功率预算方面，由采用除了BCH之外的LDPC导致的改进看起来是可忽略的。而且，对于LCPC码，存在潜在错误平层，其补偿可以要求采用附加代数外码。

根据码字之间的最小汉明(Hamming)距离，博斯，查德胡里，霍昆格姆(BCH)二进制码是几乎完美的代数码。当应用硬判决编码时，BCH码不具有错误平层。BCH码还提供简单实现的优点，其可以容易地被嵌入例如集成电路中。对于高码率，BCH码提供高编码增益，另一方面，其对于中间和较低码率减小。从而，根据它们的可配置码率，BCH码不特别适用于适应性。

根据本发明，虽然在具有频谱效率适应性的系统中实际上采用BCH码。然而，所采用的BCH码的码率是固定的，并且通过晶格执行适应性。特别地，在一层中可选择的BCH码的码率基本相同，以避免当配合频谱效率时编码增益降低。可选择具有相同码率的BCH码是有益的。然而，只要根据第一BCH码率选择第二和第三BCH码的码率，这些BCH码的码率就可以改变，以避免整个MLCC方案的性能损失。

在本发明的实施例之一中使用的二维晶格能够适应0.5位/s/Hz/dim的步幅(step)。然而，可以例如通过基于4维晶格实现的陪集分割实现更精细步幅。0.5位/s/Hz/dim的步幅使得比特率适应改变信道SNR的3dB。该SNR改变仅表示进入包括在光学通信系统中的光电变换器(光电二极管)的光功率的1.5dB的改变，这是因为所接收的光功率的N dB的改变产生来自光电二极管的电流幅度的2倍N dB的改变，导致SNR处的2倍N dB的改变。最相关的噪声来自用于将电流转换为电压信号的跨阻放大器。0.25位/s/Hz/dim的步幅使得适应所接收的光功率的0.75dB步幅，与1.5dB的41％相比，其仅表示19％的改变。从而，1.5dB的步幅足够用于本申请。4维晶格的实现更加昂贵，并且将根据所期望的特定应用方式来判断所提供的益处。

为了保持等待时间和实现复杂性低，具有BCH组件码和基于晶格的适应性的MLCC是有利的，这是因为其不需要任何交错器(interleaver)，并且二进制BCH编码和解码可以被高效率地实现。为了减少每周期的操作数量，MLCC方案被进一步设计，使得在多层结构中涉及的每个二进制组件码都以符号率工作，并且输出编码位被映射到MLCC星座上，每尺寸多达1位。特别地，MLCC码包括与二位晶格和Ungerboeck分割结合。三层可以通过多级解码器在接收器处独立地并且相继地被解码。

图5A和图5B示出各个编码器500a和解码器500b，其可以形成图1中所示的发射器数字电路110和接收器数字电路190的一部分。特别地，编码器500a输入数字位序列，其然后通过多层陪集编码(MLCC)510编码。然后，编码后的MLCC符号由诸如M-进制脉冲幅度调制(M-PAM)的时域调制进行调制，其在此被认为是MLCC编码器510的一部分，并且PAM符号通过预编码器530被进一步预编码。解码器500b包括用于解调接收器信号的时域解调器580和用于解码解调后的符号的多级解码器590。如果不应用THP，则FFE 570可以被用作均衡器(查阅图31B和以下说明)。如果应用THP(查阅图31A)，则FFE可以均衡信道冲击响应的光标和后光标，以及写入噪声。在这种情况下，570是THP结构的正向输送滤波器340。

图6示出根据本发明的可以被采用以代替图5A中所示的MLCC编码器510的MLCC编码器600。编码器600输入属于将被发送的一个MLCC码字的长度为α_MLCC的信息的位序列x。可以根据关于信道质量的期望频谱效率选择位数α_MLCC。将被编码为MLCC码字的信息位x首先在MLCC解复用器610中被分类为三个MLCC层。特别地，具有α_MLCC位的部分信息被分裂为分别具有β(1)，β(2)，β(3)位的部分，每部分都被输入相应MLCC层，其中，α_MLCC＝β(1)+β(2)+β(3)。每层输入的信息位的量可配置为适应性频谱效率的函数，如随后示出的。位的顺序将被建立，以最小化在MSD接收器处的等待时间。假设到分裂器610的输入矢量

在多路复用之后，到第一层的输入是y₁＝[x₀，...，x_β(1)-1]。第二和第三层流被包括作为频谱效率配置的函数(通过在其中输入非零数量的输入位)。特别地，第二层可以被输入矢量y₂＝[x_β(1)，...，x_{β(1)+β(2)-1}](当非零数量的位存在时)，并且第三层可以被输入矢量

(当非零数量的位存在时)。

MLCC编码器的前两层包括正向错误校正编码620a和620b。第三层未编码。正向错误校正编码器620a将β(1)位编码为n_c(1)编码位，同时正向错误校正编码器620b将β(2)位编码为n_c(2)编码位。在未编码的第三层中，近似地，n_c(3)＝β(3)。特别是，作为MLCC正向错误校正组件码，如以上论述那样选择BCH码。用于每层的特定二进制BCH码的选择对于保证性能并且避免MLCC方案的错误平层至关重要，如随后将示出的。

一直执行第一层BCH编码620a。然后，所得到的具有n_c(1)位的码字可以通过QPSK灰度映射器630a映射，其与每尺寸的编码位的数量映射，n_b(1)＝1bit/dim。根据本发明的优选实施例，n_c(1)＝2044是BCH码字的长度，同时每码字的信息位的数量k_c(1)＝β(1)＝1637位是编码之前的信息字的长度。

第二层可以采用两种不同BCH码，以通过与0.5或1位/dim的n_b(2)映射提供频谱效率的可扩缩性。可替换地，n_b(2)可以是0，在这种个情况下，β(2)＝0＝β(3)。从而，在这种情况下，不对第二层执行编码。第二层中的BCH码的本源多项式对于n_b(2)的配置相同，并且执行BCH码的缩短，以使属于第二层的信息位适应配置后的频谱效率。从而，BCH码的码率基本相同，反之其码字长度改变。特别是，用于第一层的码率r_c(l)被限定为每码字的信息位的数量和码字的长度的比率：r_c(l)＝k_c(l)/n_c(l)。然后，频谱效率η被限定为

对于n_b(2)＝0.5位/dim，应用四相移键控映射器。根据本发明的优选实施例，用于n_b(2)＝1位/dim的BCH码是(2044，2022)码，并且用于n_b(2)＝0.5位/dim的BCH码是(1022，1000)码。在此，第一数量是指从各个BCH编码器输出的码字的位数，并且第二数量是指关于各个BCH编码器的输入的信息字的位数。

对于任何配置，第三层已知保持不被编码，并且β(3)位被直接映射630c至可配置的Z²或RZ²星座。

在上述映射之后，每层产生每两个尺寸N_MLCC/2相同数量的符号。限定晶格变换640a、640b、和640c以实现Ungerboeck分割。在添加650之后，符号包含在Z²中，而不管所选择的频谱效率配置如何。而且，根据所配置的频谱效率，接下来的晶格变换660导致超过Z²或RZ²晶格的最终零均值二维正方形星座。最终，PAM调制器670基于二维正方形星座生成PAM符号。

以下，根据本发明的实施例更详细地描述上述映射器和晶格变换。注意，虽然以下架构例如在集成电路中提供高效率实现的优点，但是本发明不限于此，并且可以采用这些功能的任何可选实现。

映射器将位映射到预定义星座的点上。图7示出可以被配置以在所有三层MLCC层中实现映射器630a、630b和630c的映射器700的架构。对于第i层(i＝1，2，或3)，每2个尺寸k_QAM＝2·n_b(i)位。特别是，对于k_QAM≥2，映射器按照以下方式运行。

输入比特流被多路分用为两个子流。子流之一映射到二维星座的同相(I)分量，并且另一个子流映射到星座的正交(Q)分量。同相分量对应于复数符号的实部，并且正交部分对应于复数符号的虚部。根据k_QAM的配置，将连续输入位d_in分配给相应分量。通过从以相同输入比特率时钟控制的1到k_QAM-1计数的免费计数器的最低有效位控制多路分配器710。如果k_QAM是偶数，则相同数量的位被分配给每个分量。如果其是奇数，则同相分量比正交分量接收更多位。从而，分配给每个分量的每尺寸的位数是

和

其中，

表示上舍入，并且

表示下舍入。在两个子流中，位然后被串并(S/P)转换为在同相和正交分量中分别具有k_I和k_Q位的符号。右侧位是最高有效位。然后，应用灰度到二进制转换器(G2B)。

在图8中示出灰度到二进制转换器的实例。输入总线g和输出总线b是具有宽度k(分别为k_I和k_Q)的平行总线。转换器为每个j∈[1，k-1]分配：

b[k-1]＝g[k-1]

$b[k-1-j]=g[k-1-j]\⊕b[k-j]$

其中，表示排除或(xor)运算，或者模2加。然后，通过左和右移动(分别为＜＜1和＞＞1)如图7中进一步示出的那样处理从灰度到二进制转换得到的整数。从同相分量中的G2B输出的最低有效位b₀被用于控制将1或-1设置到最后一个加法器的输入的多路复用器。最后，最后一个多路复用器790根据星座的种类将符号输出到正交分支。对于k_I＝k_Q的星座，在两个分支(I和Q分量)上执行的数学运算相同。这是例如用于正方形灰度正交幅度调制(QAM)星座的情况。对于k_I＞k_Q，Q分支被变换，以生成旋转后的基本为灰度QAM星座，要求映射每两个尺寸奇数个位。

专用情况映射器是的k_QAM＝1映射器，当n_b(2)和n_b(3)是0.5位/dim时，其由第二和第三MLCC层使用。在图9中示出这样的映射器。二进制输入流d_in被认为是一位整数总线。映射器分配用于每个符号的同相和正交分量分支的相同值。这对应于二进制相移键控(BPSK)。

在映射之后，从每个MLCC层的各个映射器输出的符号被进一步通过晶格变换变换，其执行陪集分割。整个晶格变换由三个子操作构成：1)平移(translated)晶格，以允许星座包含在第一个二维象限中，2)缩放晶格，以能够通过与其他层的星座的矢量相加进行陪集分割，3)在用于具有每尺寸奇数个位的星座的矢量相加之前，晶格被旋转45度。

在此表示为

的平移被限定用于每个x∈C(x是复数)，其中，

和I表示MLCC的层，为

缩放和旋转被分组到表示为并且被限定用于每个x∈C的单个子操作，为：

其中，运算“rem”表示整除之后的余数。特别是，以上公式，其是第一操作数整除第二操作数(2)的余数。

包括平移、缩放和旋转的完整晶格变换

被限定为

${\mathrm{\Λ}}_1^t\left(l\right)\left(x\right)={\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{1,2}}^t\left(l\right)\left({\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{1,1}}^t\left(l\right)\left(x\right)\right).$

由于n_b(1)位/dim，用于第一层的晶格变换640a不包括缩放和旋转。图10中示出相应晶格变换架构。用于每个分量分支的输入和输出信号是经过慎重考虑的整数，并且数学运算被限定为正常总线宽度增加。映射器的输出，符号S_I和S_Q被输入到晶格变换器640a。

对于第二层，区分两种不同情况。对于n_b(2)＝1位/dim，不执行旋转。对于n_b(2)＝0.5位/dim，要求旋转，这是因为相应2D星座映射每两个尺寸1位(奇数)。图11中示出第二层晶格变换架构。如从图中可以看出，n_b(2)的值控制多路复用器执行或不执行旋转。

图12中示出用于第三层的晶格变换。旋转被执行用于n_b(3)值0.5、1.5、2.5、3.5、...等位/dim。对于n_b(3)＝1，2，3，4，...等，禁用旋转。

在执行晶格变换640a、640b、和640c之后，来自三层中的每层的晶格变换后的符号相加650，从而执行基于晶格Z²的陪集分割和最终分割。特别是，来自三层的同相和正交分量被分别相加，以生成如图13中所示的相应新同相分量

和正交分量

然后，进一步变换具有从晶格加法器650输出的同相分量

和正交分量

的符号，以获得基于Z²或RZ²的最终零均值二维正方形星座。第二级晶格变换660包括以下三个步骤：1)对于ξ＝每尺寸1.5，2.5，3.5，...等位(其中，

)旋转-45度，2)模运算，其强迫星座符号到第一2D象限内的正方形区域中，3)定中心并且缩放。特别是，模运算被限定为mod(x，z)＝x-n·z，其中

并且其中z是2的整数倍，并且x是实数。由于

模运算可以通过图15中所示的逻辑“与”运算限定。图15示出被等效地执行为二进制

的运算

图14中示出该晶格变换。如图14中所示，第一部分1410实现旋转-45度作为值ξ的函数。此后应用求模，以强迫符号到第一2D象限中的正方形星座。然后，执行星座的定中心和缩放，得到最终零均值正方形或者分别具有最小距离2或

的旋转后的QAM星座。变换后的符号分量

和

采用奇数值。

然后，从第二级晶格变换输出的2D符号的同相和正交分量

和

被时域多路复用，得到属于

星座的1D符号的序列。这些符号例如通过上述THP被直接传送到通信信道或被预编码。在图16中示出多路复用操作。从0到1的自由计数器(free counter)以1D符号率被时钟控制并且控制多路复用器的输入交替地采用同相和正交输入符号。

还可以变换

星座，以生成差分M-PAM星座，其在图32(调制器)和图33(解调器)中示出。特别是，设计这些图中所示的差分调制方案，以避免多级解码期间的模损失。差分调制器3200将来自字母表{-M+1，-M+3，...，M-3，M-1}(其中M＝2^k)的M-PAM符号3201转换为来自字母表{-M+1，-M+3，...，M-3，M-1}的差分M-PAM符号3202。从而，创建当前差分符号对先前调制的符号的依赖性。从而，解调器330将来自字母表{-M+1，-M+3，...，M-3，M-1}的差分M-PAM符号3301变换为来自字母表{-M+1，-M+3，...，M-3，M-1}的M-PAM符号3302。块表示Z^-1是符号延迟元件。运算“＞＞1”是右移一位，并且“＜＜1”是左移一位。

差分调制特别适用于AC(交流)耦合设计的接收器电路，并且其中，输入光信号的信号幅度的绝对值被破坏，例如作为通过具有较低截止频率的滤波器的高通滤波的序列。

图17示出根据本发明的优选实施例的具有用于上述BCH码的所有有效配置的表格。第一列示出来自整个MLCC的每输出码字1D M-PAM符号的数量。第二列示出每MLCC码字输入信息位的数量。第三至第五列分别指定输入信息码字被划分到的每层的位数。第六列指定对应于各个配置的频谱效率，然而，第七列示出PAM状态数。第八至第十列指定每层中的每尺寸编码位的数量。

以下，形象化对符号星座的映射和晶格变换效果。假设ξ＝1.5位/dim，n_b(1)＝1位/dim、n_b(2)＝0.5位/dim和n_b(3)＝0位/dim(参见图17中的表格的第二行)。在各个映射器630、第一级晶格变换640、晶格加法器650、以及第二级晶格变换660之后，获得基于RZ²的8-QAM星座，其被进一步转换为4-PAM。

图18示出该合理步骤(step-wisely)。特别是，在(a)下，示出映射器630a之后的第一层的星座，并且在(b)下，示出映射器630b之后的第二层的星座。在各个晶格变换640a和640b之后，并且在矢量相加650之后，如在(c)下示出陪集分割。从第一层点1801和第二层点1802的结合获得八个可能星座点中的每一个。特别是，通过晶格变换640a，第一层的点被缩放，以获得最小距离1并且被平移到第一2D象限。通过晶格变换640b，第二层的点1802被旋转45度并且被平移到第一象限，具有最小距离2。从而，第一层将2D空间划分为四个陪集，每个对应于一个原始QPSK星座点。接收器处的MSD必须首先决定哪个陪集被发送。当该陪集已知时，下一步是在两个点1802之间决定。接收器处的最小星座距离和噪声标准偏差之间的比率对于第一层(点1801)是最小的，并且对于第二层增加两倍。从而，第一层要求具有高于第二层的错误校正能力的二进制码。通过硬决策和BCH块解码，第一层陪集被决定用于同时属于MLCC码字的所有符号。执行被解码的BCH码字的重映射，以在于MSD处进行第二层解码之前获得第一层陪集。在第二级晶格变换660之后，获得基于RZ²的零均值正方形星座，如图18的(d)下所示的。

图19中示出用于ξ＝2位/dim的另一个实例。类似于先前实例，仅使用第一和第二层，n_b(1)＝1位/dim，n_b(2)＝1位/dim并且n_b(3)＝0位/dim(参见图17中的表格的第三行)。特别是，在(a)下，示出映射器630a之后的第一层的星座，并且在(b)下，示出映射器630b之后的第二层的星座(在第二层中不应用旋转)。在各个晶格变换640a和640b之后，并且在矢量相加650之后，陪集分割如(c)下所示。在第二级晶格变换之后，在图19的(d)下示出所得到的零均值星座，得到16-QAM星座。

图20示出前述MLCC的另一种典型配置。现在，ξ＝2.5位/dim，n_b(1)＝1位/dim，n_b(2)＝1位/dim以及n_b(3)＝0.5位/dim(参见图17中的表格的第四行)。这是包括所有三层的最简单配置。在(a)、(b)和(c)下示出用于第一、第二和第三层的星座和位映射。在(d)下，示出如由第一级晶格变换和矢量相加执行的陪集分割。第一层将2D点分裂为四个陪集(点2001)并且每个第一层陪集通过第二层变换被进一步划分为另外4个陪集(点2002)。接收器处的MSD决定对应于每个符号的第一层陪集。这在关于第一层的第二层解码处提供SNR的6dB的增加。然后，MSD在提供另外6dB SNR增加的4个陪集之间进行决定。第三层执行解码，SNR关于第一层高12dB，这是因为最小星座距离增加了4。加标记的变换660之后的最终星座在(e)下示出并且对应旋转的32-QAM，其符号通过调制器670被转换为8-PAM符号。

图21提供MLCC编码器的第四种典型配置。现在，ξ＝3.5位/dim，n_b(1)＝1位/dim，n_b(2)＝1位/dim和n_b(3)＝1.5位/dim(参见图17中的表格的第六行)。在(a)、(b)和(c)下示出用于第一、第二和第三层的星座和位映射。在(d)下，示出如通过第一级晶格变换和矢量相加执行的陪集分割。在(e)下示出加标记的第二级晶格变换660之后的最终星座，其符号通过调制器670被转换为16-PAM符号。

根据本发明的优选实施例，对于塑料光纤，考虑具有基于伽罗瓦场(Galois field)(2^m)的二进制本原多项式的BCH组件码，其中，m＝11。第一和第二层的本源多项式优选具有2047位长度和3位的最小缩短，在输出上得到N_MLCC＝20441D符号。在基于参考图6描述的POF的传输的以上实例中，作为有利实施例，应用第一层中的BCH(2044，1637)和第二层中具有(2044，2022)和(1022，1000)的BCH码。

用于每层的二进制BCH码的选择很重要，以确保性能和不存在所提出的MLCC方案的错误平层(error floor)。以下，详细地论述BCH码的选择，以确保以非常低的错误率操作整个MLCC-MSD系统并且以从所涉及的BCH码获得可能高的编码增益。考虑BCH硬判决解码器的特征以及由MSD执行以分离三个MLCC层的解码的模操作估计BCH码的性能。

为了估计根据本发明的基于MLCC的传输系统的性能，在关于在接收器处的多级解码器的实现的以下假设下，分析作为整个MLCC的香农间隔的函数的位错误率(BER)。

●硬判决被实现用于每个解码层处的符号的检测。为了分离对应于每层的接收信息，模运算器如G.D.Forney等人的“Sphere-bound-achievingcoset codes andmultilevel coset codes”，IEEE Trans.on Information Theory，vol.46，no.3，May 2000，pp.820-850中限定的那样实现。

●诸如Berlekamp-Massey算法(BMA)的边界距离解码用于BCH解码。BMA被广泛用于硬件实现中的BCH解码。从而，在此介绍的估计是用于在实际实现中可实现的性能的精确估计。

●MLCC方案被认为加性白高斯噪声(AWGN)信道。符号间干扰被认为通过适当设计的均衡器消除。这是用于Tomlinson-Harashima预编码的情况，但是不是用于决定反馈均衡器(DFE)或线性正向输送均衡器(FFE)，这是因为错误传播导致在检测器处的有色噪声。然而，所介绍的MLCC与FFE的结合是合适的，但是特定容量损失由检测噪声自相关产生。对于THP，在此介绍的陪集分割以在多级解码之前不要求模运算的方式设计。从而，THP求模不产生附加损失。

●在解码之前，在每层实现模运算。当所有三层被使能时(因为所配置的频谱效率足够高)，前两层处的模运算器被执行，以分离到这些层中的每个信息。第三层处的模运算器具有相同功能，其在正向输送滤波器之后通过THP求模执行，然而，没有任何容量损失。在预编码器(发射器侧)处基于1D晶格实现模运算，但是其在基于2D晶格的MSD结构的上部使能解码层处被最优地解码。

性能预测要考虑成形和求模损失，但是不考虑由THP导致的预编码损失。MLCC方案导致成形损失，这是因为发送信号被均匀地分布(即，PAM符号是相等概率的)，不管THP是否被应用。由于POF是峰值功率受限信道，星座成形技术导致波峰因数的增加，导致减小系统的信道容量。实际上，真正相同极限对应于球边界(还称为成形极限)。另一方面，在每个解码层处的符号错误概率的估计中考虑模损失。

香农(Shannon)显示出，在具有给定SNR和带宽B(Hz)的AWGN信道上，可靠传输的数据率R(位/s)有上限R＜B·log₂(1+SNR)。等效地，香农的结果显示频谱效率(位/s/Hz)有上限η＜log₂(1+SNR)，或者给定频谱效率η，需要用于可靠传输的SNR有下限SNR＞2^η-1。我们将标准化SNR参数SNR_n限定为SNR_n＝SNR/(2^η-1)。对于任何可靠编码方案SNRn＞1，即，关于SNR_n的香农极限(下限)是1(0dB)，独立于频谱效率η。而且，SNR_n测量到容量的差距，即，由编码方案实际上使用的SNR和给予用于给定η的SNR的香农极限之间的差值，单位为分贝(dB)。

每2个尺寸的符号错误的标准化概率通过以下一致边界估计给定，作为晶格Λ参数和噪声方差的函数，假设AWGN和最小距离检测：

$P_{e,\mathrm{\Λ}}\≈\frac{2K\left(\mathrm{\Λ}\right)}{n}Q\left(\sqrt{\frac{d^2\left(\mathrm{\Λ}\right)}{{4\mathrm{\σ}}^2}}\right)$

在此，d²(Λ)是晶格中的点之间的最小平方距离，K(Λ)是晶格的吻合数(kissing number)，n是尺寸数，并且σ²是n-维噪声的方差，体积

平方半径的噪声球nσ²Q(·)是错误函数的高斯概率。该等式表明，符号错误的标准化平均概率是最小平方距离和噪声方差之间的比率的函数。根据所使用的晶格和星座，该比率以不同方式与SNRn相关。吻合数是围绕星座点的最小距离处的点的平均数。

陪集分割基于用于QAM星座的2D晶格qZ²、以及用于旋转后的QAM星座的qRZ²，其中，q是取决于层的缩放比例因数。对于两个晶格，n＝2。

对于2^k-QAM个星座，其中，k是偶数，d²(qZ²)＝q²，并且平均星座能量是

$E_{\mathrm{av}}=\frac{q^2}{2}\frac{2^k-1}{3}$

由此，SNRn被给定为：

$\mathrm{SNR}=\frac{E_{\mathrm{av}}}{{2\mathrm{\σ}}^2}=q^2\frac{2^k-1}{4\·3\·{\mathrm{\σ}}^2}$

${\mathrm{SNR}}_n=\frac{q^2}{4\·3\·{\mathrm{\σ}}^2}$

从而，符号错误的平均概率被估计如下：

$P_{\mathrm{es}}\left({\mathrm{SNR}}_n\right)=K\left(\mathrm{\Λ}\right)Q\left(\sqrt{{3\mathrm{SNR}}_n}\right)$

对于晶格内的非常大的星座，吻合数是4。然而，对于小晶格，在最小距离处的平均点数更适合被考虑，这是因为边界点通常具有一半内部点。然而，当在硬检测和噪声混叠产生之前执行MSD的模运算器，K(Λ)＝4被认为是准确的，特别是当应用THP时。对于其中k为奇数的旋转后的2^k-QAM星座，以下是用于符号错误概率的估计。通过系列求和方法，平均星座能量被计算为

并且从而，SNRn被给定为：

并且，符号错误概率如下：

对于k个偶数QAM星座，吻合数将被认为是4。

由此，现在可以计算在MSD中涉及的用于每个解码层的平均符号错误概率。

对于配置有每尺寸总计ξ个编码位和每尺寸频谱效率为η位/Hz/s的MLCC方案，用于每层I的标准化SNR被限定为完整MLCC方案SNR_n的函数。当2ξ为偶数时，SNR_n被给定为

${\mathrm{SNR}}_{n,l}={\mathrm{SNR}}_n\frac{2^{2\mathrm{\η}}-1}{2^{2\mathrm{\ξ}}-1}\·4^{\underset{i=1}{\overset{l}{\mathrm{\Σ}}}{n}_b\left(i\right)}$

假设系统(η)的当前频谱效率低于或等于每尺寸的编码位数(ξ)。

而且，假设最小星座距离在每层增加，作为在先前层的每尺寸的编码位数的总和的函数。当2ξ是奇数时，我们获得：

其中，由于

和

之后的旋转后的2^2ξ-QAM星座导致的偏差已经被考虑。

我们将作为标准化SNR的函数的用于层I的符号错误概率表示为

并且将平均位错误概率表示为

然后，符号错误概率被计算为

$P_{\mathrm{es},l}^0\left({\mathrm{SNR}}_n\right)=4Q\left(\sqrt{{3\mathrm{SNR}}_{n,l}}\right)$

为了获得位错误概率，必须估计点之间的多少最小距离链路在映射时仅产生1-位改变以及多少产生2-位改变。对于偶数QAM星座，所有链路都具有1-位改变，这是因为它们被灰度映射。对于奇数QAM星座，这更加难，但是其仍然可以被分析计算-以封闭形式。当2·n_b(l)是偶数时：

$P_{\mathrm{eb},l}^0\left({\mathrm{SNR}}_n\right)=\frac{1}{{2n}_b\left(l\right)}{P}_{\mathrm{es},l}^0\left({\mathrm{SNR}}_n\right)$

并且当2·n_b(l)是奇数时，平均位错误概率被估计为：

$P_{\mathrm{eb},l}^0\left({\mathrm{SNR}}_n\right)=\frac{3\sqrt{2^{{2n}_b\left(l\right)+1}}}{{4n}_b\left(l\right)(\sqrt{2^{{2n}_b\left(l\right)+1}}-1)}{P}_{\mathrm{es},l}^0\left({\mathrm{SNR}}_n\right)$

而且，对于编码层(参考图6描述的第一和可能的第二层)，可以从

估计BCH解码错误概率，这是因为在这些层中应用的QPSK和BPSK星座，在低错误率状态下，每失败符号判决仅一位失败。对于第I层，限定基于Galois场GF(2^m)的BCH码(n_c(l)，k_c(l)，t_c(l))，其中，n_c(l)是每码字的位数n_c(l)≤2^m-1并且是偶数，k_c(l)是每码字的信息位数，并且t_c(l)是错误校正能力，单位是每码字位。BCH码被分别设计用于第一和第二层，服从不同标准。

对于足够大的BCH码，下一个等式准确地估计作为输入位错误概率的函数的解码位错误概率

$P_{\mathrm{eb},l}^1\left(P_{\mathrm{eb},l}^0\right)\underset{i=t+1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\frac{i}{n}\left(\begin{array}{c}n\\ i\end{array}\right){\left(P_{\mathrm{eb},l}^0\right)}^i{(1-P_{\mathrm{eb},l}^0)}^{(n-i)}$

该等式应用于第一和第二层BCH码。第三层不被编码，从而

当不能被校正并且失败位的数量从t_c(l)+1到n_c(l)时，假设整个码字是错误的。

使用上述估计，现在可以估计用于由接收器处的MSD解码的整个MLCC方案的位错误概率，作为在所有使能MLCC层中的

的函数，L_max表示被使能的最高层I的索引。MLCC位错误概率被估计为

$P_{\mathrm{eb}}^{\mathrm{MLCC}}\left({\mathrm{SNR}}_n\right)=\underset{l=1}{\overset{L_{\max }}{\mathrm{\Σ}}}\frac{n_b\left(l\right)r_c\left(l\right)}{\mathrm{\η}}{P}_{\mathrm{eb},l}^1\left({\mathrm{SNR}}_n\right)$

其中，r_c(l)是每层的码率，由于第三层未编码，所以一直为r_c(3)＝1。

现在，根据本发明的实施例，基于以上获得的所估计的位错误概率，选择BCH码以确保整个MLCC-MSD系统的位错误率(BER)小于表示为BER₀的目标BER。目标BER是取决于目标应用的系统要求。例如，对于1Gbps以太网，BER₀＝10^-10，并且对于10Gbps，BER₀＝10^-12。用于选择BCH码的方法包括以下步骤：

1.选择m，N_MLCC和n_c(1)。对于任何一层I，β(l)＝k_c(l)是最好的。由于用于根据图6的任何MLCC配置n_b(1)＝1，N_MLCC＝n_c(1)每MLCC码字一维符号。另一方面，对于基于GF(2^m)的BCH，选择尽可能接近2^m-1的n_c(1)最大化性能。基于系统要求选择m；并且BCH编码增益增加m。另外，N_MLCC必须是偶数，这是因为MLCC基于二维晶格工作，并且当涉及旋转后的星座时，每2个尺寸映射奇数个位。从而：

1.1m被选择作为系统要求的函数，考虑通过较高m，编码增益以及解码复杂性和等待时间增加。

1.2n_c(1)是偶数整数，使得n_c(1)＜2^m-1。为了最大化编码增益，n_c(1)必须被选择为尽可能高。

2.r_c(1)的选择。下一步是用于在第一层使用的BCH的码率选择。从性能观点看，对于给定的m和n_c(1)，存在香农间隔最小的最好值r_c(1)。BCH码对于高码率非常好地执行。当码率从1减小到0时，香农间隔减小，然后编码增益增加到给定值r_c(1)_opt。对于r_c(1)选择，还必须考虑硬件实现约束。由于硅面积，BCH BMA解码器的计算复杂性与m·t因数成比例。

3.k_c(1)的计算和本原多项式。BCH码(n_c(1)，k_c(1)，t_c(1))是BCH码(2^m-1，k_c0(1)的缩短版本，其中，k_c0(1)＝k_c(1)+2^m-1-n_c(1)。对于该第一试验值，我们搜索有效本原多项式，k≤k_c0(1)。由此，BCH通过n_c(1)和k_c(1)＝k+n_c(1)-2^m+1最接近地限定。

4.用于第二层的BCH的选择：在第二层中使用两个不同BCH码，然而它们是唯一本原多项式的缩短版本，所以有利地，仅一个BCH解码器要求被实现用于该层。当n_b(2)＝1位/dim时，n_c(2)＝n_c(1)。对于，n_b(2)＝0.5位/dim，n_c(2)＝n_c(1)/2。如果k_c0(2)是本原多项式的信息位数，k_c0(2)是满足以下方程式的最高值

$P_{\mathrm{eb}}^{\mathrm{MLCC}}\left({\mathrm{SNR}}_n\right)\≈\frac{n_b\left(1\right)r_c\left(1\right)}{\mathrm{\η}}{P}_{\mathrm{eb},1}^1\left({\mathrm{SNR}}_n\right)$

其中，对于n_b(2)＝0.5位/dim和n_b(2)＝1位/dim，

换句话说，整个系统的性能由第一层建立。这是要求用数字计算以上等式的迭代过程。一旦找到有效k_c0(2)，k_c(2)就被计算为k_c(2)＝k_c0(2)+n_c(2)-2^m+1。

以下示出根据以上介绍的规则的BCH码选择的实例。m＝11的本原多项式的指数被选择为提供用于多千兆比特(multi-gigabit)POF应用的良好性能复杂性折衷。而且，N_MLCC＝每MLCC码字的2044符号，并且从而n_c(1)＝2044位。BER₀＝10^-12以满足10Gbps要求。为了选择码率，对于r_c(1)的多个值，通过n_b(2)＝n_b(3)＝0来计算

图22示出了对应BER曲线。如从该图可以看出，当r_c(1)从0.95下降到0.8时香农间隔减小，其中，对于r_c(1)＝0.80，香农间隔最小。对于r_c(1)＝0.7和0.6，其进一步增加。从而，BCH(2044，1637)被选择用于第一层。

对于第二层BCH码的选择，首先考虑不采用BCH的情况，即，r_c(2)＝1和n_b(2)＝1位/dim。图23示出用于第一和第二层的位错误率以及根据的整个MLCC的性能。频谱效率是η＝1.8位/s/Hz/dim。可以看出，对于BER＜10^-7，MLCC BER由第二层调节。

当配置改变并且t_c(2)＝1位时，性能改变，如图24中所示。可以看出，整个MLCC的性能现在较接近香农边界。图25示出用于t_c(2)＝每BCH码字2位的性能。对于n_b(2)＝0.5位/dim，该配置也有效，如图26中所示。图27示出用于η～3.3位/s/Hz/dim和ξ＝3.5位/dim的性能，并且n_b(1)＝n_b(2)＝1位/dim和n_b(3)＝1.5位/dim。如已经论述的，当BCH码被很好地选择用于可实现的BER₀时，第三层的性能对性能没有影响。

如上所述，链路功率预算是光学通信系统的质量的重要量度标准。其测量通信系统仍然可以保证位错误率小于指定目标(在噪声、失真、温度等的限定条件下)的给定数据速率的最大衰减。目标在于选择和开发导致最大化链路功率预算的更合适通信技术。该问题涉及接近通信信道的容量的目标，为其设计系统。从而，可以使用信息论标准和边界来估计最佳波特率和最大化上述链路预算的M-PAM的层数。

以下实例认为THP被实现为与本发明的MLCC方案一起的均衡技术。目标在于提供使用波长宽度FWHM为20nm、数值孔径FWHM为0.3(发射条件类似于EMD)以及OMA为0dBm的LED的1Gbps。考虑LED的多个模拟-3dB电气带宽，以示出链路预算对其的依赖性。链路预算用于50米的SI-POF(A4a.2)，并且POF衰减包括在链路预算内。换句话说，认为POF响应被DC标准化，所有模态色散和所得到的ISI都包括在链路功率预算估计中。考虑商业上可用的完整的大面积光学接收器。响应率在650nm波长处是0.5A/W，并且调节互阻抗以优化作为波特率和调制层数的函数的噪声带宽折衷。

图28示出作为信道波特率(Fs)的函数的链路预算(dBo)。可以看出，最大化链路预算的波特率约为300MBaud，用于在50和100MHz之间的LED带宽，并且有时多于350MBaud用于350MHz。提供频谱效率为～3.3位/符号(6.6位/s/Hz)的约150MHz的信号带宽和16-PAM调制是最大化链路预算的配置。当因为由于较差耦合、较差终止、中间连接器或太多弯曲导致的过渡衰减，消耗链路功率预算时，存在两种可能性：不建立通信链路或者通过在系统中实现的自动算法减小数据速率(例如，1Gbps中的800Mbps)。从最终用户的观点看，适应性位速率解决方案对于成功，尤其对于业余(容易安装的要求)安装，可能是关键的，其很可能在家庭网络安装中占优势。另一方面，紧记布线布局类似于菊花链或树，其减小家庭内的安装复杂性，适应性比特率能力在网络的公用段(必须处理来自多个其他区段的业务的区段)中是有利的，其中，由于可能的过度边缘(excessmargin)导致可能需要并提供多于1Gbps。本发明采用支持用于适应性比特率的可编程频谱效率的MLCC方案。

图29概述根据本发明的方法。从而，位被输入2810输入到三层陪集编码器并且被分裂成三层。第一和第二层中的位由BCH码编码2820。然后，来自前两层的编码位以及第三层中的位被映射到各个预定星座2830上，并且然后所得到的符号通过晶格变换被变换2840，以此方式执行陪集分割。来自每层的晶格变换后的符号被相加并且由第二级晶格变换3850处理，以获得具有可能均匀分布的能量的零均值星座。在三层陪集编码之后，符号被调制2860并且被提供用于传输或预编码2870。

图30示出可以用于解码如上所述编码的喜好的典型多级解码器3000。首先，具有长度N_MLCC/2的编码后的数字信号(M-PAM)被解调3010，以获得具有长度N_MLCC/2的二维符号码字。然后，解调后的符号通过逆晶格变换(与编码器的第二晶格变换660匹配)被变换3020并且通过三级解码器被解码。三级解码器在第一阶段应用另一个逆晶格变换3030a(与编码器的第二晶格变换660匹配)和硬判决3040a，然后通过将模运算3050a(模数-A1)应用至解调后的符号提取变换后的符号码字的第一部分。然后，仍然在第一阶段，所提取的第一部分被去映射3060a(与编码器处的映射630a匹配)，以获得n_c(1)位的BCH码字，其通过第一BCH解码器3070a(与编码器处的BCH编码器620a匹配)解码，以获得β(1)信息位。具有n_c(1)位的解码后的第一部分的码字选择第一陪集。然后，解码后的第一部分码字类似于如在630a被映射回去并且通过对应于640a的晶格变换被变换。然后，从符号码字减去所得到的第一层陪集，并且通过在逆晶格变换和硬决策之后应用模运算(模数-A₂)在第二阶段中获得第二部分，其类似于为第一阶段描述的功能块。然后，第二部分被去映射(与编码器处的映射630b匹配)，以获得n_c(2)位的BCH码字，其通过第二或第三BCH解码器解码(对应于编码器处的BCH编码器620b)以获得β(2)个信息位。解码后的第二部分码字选择第二陪集。通过从解调后的符号减去解码后的第二陪集的码字(再次被映射630b和晶格变换640b)和第一层陪集并且通过逆晶格变换(对应于编码器处的晶格变换640c)、硬决策3040c和模运算(模数-Λ₃)3050c获得大小为n_c(3)＝β(3)位的第三部分。在去映射3060c之后(对应于编码器处的映射630c)，基于所获得的第三部分，通过多路复用3080(MLCCmux)在三个解码器阶段获得的解码后的三部分最终解码码字，以获得长度为α_MLCC的解码字(decode word)。

图31A、图31B和图31C示出可以由本发明使用的可行的均衡方法。有利地，如上所述，使用Tomlinson-Harashima预编码，包括模运算3110和反馈滤波3130，类似于图3中所示的已知预编码(参见模运算310和反馈滤波器330)。然而，在编码器侧，图3中的模运算器320被有利地省去，以减少求模损失，并且考虑模运算在多级解码期间被执行。从而，在进入多级解码器(例如，图30的解码器)之前，仅执行正向输送滤波3120。

可替换地，当不应用Tomlinson-Harashima预编码时，可以执行正向输送均衡，如图31B中所示。仍然可替换地，可以采用判决反馈均衡器，如图31C中所示。

图34概述根据本发明的实施例执行的方法步骤。可以对从POF信道接收的符号执行均衡的步骤3410。该步骤可以包括图31A、图31B和图31C中所示的正向输送滤波。然后，通过例如M-PAM解调器解调3420符号。然后，将逆晶格变换3430应用至解调后的符号，其然后经过具有对应步骤3440、3450和3460的三级解码。基本上，在三个阶段中的每个中，符号都被逆晶格变换，执行对它们的值的判决(对应于图30中的“硬判决”)，通过模运算器并且在第一和/或第二阶段提取数据指定陪集/码字的一部分，执行BCH解码。然后，可以(二进制)多路复用3470这样从第一、第二和第三阶段获得的部分。

特别是，本发明可以在用于要求高带宽和高体验质量的新兴IPTV实现的家庭网络中部署。然而，本发明还可以在例如用于经由光纤到家将高清晰度广播在传输路径的最后一部分中直接传送至用户的接入网中部署。由于塑料纤维的固有特征(低安装成本和时间、无需插头连接、EMI免疫、低直径等)和本发明的特征，POF可以被认为是用于未来接入网络架构的长期选择。与本发明提供的数据传输技术相关的POF还可以有利地在工业环境中和汽车信息娱乐网络中使用。由基于视频的传感器要求的较高带宽要求通过POF和上述技术可实现，以成本有效的方式使能高清晰度后视相机的安装、多相机360°观察、停车辅助、后视镜更换、后座监控、夜视等。

本发明的另一个实施例涉及使用硬件和软件实现上述多种实施例。将认识到，本发明的多个实施例可以使用计算设备(处理器)实现或执行。计算设备或处理器可以例如是通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、场可编程门阵列(FPGA)或其他可编程逻辑器件等。本发明的多个实施例还可以通过这些设备的结合执行或具体化。

而且，本发明的多个实施例还可以通过软件模块实现，其通过处理器或者在硬件中直接执行。而且，软件模块和硬件实现的结合都是可以的。软件模块可以被存储在任何种类的计算机可读存储媒体上，例如，RAM、EPROM、EEPROM、闪存、寄存器、硬盘、CD-ROM、DVD等。

总之，本发明涉及用于基于塑料光纤的数字数据的传输的有效编码和调制系统。特别地，数字信号通过三层陪集编码来编码。系统的频谱效率可通过选择将在每层中处理的位数配置。第一层将二进制BCH编码应用至数字数据并且通过星座映射和晶格变换执行陪集分割。类似地，第二层应用另一种二进制BCH编码，其可以通过具有基本相同的编码率的两个BCH码根据期望配置被选择性地执行，对不同尺寸的码字进行操作。第三层不被编码。第二和第三层经过映射和晶格变换。在添加层之后，执行第二级晶格变换，以获得零均值星座。然后，从这样的三层陪集编码器输出的符号被进一步调制。

Claims (15)

1.一种对基于塑料光纤(150)的传输的数字数据进行编码的方法，所述方法包括以下步骤：

通过三层陪集编码对输入数字数据进行编码，包括：

从所述输入数字数据分离出(2910)第一部分数据、第二部分数据和第三部分数据，每部分都具有预定位数；

在第一层中用第一BCH码对所述第一部分数据进行编码(2920)；

在第二层中提供第二BCH码和第三BCH码，其中，所述第三BCH码的码字长度短于所述第一BCH码和所述第二BCH码的码字长度，并且所述第三BCH码的码率与所述第二BCH码的码率基本相同；

在所述第二层中用所述第二BCH码或所述第三BCH码对所述第二部分进行编码(2920)；

在所述第一层中，将经过编码的所述第一部分映射到(2930)第一预定星座的符号上，并且执行经过映射的所述符号的晶格变换(2940)以实现陪集分割；

在所述第二层中，根据使用的是第二BCH码还是第三BCH码，将经过编码的所述第二部分映射至(2930)第二预定星座的符号上，并且执行经过映射的所述符号的晶格变换(2940)以实现陪集分割；

在所述第三层中，将所述第三部分映射到(2930)第三预定星座的符号上并且执行经过映射的所述符号的晶格变换(2940)；

将来自所述第一层、所述第二层和所述第三层的经过变换的所述符号相加(2950)；

执行(2950)用于实现零均值星座的第二级晶格变换，以及

使用时域调制对利用所述三层陪集编码进行编码的所述符号进行调制(2960)。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第二二进制BCH码和所述第三二进制BCH码具有相同的本原多项式。

3.根据权利要求1所述的方法，还包括以下步骤：基于期望频谱效率，在所述第二层中选择所述第二BCH码或所述第三BCH码，和/或选择进入所述第二层和/或所述第三层的位数，和/或选择所述时域调制的调制状态数。

4.根据权利要求1所述的方法，其中

所述第一BCH编码器基于1637个输入信息位生成具有2044位的码字，和/或

所述第二BCH编码器基于2022个输入信息位生成具有2044位的码字，和/或

所述第三BCH编码器基于1000个输入信息位生成具有1022位的码字。

5.根据权利要求1所述的方法，其中

在所述第一层、所述第二层或所述第三层中的所述映射是QPSK灰度映射、BPSK映射、Z²或RZ²映射之一，和/或

所述晶格变换包括符号的平移、缩放和/或旋转，和/或

所述第二级晶格变换包括所述星座的旋转；和/或用于将所述星座符号限定到第一2D象限中的正方形区域的模运算；和/或定中心并且缩放，和/或

所述时域调制是M-PAM。

6.根据权利要求1所述的方法，还包括以下步骤：对经过调制的所述符号应用Tomlinson-Harashima预编码。

7.一种将利用三层陪集编码器编码并且通过塑料光纤接收的数字信号解码的方法，所述方法包括以下步骤：

利用时域调制将经过编码的数字信号解调(3420)以获得符号码字，并且通过逆晶格变换将所述符号码字变换(3430)，

用三级解码器解码经过解调和变换的符号，包括以下步骤：

通过对经过解调的符号应用逆晶格变换和模运算，提取(3440)码字的第一部分；

在第一级中利用第一BCH解码器解码(3440)所述第一部分，并且基于经过解码的所述第一部分选择第一陪集；

通过对从经过解调的所述符号减去经过解码的所述第一部分所获得的符号应用逆晶格变换和模运算，提取(3450)第二部分；

在第二级中利用第二BCH解码器或第三BCH解码器解码(3450)所述第二部分，并且基于经过解码的所述第二部分选择第二陪集；

通过从所述解调后的符号减去所述解码后的第一陪集和第二陪集并且通过应用逆晶格变换和模运算获取(3460)第三部分；

以及多路复用(3470)经过解码的所述第一部分、所述第二部分和所述第三部分，

其中，在所述第二级上提供所述第二BCH码和所述第三BCH码，其中，所述第三BCH码的码字长度短于所述第一BCH码和所述第二BCH码的码字长度，并且所述第三BCH码的码率与所述第二BCH码的码率基本相同。

8.一种用于对基于塑料光纤(150)传输的数字数据进行编码的装置，所述装置包括：

多层陪集编码器(510)，用于通过三层陪集编码对输入数字数据进行编码，包括：

多路分配器(610)，用于从所述输入数字数据分离出第一部分、第二部分和第三部分，每部分都具有预定位数；

第一BCH编码器(620a)，在第一层中利用第一BCH码对所述第一部分数据进行编码；

第二BCH编码器(620b)，在第二层中，其中，所述第二BCH编码器用于利用在所述第二BCH编码器中提供的第二BCH码或第三BCH码对所述第二部分进行编码，其中，所述第三BCH码的码字长度比所述第一BCH码和所述第二BCH码的码字长度更短，并且所述第三BCH码的码率与所述第二BCH码的码率基本相同；

第一映射器(630a)，在所述第一层中，用于将经过编码的所述第一部分映射到第一预定星座的符号上，并且执行经过映射的所述符号的晶格变换(640a)以实现陪集分割；

第二映射器(630b)，在所述第二层中，用于根据使用的是第二BCH码还是第三BCH码，将经过编码的所述第二部分映射到第二预定星座的符号上，并且执行经过映射的所述符号的晶格变换(640b)以实现陪集分割；

第三映射器(630c)，在所述第三层中，用于将所述第三部分映射到第三预定星座的符号上，并且执行经过映射的所述符号的晶格变换(640c)；

加法器(650)，用于将来自所述第一层、所述第二层和所述第三层的经过变换的所述符号相加，以及

变换单元(660)，用于执行第二级晶格变换，以实现零均值星座；以及

调制器(670)，用于使用时域调制将利用所述三层陪集编码的所述符号进行调制。

9.根据权利要求8所述的装置，其中，所述第二二进制BCH码和所述第三二进制BCH码(620b)具有相同的本原多项式。

10.根据权利要求8所述的装置，还包括：选择器，用于基于期望频谱效率，在所述第二层中选择所述第二BCH码或所述第三BCH码，和/或选择进入所述第二层和/或所述第三层的位数，和/或选择所述时域调制的调制状态数。

11.根据权利要求8所述的装置，其中

所述第一BCH编码器基于1637个输入信息位生成具有2044位的码字，和/或

所述第二BCH编码器基于2022个输入信息位生成具有2044位的码字，以及

所述第三BCH编码器基于1000个输入信息位生成具有1022位的码字。

12.根据权利要求8所述的装置，其中，所述第一映射器(630a)、所述第二映射器(630b)、和/或所述第三(630c)映射器被配置成：

在所述第一层、所述第二层或所述第三层中通过QPSK灰度映射、BPSK映射、Z2或RZ2映射之一进行映射，和/或

应用包括符号的平移、缩放和/或旋转的晶格变换，和/或

所述变换单元(660)被配置成执行包括所述星座的旋转的所述第二级晶格变换；和/或用于将所述星座符号限定到第一2D象限中的正方形区域的模运算；和/或定中心并且缩放，和/或

所述调制器(670)是M-PAM调制器。

13.根据权利要求8所述的装置，还包括：Tomlinson-Harashima预编码器(530)，用于对由所述调制器调制的符号进行预编码。

14.一种用于对利用三层陪集编码器编码并且通过塑料光纤(150)接收的数字信号进行解码的装置，所述装置包括：

解调器(3010)，用于通过时域调制解调所述编码后的数字信号以获得符号码字，

变换单元，用于利用逆晶格变换变换(3020)经过解调的所述符号；

多级解码器，用于解码经过解调和经过变换的所述符号，所述多级解码器具有三级并且进一步包括：

第一提取器，用于通过将逆晶格变换(3030a)和模运算(3050a)应用至解调后的符号提取第一部分码字；

第一BCH解码器(3070a)，用于在第一级中解码所述第一部分并且基于经过解码的所述第一部分选择第一陪集；

第二提取器，用于通过对从经过解调的所述符号减去经过解码的所述第一部分所获得的符号应用逆晶格变换(3030b)和模运算(3050b)，提取第二部分；

第二BCH解码器和第三BCH解码器，在第二级应用相应的第二BCH码和第三BCH码，其中，所述第三BCH码的码字长度短于所述第一BCH码和所述第二BCH码的码字长度，并且所述第三BCH码的码率与所述第二BCH码的码率基本相同；

解码器(3070b)，用于在第二级中利用所述第二解码器或所述第三解码器解码所述第二部分，并且基于经过解码的所述第二部分选择第二陪集；

第三提取器，用于通过从经过解调的所述符号减去经过解码的所述第一陪集和所述第二陪集并且应用逆晶格变换(3030c)和模运算(3050c)获取第三部分；以及

多路复用器(3080)，用于多路复用经过解码的所述第一部分、所述第二部分和所述第三部分。

15.一种实现根据权利要求8所述的装置的集成电路。

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