CN102680977B - 用相控阵换能器进行声波多普勒速度处理的系统和方法 - Google Patents

Abstract

公开了用于测量流速的系统和方法。一方面，一种方法(900)包括发射第一组比测量系统带宽宽的信号，接收第一组信号的回声，基于该回声获得第一速度估计值，发射第二组比测量系统带宽窄的信号，接收第二组信号的回声，基于第二组信号回声获得速度估计值，基于第一速度估计值，选择一个速度估计值。在另一方面，一种方法(280)包括从初步速度估计值中基本去除与第一速度相关的偏差。在另一方面，一种方法(1900)包括获得一组发送的脉冲信号中每一个的速度估计值，基于该速度估计值的和计算速度。

Description

用相控阵换能器进行声波多普勒速度处理的系统和方法

本申请是申请日为2007年9月27日，申请号为200780044377.5，发明名称为“用相控阵换能器进行声波多普勒速度处理的系统和方法”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及速度测量系统，特别是，涉及声学多普勒水流剖面仪，其它水下装置例如多普勒计程仪，和雷达应用。

背景技术

水流剖面仪是一种声纳系统，用于在变化的距离中远程测量水的速度。水流剖面仪用于例如河流、湖泊和港湾的淡水环境，也用于例如海洋的咸水环境中，以研究水流速度的影响。在各个领域，例如天气预报，营养物的生物研究、污水扩散的环境研究，以及包括石油在内的自然资源的商业开发中，精确测量水流速度都是很重要的。

典型地，水流剖面仪对于在上至最大距离的水的每个深度“单元”中，测量水的垂直体积的流速，这样产生水的速度的“剖面”。一般的剖面仪系统包括换能器，以生成声音的脉冲(其在下变频为人类听觉频率时听起来像“砰”)，其从水中的浮游生物、小颗粒、以及小型的不同类的东西作为回声反向散射。类似地，底部跟踪多普勒速度计程仪从底部表面接收反向散射的回声。接收的声音具有与散射物和换能器之间的相对速度成比例的多普勒频移。

通过下述方程可以简要说明从该多普勒频移确定单个速度矢量的分量Vx的物理现象：

$V_x=\frac{{\mathrm{cf}}_D}{2f_T\cos \mathrm{\θ}}$ 方程1

在方程1中，c是声音在水中的速度，大约是1500米/秒。这样，通过获知发送的声音的频率，f_T，以及发射机换能器的偏角，θ，并通过测量从单个窄带脉冲接收的频率，多普勒频移，f_D，就可以确定一个速度矢量的分量。通过减去船只地面参考速度，Ve的测量值，可以确定测量的水平“切片”或深度单元的相对速度。通过无论海底何时到达声纳距离内都对其进行回声测距，或者通过导航系统例如LORAN或GPS来测量地面参考速度。图1a和1b示出了示例性的水流剖面，其中北面和东面的水流速度(Vx，Vy)示出为深度单元的函数。

在一些结构中，水流剖面仪构造为四个分散的换能器的组件，该四个分散的换能器围绕电子器件外壳彼此间隔90°方位角。该换能器布置在本技术领域公知为Janus结构。假设水流在垂直于换能器的交互轴的平面上是均匀的，那么一个具有三个波束的系统允许测量三个速度分量，Vx，Vy和Vz(在海洋学文献中分别识别为u，v，w)。但是，使用四个波束经常是为了冗余和可靠性。水流剖面仪系统可以连接至船只的船体上，保持在静止的浮标上，或者像图2中示出的水流剖面仪10一样系泊在海底。

水流剖面仪受各种因素综合控制，其中该各种因素包括最大剖面距离和时间，空间(深度单元的尺寸)，以及速度分辨率。时间分辨率是指实现具有所需精度的速度估计值所需要的时间。在典型的应用中，水流剖面仪将进行一系列测量，然后将它们在一起平均以产生单个速度估计值，且其具有可接受的速度方差，或平方差。在一些应用中，在观测中偏差比方差更受关注。偏差是测量的速度和实际速度之间的差值。例如，它由频带受限的系统组件的不对称性引起。甚至在长期平均已经将方差减小至预定可接受的限值时，测量偏差还存在。例如，偏差支配典型地出现在测量大规模的特征上，例如温度和盐度界面上出现的那些特征。

除了水流剖面仪外，还有许多其它的速度测量系统。一些示例是雷达系统、空气流测量系统、以及其它水下仪器，例如测量汽车或船只相对于水体表面或底部的速度的多普勒计程仪。所有这些速度测量系统具有很广范围的应用，利用和/或修改这些类型的设备的特性使得它们的特征能够被开发以改进现有产品和产生还未开发的新产品，这对于本领域来说是有益的。

发明内容

本发明的系统、方法、和设备每个都具有几个方面，这几个方面中没有一个可以单独承担起想要出现的属性。在不限制本发明保护范围的情况下，现在将简要讨论其较显著的特征。

一方面，具有一种利用测量系统测量流体介质速度的方法，其中该测量系统包括换能器。该方法包括发送第一组的一个或多个信号，其中该信号的带宽基本宽于测量系统的带宽，从第一组信号接收回声；至少部分基于第一组信号的回声而获得第一速度估计值；发送第二组的一个或多个信号，其中该信号的带宽基本等于或窄于测量系统的带宽；从第二组信号接收回声；至少部分基于第二组信号的回声而获得两个或更多可能的速度估计值；以及基于第一速度估计值，从可能的速度估计值中选择一个。

在另一方面，具有一种构造为测量速度的系统。该系统包括换能器，其构造为发送第一组的一个或多个信号和第二组的一个或多个信号，以及从第一和第二组信号中接收回声信号，其中第一组的一个或多个信号的带宽基本宽于系统的带宽；第二组的一个或多个信号的带宽基本等于窄于所述测量系统的带宽。该系统进一步包括处理模块，以部分基于第一组信号的回声而获得第一速度估计值，以及至少部分基于第二组信号的回声而获得两个或更多可能的速度估计值，并基于第一速度估计值而从可能的速度估计值中选择一个。

在另一方面，具有一种构造为测量速度的系统。该系统包括用于发送第一组的一个或多个信号的装置，其中该信号的带宽基本宽于测量系统的带宽；用于从第一组信号接收回声的装置；至少部分基于第一组信号的回声而获得第一速度估计值的装置；用于发送第二组的一个或多个信号的装置，其中该信号的带宽基本等于或窄于测量系统的带宽；用于从第二组信号接收回声的装置；至少部分基于第二组信号的回声而获得两个或更多可能的速度估计值的装置；以及基于第一速度估计值，从可能的速度估计值中选择一个的装置。

在另一方面，具有一种利用相控阵换能器测量流体介质速度的方法。该相控阵换能器包括多个换能器元件，其布置为形成单个的二维阵列。该方法包括接收由换能器生成的多个波束的回声，至少部分基于该回声，计算初步速度估计值；以及从初步速度估计值中基本去除与第一速度相关的偏差。第一速度垂直于二维阵列的表面。

在另一方面，具有一种利配置成测量速度的系统。该系统包括相控阵换能器，该相控阵换能器包括多个换能器元件，其布置为形成单个的二维阵列，其中该换能器被配置为生成多个波束并接收这些波束的回声。该系统进一步包括处理模块，配置为至少部分基于这些回声来计算粗略的速度估计值，以及从初步速度估计值中基本去除与第一速度相关的偏差。第一速度垂直于二维阵列的表面。

在另一方面，具有一种构造为测量速度的系统。该系统包括用于生成多个波束并接收波束回声的装置，其中该装置包括相控阵换能器，该相控阵换能器包括多个换能器元件，其布置为形成单个二维阵列。该系统进一步包括至少部分基于回声计算初步速度估计值的装置；以及用于从初步速度估计值基本去除与第一速度相关的偏差的装置。第一速度与二维阵列的表面垂直。

在另一方面，具有一种利用换能器测量流体介质速度的方法。该方法包括发送声信号，其中该声信号包括N(其中N是整数并且N＞1)个用于多个波束中每一个的脉冲信号，从每个脉冲信号接收回声，基于脉冲信号的回声，获得N个脉冲信号中每一个的速度估计值，以及基于N个速度估计值的总和计算速度，使得该速度中基本没有由于波束之间的交叉耦合引起的误差。

在另一方面，具有一种构造为测量速度的系统。该系统包括换能器，用于发送声信号和接收每个脉冲信号的回声，其中声信号包括N(N是整数并且N＞1)个用于多个波束中每一个的脉冲信号。该系统进一步包括处理模块，其构造为基于脉冲信号的回声获得N个脉冲信号中每一个的速度估计值，并且基于N个速度估计值的总和计算速度以基本消除由于波束之间的交叉耦合引起的误差。

在另一方面，具有一种构造为测量速度的系统。该系统包括用于发送声信号的装置，其中该声信号包括N(其中N是整数并且N＞1)个用于多个波束中每一个的脉冲信号，用于从每个脉冲信号接收回声的装置，基于脉冲信号的回声，获得N个脉冲信号中每一个的速度估计值的装置，以及基于N个速度估计值的总和计算速度的装置，使得速度中基本没有由于波束之间的交叉耦合引起的误差。

附图说明

图1a是示例性水流剖面的散点图，用于示出作为深度的函数描绘的东面的速度矢量，图1b是示例性水流剖面的散点图，用于示出作为深度的函数描绘的北面的速度矢量；

图2是泊系在海底的水流剖面仪的一个示例的透视图；

图3是用于说明由水流剖面仪的不同实施例发送的脉冲的脉冲图示，该不同实施例包括脉冲不相干多普勒系统、脉冲相干多普勒系统、宽带多普勒系统和编码脉冲多普勒系统；

图4a，4b，4c是几组编码脉冲的图示，用于说明宽带多普勒系统和编码脉冲多普勒系统的示例性发射编码；

图5是用于说明二维换能器阵列的一个实施例的框图，其是图2的水流剖面仪10的一个实施例的一部分；

图6a和6b说明了前述图5的具有相移波束形成器的二维阵列的运行；

图7示出了图6b的“Y轴发、射波束形成器”的详细视图，用于说明波束形成器如何同时发送两个波束；

图8是透视图，用于说明四个声波波束的结构示例，其中该四个声波波束相对于阵列法线(即Z轴)倾斜，并位于与图5的换能器阵列的阵列表面平面(即，X-Y平面)垂直的两个平面内；

图9说明了图5的换能器阵列的一个实施例的顶视图；

图10是用于说明多层结构的图5中换能器阵列的一个实施例的三维视图；

图11是用于说明ADCP 10的一个实施例的功能框图，其包括图5的二维换能器阵列；

图12a和12b说明了测量速度中要发送的编码序列的两个示例的比较；

图13a和13b在时域和频域说明了编码元素的两个示例的比较；

图14a和14b分别说明了用于宽带宽和窄带宽速度估计值的要发射的信号的示例；

图15a和15b分别说明了宽带宽和窄带宽速度估计值以及模糊分辨率的过程；

图16是用于说明适于和相控阵换能器一起使用的速度处理方法的实施例的流程图，其使用了宽带宽发射以分辨在估计窄带宽速度中的模糊；

图17是用于说明速度处理方法的一个示例的流程图，其基本去除了由速度估计值的垂直分量引起的偏差；

图18a和18b说明了将接收的信号的相位函数外推至每个波束的标称滞后时间的操作；

图19说明了速度处理方法的一个实施例，其基本从速度估计值中去除了交叉耦合的旁瓣误差；

图20a，20b和20c示出了可以用在速度处理方法中的编码脉冲的三个示例；

图21是用于说明一组信号编码的一个示例的表格，其中该一组信号编码可以通过图19的方法发射；

图22说明了与图21中波束1的脉冲信号1-4相关的信号编码的格式。

图23a和23b说明了一个方案的两个示例，用以在连续的编码序列之间生成90°相位增量/减量。

具体实施方式

本发明的各种方面和特征将结合前述附图，从下面的描述和后附的权利要求中变得更显而易见。在附图中，相同的附图标记指示相同的或功能相似的元件。在下面的描述中，给出详细的描述以提供对所公开的方法和装置的完全理解。但是，本领域普通技术人员可以理解，在没有这些特定细节的情况下，也可以实施该公开的系统和方法。例如，以框图的形式示出电气元件是为了不让非必要的细节掩盖某些方面。在其它例子中，可以详细地示出该组件、其它结构和技术以进一步解释某些方面。

也应当注意，某些方面可以被描述为过程，其被描绘为程序框图、流程图、结构图或框图。虽然程序框图可以将操作描述为连续的过程，但是许多操作可以并行或同时执行，并且该过程可能重复。另外，操作的顺序可能重新安排。当一个过程的操作完成时，该过程终止。一个过程对应于一个方法、函数、程序、子例行程序、子程序等。当一个过程对应于一个函数时，其终止对应于该函数返回至调用函数或主函数。

该描述将针对水流剖面仪的情况给出，但是其他速度测量系统，例如多普勒速度计程仪，也都有这些一般特性。下述的速度处理方法的各种实施例可以应用于水流剖面仪和其它速度测量应用中。

水流剖面

图1a是示例性水流剖面的散点图，用于示出描绘为深度函数的东面的速度矢量。图1b是示例性水流剖面的散点图，用于示出描绘为深度函数的北面的速度矢量。图1a和1b的散点图中描述的示例性水流速度剖面是一种信息，其也是水流剖面仪的目标。

图2是泊系在海底的水流剖面仪的一个示例的透视图。水流剖面仪10是半永久泊系在海底12的。在该种剖面仪部署中，水流剖面的记录典型地存储在位于水流剖面仪10内部的非易失性存储器(未示出)中。

如图2示出的水流剖面仪10生成一组从换能器发出的声波波束14a、b、c、d。水流剖面仪10向上观察，即声波波束14垂直指向海洋表面。每个波束14“照亮”一个水柱，其可以被分解为公知为距离或深度单元的水平切片，该单元例如由16指示的单元。通过恰当发送和接收声音脉冲，计算脉冲回声之间的相移。然后，将相移逐步变换为多普勒频率、沿着波束14的速度，然后是一个或多个正交的水流速度分量，例如由18a、b指示的。

水流剖面仪10的换能器可以以各种方式实现。在一个实施例中，水流剖面仪10包括由四个分散的换能器组成的组件，其中该四个换能器围绕电子外壳彼此间隔90°方位角。该换能器布置在技术上公知为Janus结构。在一些实施例中，水流剖面仪10包括二维换能器阵列，其将在图5中详细描述。该水流剖面仪10除图2中示出的方式外还可以其它方式部署，例如包括在固定或移动的平台上，或在表面、底部、或中等深度的停泊处，向下、向上或其它有角度观察的各种组合。

各种多普勒测量技术

图3是用于说明通过水流剖面仪的不同实施例发送的脉冲的脉冲图示，该不同实施例包括脉冲不相干多普勒系统，脉冲相干多普勒系统，宽带多普勒系统和编码脉冲多普勒系统。图3以示意性形式提供了多个在声学多普勒水流剖面仪(ADCP)中使用的不同的多普勒测量技术。

在第一种技术中，示出了脉冲不相干ADCP换能器20在时间t产生脉冲22。定制单个要发送的脉冲22的大小以符合相关的深度单元。在穿过深度单元后，在时间t加上与脉冲的长度(Lpulse)相等的时间处，示出了脉冲22，其移动至如24所指示的新位置。

取决于每个深度上散射的密度，脉冲22可以在每个深度单元产生回声(未示出)。基于发送脉冲和接收理想的回声之间的预定的滞后时间，在理想的深度单元测量水流速度。脉冲不相干ADCP通过测量返回的回声频率中的多普勒移动，来测量水流速度。每个脉冲的回声独立使用。从接收的信号的两个不同采样之间的差值，间接计算多普勒频率。术语“不相干”是指在脉冲之间不必保持相干的事实。

在图3中，脉冲相干ADCP换能器26示出为发送脉冲28。脉冲28比脉冲不相干系统中的脉冲22的持续时间短(深度分辨率更强)。和脉冲不相干多普勒系统一样，在发送下一个脉冲30之前，每个单个脉冲的回声允许返回至换能器26。但是，和脉冲不相干系统不一样，脉冲相干系统的基本测量值是在相同深度处的两个连续回声之间的相位变化。术语“相干”是指在脉冲之间需要保持相干的事实。在一些实施例中，脉冲相干ADCP发送一系列短脉冲，其中在发射的序列上保持相位相干。

图3也说明了由宽带ADCP换能器32产生的脉冲。宽带方法与脉冲不相干或脉冲相干方法的不同之处在于宽带方法同时利用波束(或等价物)中的两个(或多个)脉冲，例如34a和34b指示的脉冲。在图3中，脉冲由等于脉冲间隔的滞后时间，L1分隔。在经过一段距离，并且回声返回至换能器32之后，利用自相关函数测量相同距离处的脉冲回声之间的相位变化。

和脉冲相干的方法不同，宽带水流剖面仪的最大剖面距离不限于脉冲重复间隔。脉冲长度，或宽度，典型地比深度单元尺寸短很多，这样产生了大时间带宽积(术语“宽带”)。时间带宽积是平均时间和脉冲带宽的乘积。

图3进一步说明了由编码脉冲宽带ADCP产生的脉冲。换能器38产生脉冲40a、b，其通过水来传播，例如由后来的脉冲41a、b示出。每个脉冲40包括四个大小相等的编码元素42a、b、c、d，每一个编码元素包括一个或多个要发送的声波波形的周期(或周期的一部分)。编码元素42代表相位编码，使得每个元素要么是0度相位要么是180度相位。虽然在图3中仅示出了两个编码脉冲，但是该方法可以推广到包括多于两个的脉冲。

对于编码脉冲ADCP来说，相位变化的测量与之前讨论的宽带方法的测量相同。但是，另外，伪随机相位编码适用于允许使用更长的脉冲而不会降低带宽的脉冲。更长的脉冲增加回声功率，这样延迟了与更大距离解相关的信号，并延长了系统的有用的剖面距离。该编码脉冲可以和深度单元的尺寸一样大。如果脉冲分隔或滞后时间L1等于脉冲长度，那么脉冲就组合为一个单个的连续的编码发送。

图4示出了具有不同长度的“理想的”编码脉冲的三个示例，其中该编码脉冲由编码脉冲宽带ADCP产生。每个图(图4a、b、c)对应于一个脉冲，或脉冲信号。由于换能器和功率放大器的有限带宽，因此注入水中的实际波形与图4中描绘的稍有不同。因此，在对应的实际波形中，在相位反向后有很短的恢复时间。

图4a包括通常由44a-j指示的一系列编码元素的三个不同的表示。第一个编码表示是通常由46指示的发送波形。每个编码元素44是载波信号的四个周期的集合。180度相移可能出现在编码元素44之间，例如，由编码元素44a和44b之间的跳变示出。图4a的示例性脉冲具有M＝10个编码元素44，其中首先的五个编码元素44a-e反向并由最后的五个编码元素44f-j重复，以实质上将两个脉冲组合为连续的波形46。将第二个脉冲例如编码元素44f-j反向对于减少噪声偏差是有用的。

这样，对于波形46来说，在利用滞后时间反向之后，在首先的五个元素44a-e和最后的五个元素44f-j上执行自相关函数(将在下面进一步讨论)，其中滞后时间等于发送五个编码元素的时间。在某些情况下，特殊应用中编码元素的数量将与深度单元的大小匹配。

脉冲编码也可以以二进制形式表示，其由通常由图4a中47指示的编码序列示出。编码序列47以由两比特限定的每个编码元素44为基础。最高有效位(B1)指示在编码元素44的持续时间中发送器是开(1)还是关(0)。最低有效位(B0)指示编码元素44的相位，“0”指示0°，“1”指示180°。当B1是值“0”时，B0的值是什么没关系。

编码序列47示出了二进制编码的十进制等价形式。例如，编码元素44a，在编码序列47中定义为“2”，意思是发送器为开，编码元素44a是0度相位。相位波形48提供了和发送波形46以及编码序列47相同的基本信息，但是它以方波的形式表达。

图4b示出了编码脉冲，其与图4a的不同在于脉冲为两倍长(M＝20)。图4b中首先的十个编码元素44与图4a中的编码元素44相同。最后十个编码元素44’是首先的十个的重复。这样，两个脉冲44，44’组合为一个单个的发送波形，其具有和发射十个编码元素相等时间的滞后时间。

图4c示出了编码脉冲，其与图4b的不同在于脉冲更长(M＝30)，这是由于在两组十个要发送的编码元素44、44’之间放置了十个编码元素的死区。这样，滞后时间等于二十个编码元素。多普勒频率中的短期误差(即方差)与脉冲间隔成反比。距离分辨率由编码脉冲的长度确定。

在一些实施例中，认真选择编码，以从自相关函数中的中心峰值和旁瓣噪声中消除偏差。通过将第二个脉冲，例如如4a所示，倒转为要发送的脉冲信号的一半，那么中心峰值噪声被有效消除。采取下述步骤来消除旁瓣噪声：(1)使用在一个滞后时间与侧峰的每侧自相关为零(在这里进行相位测量)的编码，(2)使用在侧峰附近具有最小旁瓣的编码，其中该旁瓣围绕侧峰对称布置，以及(3)成对互补，或者Golay，在连续的脉冲信号上使用编码使得偏差通过平均抵消。

脉冲间隔、或者滞后时间L1，确定了距离-速度分辨率的精度，其中滞后时间越短意味着分辨率越大。甚至可以通过发送在一个或多个编码元素中重叠的脉冲，使得滞后时间小于单个编码脉冲的长度。例如，利用字母表中的字母代表编码元素，那么序列“ABABA”将允许两个脉冲“ABA”，其中该两个脉冲具有要发送的三个编码元素的长度，且其滞后时间等于发送两个编码元素的时间。

本领域技术人员可以了解并理解，在选择恰当的编码，编码长度和多脉冲波形的脉冲分隔时需要平衡，这些取决于本发明的特殊应用。下文中，如无其它指示，宽带ADCP和编码脉冲宽带ADCP系统和方法将统称为宽带ADCP。

相控阵换能器的结构和操作

图5是用于说明二维换能器阵列的一个实施例的框图，其是图2的水流剖面仪的一个实施例的一部分。描述了一种典型的平面声波换能器的阵列的结构100。单独的阵列元件102沿着前侧的列104和后侧的行106电互联。阵列元件102通过两轴发送/接收(T/R)开关118互联至相关的波束形成器108、110。发送108和接收110波束形成器可以是相位或时间延迟波束形成网络。在示例性实施例中，波束形成器是相位波束形成网络。

用于该描述的坐标系统如下述所示，行106在X轴上走向，列104在Y轴上走向，以及Z轴与平面116垂直。

阵列表面116是圆形的，但是其它形式的因数，例如通常两面维度对称的椭圆或多边形也适用于形成一般圆锥形式的窄的倾斜的波束。该阵列由大量的小元件102组成，其中该小元件具有对称的面，典型的为方形、圆形、或者矩形(即它们的表面横断面)。在一个实施例中，每个元件的表面宽度近似为0.5λ，其中λ是理想的中心频率在水中的声波波长。为了形成4°波束宽的波束，需要近似16λ的阵列直径，需由近似800个元件的32×32元件阵列组成。阵列元件的后侧的行106(X方向)和前侧的列104(Y方向)沿着元件的平行线用很薄的透声材料电连接在一起，如图5所示，其中该元件具有。行和列通常而非必须是正交的。

阵列X轴的行106和Y轴的列104中的每一个都连接至T/R开关118，其在接收方式中将X和Y组线路电连接至各个X和Y接收波束形成器110，并在发送模式中电连接至X和Y发送波束形成器108。在一些实施例中，T/R开关118由T/R逻辑信号120控制以在发送和接收模式之间切换。在其它实施例中，T/R开关包括无源组件，其通过检测发射信号是否由发射波束形成器108施加来操作。如果检测到发射信号，那么T/R开关切换至发射模式，如果未检测到发射信号，那么切换至接收模式。

当在发射模式时，阵列线路通过T/R开关118连接至发送波束形成器108，该发射波束形成器提供来自低阻抗电源的电发射驱动信号(相对于换能器元件的线路的电阻抗)。当在接收模式时，阵列线路通过T/R开关连接至接收波束形成器110，该接收波束形成器接收来自换能器线路的电信号。

每条X和Y线路上的低电源/负载阻抗(在发射期间低电源阻抗)允许同时和独立访问每个X行106和Y列104，以将发送的电驱动信号应用于每个X行和Y列。并且，X和Y轴线路阵列的并行组可以同时和独立形成。通过沿着后侧的行106的并行电连接和在所有前侧的Y轴列104上提供低阻抗大地信号来形成X轴发射和接收线路阵列。

在发射模式期间，通过T/R开关，将发射驱动信号从发射放大器施加于并行的X轴后侧的电互联线路，其中该发射放大器相对于信号大地具有低的输出阻抗。当X轴驱动信号施加于独立的X轴线路阵列时，整个Y轴32并行线路阵列表面保持为至信号大地的低阻抗路径(经由该信号路径穿过Y轴T/R开关118a达到Y波束形成器108a的低阻抗Y轴驱动器)，以确保X轴驱动信号仅跨X轴的行施加，而不耦合至阵列的Y轴侧。类似地，当Y轴驱动信号施加于Y轴线路阵列时，整个X轴阵列表面保持为至信号大地的低阻抗路径，以允许信号独立地施加于Y轴，而不耦合至X轴。这样，通过叠加X和Y轴发射驱动信号，与发射波束形成器源相关的低阻抗允许X和Y轴线路发射阵列同时地独立地形成。

在接收模式期间，在每个X轴行106上存在电信号代表每行所有元件接收的电信号的总和。当从一列接收信号时，该列信号独立于同时接收的行信号。类似地，当从行接收信号时，该行信号独立于同时接收的列信号。

在发送和接收模式期间，经由X和Y信号线路独立和同时的X行和Y列的电访问允许阵列用作二维阵列，以同时和独立地在X-Z和Y-Z平面中形成多个倾斜的声波波束组。每个平面中的波束形成操作与传统的一维相控和/或时间延迟阵列相同。这样，二维波束形成操作通常等价于两个重叠的一维阵列，其中一个阵列旋转90°。

在发射模式操作期间，施加于X行的相位或时间延迟信号在Y方向(Y-Z平面)形成倾斜的声波发射波束。同时和独立地，施加于Y列的相位或时间延迟信号在X方向(X-Z平面)产生倾斜的声波发射波束。在接收模式操作期间，在X行接收的电信号是相位或时间延迟的，其在X行接收器波束形成器中被组合，以在Y方向产生倾斜的接收声波波束。同时和独立地，在Y列接收和在Y侧波束形成器中被组合的信号在X方向产生倾斜的接收声波波束。这样，通过叠加X和Y轴电和声信号，实现了在发送和接收模式中从单个的平面阵列中形成二维声波波束。

图6a和6b说明了图5中前述的具有相移波束形成器的二维阵列的操作。为了理解这些二维发送和接收声波波束如何形成的操作的基本原理，我们考虑32×32元件二维阵列换能器的16个元件阵列子集的操作。

在单一频率(窄带)，f，且波长为λ＝c/f处接收长猝发音，其中c是声音在流体介质中的传播速度，引入的沿X方向，且与Z轴(Z与阵列平面正交，或者与图的平面正交)成角θ202前进的声音射线波阵面200前进至与Y轴(前侧)的列线路阵列204中的每一个成不同距离，这样，在不同时间，并且通常以不同相位穿过线路阵列中的每一个。如图6a所说明的，相邻的线路阵列(α)206之间的路径长度差通过如下方程与元件的中心到中心的分隔距离(d)相关：

α＝dsinθ                      方程2

相邻线路阵列之间的波阵面到达时间差(τ)是：

τ＝α/c＝(d/c)sinθ            方程3

如果元件间隔的距离对应于，例如到达的窄带信号的二分之一波长(d＝λ/2)，那么以到达的信号波长来表达的路径长度差为：

α＝(λ/2)sinθ                 方程4

对于例如30°的到达角来说，

α＝(λ/2)sin 30＝λ/4          方程5

这对应于到达的窄带信号的元件间的90°角相移。这样，当窄带脉冲由所有Y轴线路阵列接收时，沿着由四个Y轴线路阵列组成的组所接收的电信号的相位分别是0、90、180和270度，其中如前所述，后侧耦合至低阻抗虚拟大地208。

首先考虑前侧(Y)的列的接收操作，其中后侧的行106全部耦合至X轴接收波束形成器110b中的地信号。每组四个X轴电信号(在用于说明的4×4阵列中)连接至接收波束形成器110a的接收预放大器中的虚拟地节点208以形成后侧的行的参考信号，并且在相连的线路阵列之间移相-90°(0、-90、-180、和-270度)，如图所示。施加的相移用于补偿窄带声波脉冲中不同的元件间的路径长度的相移，其与线路阵列相关联，如图6a所说明的。最终得到的四个信号210将同相，当其被求和时，将会当接收在30°入射角到达的波阵面时形成最大声波干扰图案。该最大值对应于形成的波束的一个主瓣的中心轴。

可以通过将在四个信号上施加相移的90°符号反向并将这些信号求和，而形成第二个接收波束，用于引入的在-X方向前进并与Z方向成角θ(例如，在-30°入射角)的声音射线波阵面。由于四个信号的相位组对于附加的由四个线路阵列组成的组来说是重复的，因此，可以通过将所有四个线路阵列组成的组的信号求和实现更大的阵列，以进一步增强±30°处的干扰图案。当如上所述，利用附加的由四个线路阵列段组成的组时，沿着±30°方向的声波信号增益增加，或者相应地，当增加附加的阵列组时，该方向上的波束宽度减小。

另一波束形成的方法是首先将来自不同阵列组的所有等相位的信号求和，然后在求和的四个信号组成的组中应用施加的90°相移。这可以通过将每个第四个线路阵列简单的并行电连接来实现。通过阵列中线路阵列组的数量，来确定X方向上有效的波束宽度。在Y方向，通过线路阵列的波束图案确定波束宽度，其与阵列线路的长度(声波波长)成反比。在一些实施例中，两个平面上的具有类似宽度的窄的倾斜声波波束是理想的，X和Y平面大小保持相同。

在发射模式期间，两轴阵列的操作与上述接收模式类似，除了信号流反向，如图6b所说明的。首先考虑前侧的列的发送操作，其中后侧的行全部耦合至地信号。长猝发音载波频率300施加于相移发射波束形成器108a，产生具有0、90、180和270度相对相位的四个驱动信号。这些信号从低阻抗驱动器施加于Y列的四个并行的电线组302。该施加的相移将补偿从线路阵列之间不同的路径长度引起的相移，并将在-30°入射角处形成发射的声波信号干扰图样，其对应于一个主波束瓣的中心。如前所述，通过将施加相移的90°的符号反向，则可以在-30°的入射角处形成另一发射波束。

在Y轴接收和发送操作是相同的。当考虑从后侧的行施加和接收的信号时，前侧的列通过低阻抗耦合至地信号。在每侧存在至地的低发送驱动负载阻抗会产生完全独立的X和Y轴操作。从X和Y轴信号叠加来看，也可以看出两个轴(即，行和列)可以同时操作。

图7示出了图6b的“Y轴发射波束形成器”的详细视图，用于说明波束形成器如何同时发射两个波束。图7的发射波束形成器包括两个至波束形成器的两个额外的输入(除了发射信号之外)，该输入分别控制时间和空间相移。正如所说明的，这些相移施加于发射信号以产生四个不同的驱动信号。

空间相移控制信号控制变换器的两个开关。每个开关可以位于两个设定中的一个：0°或180°。在示例性实施例中，不使用空间相移控制信号，两个开关位于“0°”设定。

时间相移控制信号构造为控制左波束、右波束、还是在一个平面上生成的两个波束。左波束是指在-X方向，且与Z方向成一角度前进的波束。右波束是指在X方向，且与Z方向成一角度前进的波束。两个开关由时间相移控制信号控制以切换至三个设定中的一个。

可以通过控制图6B中说明的四个驱动信号的相移，来产生左波束或右波束。通过叠加，波束形成器可以通过将产生每个波束所需的驱动信号相加在一起，同时产生两个波束。

图7顶部的表格说明了产生左波束、右波束、以及两个波束的四个驱动信号。每个驱动信号由矢量代表。用以产生左和右波束的四个驱动信号中每一个的矢量是用于产生每个波束的驱动信号的矢量和。例如，在第一列中，用于产生左波束，右波束，和两个波束的驱动信号分别是具有单位幅值和315°相位的矢量，具有单位幅值和45°相位的矢量，具有幅值和0°相位的矢量。类似地，可以采用图6a中的接收波束形成器，以同时接收两个波束。

利用固定相位延迟以形成窄发送和接收波束的上述两轴波束形成技术是指“二维相控阵”换能器。它可以用于窄带应用中，该应用发送基本为单一频率或窄带宽的长猝发音。从一个单个的平面阵列孔形成在X-Z(波束3和4)和Y-Z平面(波束1和2)上定位且均相对于Z方向成一角度的四个倾斜的窄波束，如图8所示。

在其它实施例中，在宽带应用中使用相控阵换能器。从图6a的声音射线图看出，对于固定元件间隔d来说，每个波束的角度通过如下方程与声波频率相关：

θ＝sin^-1(λ/4d)＝sin^-1(c/4fd)        方程6

这样，波束角是频率依赖型的，如果进入的或出去的波具有很宽的频谱，那么主瓣波束图案将相应地在角域被加宽。由于该带宽引起的波束扩散，相控阵技术既不能和宽带ADCP一起起作用，也不能和窄带应用一起起作用，其中宽带ADCP发射具有很宽频谱(典型地20-50％的载波频率)的信号。

从前述可以理解，可以包括某些具有创造性的方面，以产生具有不同载波频率、波束特性和信号带宽能力的两轴倾斜波束的许多组合。

图9说明了图5的换能器阵列的一个实施例的顶视图。该示例性实施例构造为在两轴中的每一个上150kHz载波频率处产生两个窄波束宽的波束，用于ADCP的应用中。

该示例性实施例包括圆形换能器阵列和两个基本相同的波束形成网络，每个波束形成网络提供用于形成两个倾斜的发射/接收波束的驱动信号。例如，阵列的直径D 600近似为160mm。具有紧密间隔的800个独立的方形面的150kHz压电陶瓷元件102，它们中心至中心的距离604为5mm(在150kHz处为大约1/2波长，基于大约为1536m/s的传播速度)。该示例性实施例可以被修改以符合应用的特定要求。

图10是图5换能器阵列的一个实施例的三维视图，用于说明多层结构。在该视图中，该厚度尺寸被放大以示出层叠的结构。陶瓷阵列元件700，例如图9中示出的800个元件102，通过陶瓷顶表面和底表面上两个很薄的透声柔性印刷电路(FPC)702、704电性和机械连接。该电路可以用KaptonTM(聚酰亚胺)或其他恰当的材料制造。例如，通过将印刷电导线装配和粘合(或者作为替换，低温焊接)至阵列元件的导电表面，而实现电连接至每个陶瓷元件700。粘合可以利用恰当的粘合剂或胶水完成，虽然其它形式的粘合也适用。连接方式是沿着前侧的元件列和沿着后侧的行，并进入一侧的列(Y电线705)和另一侧的行(X电线707)。一个具有与陶瓷匹配的表面尺寸的玻璃纤维材料706，例如厚1/8英寸(3.18mm)(例如具有商标“G-10”或其他类似的材料)粘合至每个150kHz换能器阵列上的顶部柔性电路的前端。该玻璃纤维(G-10或等价物)片是声学四分之一波变换器，用于提高阵列和水之间的阻抗耦合，并显著增加换能器元件的带宽。在某些实施例中，换能器带宽的显著增加对于宽带ADCP应用来说是理想的。粘合至玻璃纤维片前端的氨基甲酸酯层708将表面密封至前面的水中。填充了气体的纸板层710放置在外壳712的后平面和底部柔性电路的背面之间以反射向后发送的声波能量，并提供必要的机械支撑，以抵抗换能器阵列表面714的前端的水压。可以理解，取决于特殊的应用，可以使用其它前和后匹配层。

利用相控阵换能器的示例性ADCP

图11是用于说明ADCP 10的一个实施例的功能框图，其包括图5的二维换能器阵列。该电子器件可以在功能上分割为接收声信号的前端换能器组件160，和电子组件162，该电子组件用于调整发送和接收，以及执行信号处理。

如参照图15所讨论的，阵列的X轴上的行106和Y轴上的列104中每一个都连接至T/R开关118，该开关在接收模式，将X和Y线路组电连接至各个X和Y接收波束形成器110，在发射模式连接至X和Y发送波束形成器108。

在发射模式，由数字信号处理器196将编码脉冲发送初始化。该数字信号处理器可以是数字信号处理器，或任何其它恰当的信号处理电路，包括任何通用单芯片或多芯片微处理器，例如ARM， Pro，8051， 或者任何专用微处理器，例如微控制器和可编程门阵列。在一些实施例中，数字信号处理器196可以构造为执行一个或多个软件模块。

一组用户指定的参数，包括每个编码元素的周期数和编码长度，都存储在数字信号处理器196的ROM中。数字信号处理器196通过数字总线168将波形特定参数传送至定时发生器170。在数字信号处理器196的控制下，定时发生器170控制编码发送器172以产生恰当的编码脉冲对，包括死区。编码脉冲通过功率放大器174放大，并最终作为编码的声波波形通过换能器阵列100(参见图5)发射至水中。

在一些用户指定的消隐间隔期间，当不发送脉冲时，从换能器阵列100接收的回声脉冲从T/R开关电路118a和118b送至一组接收波束形成器110a和110b，如参照图5所讨论的。

在一个实施例中，接收放大器180每个都包括Signetics SA604A半导体芯片。虽然设计用于中间频率转换应用，但是SA604A芯片的两个放大器偶尔在水流剖面仪的期望频率范围上操作。放大器串联连接至波束形成器110a和110b的输出端。回声的信号强度也可以通过接收放大器180，例如从管脚5，SA604A芯片的RSSI输出端，被系统获得。在一个实施例中，信号强度被数字化和记录以用于后续的处理。

在用于测量反向散射强度、粒子浓度和粒子通量时，可以校准信号强度信号。例如，该种测量的一种应用是在捕捞操作中，其中信号强度用于确定泥沙浓度和由通过倾倒废石堆产生的烟柱中的垂直通量。

接收放大器180的输出信号送至一组同相混频器182a、b、c、d和一组正交混频器183a、b、c、d中。混频器182、183形成接收信号和载波信号的乘积。更特别地，混频器182、183用于使接收信号外差，以将载波信号译成DC信号(其中载波信号包括同相[余弦]和正交[正弦]信号，统称为正交信号)。在示例性实施例中，混频器182、183由两个74HC4053三倍双通道模拟多路复用器/信号分离器芯片实现，例如由Signetics提供的芯片。混频器182、183从正交产生器184接收正交信号。

在一个实施例中，正交产生器184包括一对串联连接的D触发器(未示出)。第二个触发器的反向输出端Q’回馈至第一个触发器的输入端D。在操作中，正交产生器184从定时发生器170接收振荡信号。振荡信号送入两个D触发器的时钟输入端。这样，从第二个触发器的反向输出端Q’采样同相信号，从第一个触发器的非反向输出端Q采样正交信号。然后，将正交信号从正交发生器184送至混频器182、183。

混频器182、183将它们各自放大的正交信号送至一组可编程低通滤波器188a、b、c、d和189a、b、c、d。低通滤波器188由控制器192编程以通过旁带频率，例如，上至20％的载波频率，其与编码脉冲的相位调制对应。来自低通滤波器188、189(标记为余弦和正弦通道)的滤波后的正交信号输出送入采样模块194中。

控制器192和定时发生器170控制采样模块194的功能。由定时发生器170在已经发送编码序列的最后一个元素之后将接收周期初始化。在用户可编程的延迟，以允许换能器组件160中接收电子器件恢复之后，定时发生器170产生采样选通脉冲链，用于触发采样模块194中的模数转换器。这样，每个采样比特对应于换能器阵列100接收的四个波形之一的一个正交分量的一个采样。该数字数据通过数字总线168发送至数字信号处理器(DSP)196。在示例性实施例中，数字总线168是自定义的，异步总线，其具有16条数据线(BD0-BD15)和12个地址线(BA1-BA12)。在一些实施例中，数字总线168可以在上至每字符400ns的速度下传送数据。

在一些实施例中，采样模块194包括多比特模数转换器(ADC)，其构造为采样四个波形中的每个正交分量，而不是之前讨论的单个比特采样。这样近似线性采样这些波形。

DSP 196在与第一脉冲的编码元素数对应的预定滞后时间处计算接收的信号的自相关函数(R(h))。自相关函数用于测量在时间t接收的波形和延迟滞后时间接收的波形的相关性。在示例性实施例中，接收的信号是一系列采样。因此，R(h)用于测量该系列的采样和延迟h(由整数个采样数代表的预定滞后时间)后采样系列的相关性。为了计算该函数，DSP 196通过采样模块194向四个余弦-正弦对输出中的每一个独立应用下述方程：

方程7

其中：

h是由整数个采样数代表的预定滞后时间；

j是在感兴趣的深度单元内的整数个采样数；

余弦和正弦是从余弦和正弦通道(例如从图11中的低通滤波器188、189)采样的数据

i＝(-1)^1/2；

S_j＝cos_j+sin_ji；以及

S*表示S的共轭复数。

在示例性实施例中，为了速度已经牺牲了分辨率，并且每个采样值由一个比特代表。但是，可以示出，利用该方法仅损失了余弦-正弦信息中一半可用的信息。

这样，DSP 196可以通过将经由采样模块194从余弦-正弦通道接收的两个16比特的数据字符异或，来执行快速乘法。数字表示(0，1)被DSP 196解释为(-1，+1)。一旦执行乘法，则可以利用存储在EPROM中的查询表完成积的求和。在示例性实施例中，DSP 196使用Texas Instruments TMS320vc3332比特，数字信号处理芯片。

一旦获得每个自相关结果的复数表示，则DSP 196计算多普勒频率f_D。对于线性系统来说，可以按照下述计算：

$f_D=\frac{{\tan }^{-1}(I/R)}{2\mathrm{\πhT}}$ 方程8

其中：

f_D是回声的多普勒频率；

I是复数的虚部；

R是复数的实部；

h是用于计算自相关的滞后时间；以及

T是采样之间的时间。

对于硬极限系统来说，例如这里描述和示出的一个，那么数字信号处理器196利用下述多普勒频率方程：

$f_D=\frac{{\tan }^{-1}\left(\sin \right[\mathrm{\π}1/2]/\sin [\mathrm{\πR}/2\left]\right)}{2\mathrm{\πhT}}$ 方程9

另外，数字信号处理器196通过在零滞后时间用自相关除每一个，来使用方程9中I和R的归一化的值，即使用归一化的自相关函数。注意，对于线性系统来说，在除法I/R中消除了归一化的步骤，因此其不是必须的。

在一个替换实施例中，数字信号处理器196基于方程1计算垂直速度分量，然后将这些速度转换为对地参考值，例如，减去由芯片产生的速度分量。在另一实施例中，多普勒频率和/或其它中间计算可以经由I/O端口156送至运输船只。I/O端口156构造为连接至用于测量的发送电缆(未示出)，其中实时后处理水流剖面仪是理想的。在水流剖面仪电子器件的另一实施例中，多普勒频率的结果存储在记录介质中，例如EEPROM或在数字总线168上增加的闪存非易失。

在一些实施例中，DSP 196为每个波束形成器进一步产生时间相移控制信号(参见图7)。在一些实施例中，定时发生器170还为每个波束形成器进一步生成空间相移控制信号(参见图7)。

模糊分辨率

上述的宽带速度处理方法在和相控阵换能器一起使用时，可能会遭受带宽缺失，这是由相控阵换能器中波束形成器的较窄带宽和用于宽带信号的阵列的波束传播引起的。需要在多个设计选择中做出平衡以符合特殊应用的要求。这些设计选择包括最大运行速度，短期噪声，以及零速度性能，也称为位置保持性能。短期噪声是指由于在时间上最终达到平衡的随机效应，而引起的速度方差。位置保持性能是处于静止时的测量精度。由于最大运行速度和速度处理算法中的短期噪声的平衡是必须的，那么相控阵速度处理被限制至较低的速度运行或较高的短期噪声，并且当处于静止时，可能是非零输出。如下所述，某些实施例利用宽带宽发送以分辨窄带宽速度估计值中的模糊，从而设置分辨率。应当注意，“宽带宽”和“窄带宽”用于指示“宽带宽”基本具有比“窄带宽”更多的频率分量或者更宽频谱的频率分量。

图12a和12b说明了在测量速度中要发送的编码序列的两个示例的比较。两个编码序列802具有7个大小相等(即相同长度)的编码元素804，其中每个编码元素具有一个或多个要发送的声波波形的周期(或部分)。在一些实施例中，每个编码元素是相同的，除了编码元素的相位不同。每个编码元素804的带宽与每个编码元素的长度或每个编码元素的载波周期数成反比，如图13a和13b所说明的。

在一些实施例中，编码元素代表相位编码，使得每个元素是0(由“1”指示)或180(由“-1”指示)度相位。相位编码(例如，伪随机相位编码)施加于编码元素，使得包括可变数量个编码元素的编码序列具有和每个编码元素相同的带宽。

图12a中的编码序列和图12b中的编码序列是相同的，除了图12a中的每个编码元素的长度是图12b中每个编码元素的长度的两倍。因此，图12a中脉冲与图12b中的脉冲的带宽比是2比1。

图13a和13b说明了时域和频域中编码元素的两个示例的比较。左侧的图是编码元素的时域表示，而右侧的图是编码元素的频域表示。正如所说明的，图13a和图13b中的编码元素分别包括8个和16个载波周期。因此，图13a的编码元素具有的带宽(大约是12％的载波频率)是图13b中编码元素带宽(大约是6％的载波频率)的二倍。

图14a、14b、15a和15b说明了速度处理方法的一个实施例的操作，其中该方法使用了宽带宽发射以分辨窄带宽速度估计值中的模糊。图14a和14b分别说明了为宽带宽和窄带宽速度估计值要发送的信号的示例。图15a和15b分别说明了宽带宽和窄带宽速度估计值以及模糊分辨率的过程。

图14a是在宽带宽速度处理和接收的回声信号期间，要发射的信号，即脉冲信号的二维图形。垂直轴代表信号的幅值(或功率)，而水平轴代表时间。在示例性实施例中，要发送的信号810(也称为脉冲或脉冲信号)包括三个编码序列812，所有编码序列是相同的(不同的阴影仅用于识别三个编码序列)。每个编码序列812具有长度TL，S，并包括一个或多个等尺寸的编码元素(未示出)。恰当的相位编码(例如，伪随机相位编码)施加于每个编码序列812的编码元素，使得编码序列和编码元素具有相同的带宽。类似地，包括三个连续编码序列812的发送信号810具有和编码元素相同的带宽。这样，发送的信号810的带宽与每个编码元素的长度成反比，其中发送的信号810的所有编码元素具有相同的长度。

在发射信号之后，接收回声信号814，并且距离选通正交信号(参照图11所述)。对于距离换能器的距离为R的深度单元来说，发送信号和开始接收回声信号之间的时间近似为所说明的2R/c，其中c是声音在水中的速度。接收的回声放置在由“距离选通”正交信号限定的存储接收器中，即在时间tn接收的回声来自位于距离R＝ct_n/2的散射器。选通信号的宽度与发送的信号810相匹配，其是3*T_L，S。计算距离选通的信号和延迟了处理滞后时间的距离选通信号之间的相位变化。然后基于相位变化估计速度。

在示例性实施例中，需要设计发射的信号810使得其带宽基本大于相控阵波束形成器的标称带宽。例如，脉冲信号的带宽可以是相控阵波束形成器的标称带宽的二倍。波束形成器的标称带宽是这样的带宽，即超过该带宽，将会出现不可接受的相位和增益上的误差，导致长期和短期不准确。在示例性实施例中，标称带宽近似是6％的载波频率。通过改变发送的信号810的编码元素的长度，来实现理想的带宽。

并且，处理滞后时间需要符合最大速度的要求，即速度测量方法设计用于处理的最大速度。处理滞后时间与最大速度成反比。选择处理滞后时间受发送的信号810的限制。在示例性实施例中，例如，处理滞后时间要么是T_L，S或2*T_L，S。因此，要发送的信号810需要具有一个恰当的T_L，S值，使得选择的处理滞后时间满足最大速度的要求。如上所述，由于理想的带宽确定每个编码元素的长度，因此，编码序列长度T_L，S可以通过每个编码序列内的编码元素数来调整。应当注意，在设计要发送的信号810时，需要进一步考虑其他因素。

图14b是在窄带宽速度处理和回声信号期间要发送的信号的二维图形。发射信号包括两对(820a和820b)两个编码序列(822)，其中这两对由不发送脉冲的时间段间隔开。

在示例性实施例中，发射信号的所有四个编码序列822是相同的。每个编码序列822包括一个或多个等大小的编码元素(未示出)。恰当的相位编码(例如伪随机相位编码)施加于每个编码序列822的编码元素，使得编码序列具有和编码元素相同的带宽。类似地，要发送的信号，或脉冲信号具有和编码元素相同的带宽。这样，要发送的信号的带宽与每个编码元素的长度成反比，其中要发送的信号的所有编码元素具有相同的长度。通过改变发射信号822的编码元素的长度，实现理想的带宽。

在发射信号后，接收回声信号，并在处理滞后时间T_L，L处，距离选通正交信号。计算回声信号和延迟处理滞后时间的回声信号之间的相位变化。然后基于该相位变化估计速度。

图15a是二维图形，用于说明自相关函数的相位和窄带宽速度处理的物理速度估计值之间的关系。回声信号和延迟处理滞后时间的回声信号的自相关函数的相位可以基于方程7计算。垂直轴代表自相关函数ρ_L的相位Φ_L，而水平轴代表物理速度估计值V_Physical。通过下述方程描述该关系：

Φ_L＝Ang(ρ_L)＝π*V_Physical/U_A，L+k*2π     方程10

U_A，L＝c/(4*N_C，L)                      方程11

其中N_C，L是处理滞后时间中的载波周期数，k可以是任意正或负整数，使得Φ_S在-π至π的范围内。由于物理速度的最大值大于U_A，L，那么正如所说明的，对于检测的相位变化来说，多个速度是可能的。这称为“速度模糊”。该速度模糊是由在相位上以2π弧度分隔的采样不能区分这种现象造成的。

图15b是二维图形，用于说明自相关函数的相位和宽带宽速度处理的物理速度估计值之间的关系。垂直轴代表自相关函数ρ_S的相位Φ_S，而水平轴代表物理速度估计值V_Physical。通过下述方程描述该关系：

Φ_L＝Ang(ρ_S)＝π*V_Physical/U_A，S        方程12

U_A，S＝c/(4*N_C，S)                       方程13

其中N_C，S是处理滞后时间中的载波周期数，Φ_S在-π至π的范围内。由于物理速度的最大值不大于U_A，S，因此，正如所说明的，仅有一个速度对应于检测的相位变化。

正如所说明的，宽带宽速度处理方法可以从检测的相位变化获得一个速度估计值。但是，该估计值包括小偏差，较高的短期和较高的位置保持误差。在具有较低性能要求的一些实施例中，有可能直接使用宽带宽估计值。

在需要更高性能的一些实施例中，宽带宽速度估计值用于通过确定哪条通道可以用于确定窄带宽速度估计值来分辨图15a中的速度模糊。一旦确定通道，那么仅有一个对应于相位变化的窄带宽速度估计值。由于窄带宽速度估计值基本去除了宽带宽估计值中的所有小的偏差，因此其比宽带宽速度估计值更准确。进一步，由于该窄带宽速度估计值中使用了长滞后时间，因此，其具有更低的短期噪声和位置保持误差。基于另一因素，从一组可能的值中选择一个的过程也可以称为模糊分辨。

该模糊分辨过程在数学上可以按照以下描述。首先，确定k(其可以是正或负整数)的值，使得基于方程10和11，Φ_L落入-π至π的范围内，其中V_Physical＝V_Broad。V_Broad是宽带速度估计值。k的选择对应于上述选择一个通道的描述。第二，一旦k确定，那么基于方程10和11，在自相关函数的相位和窄带宽速度估计值之间具有一一对应关系，其中k是确定的恒定值。获得的窄带宽速度估计值是要选择的速度。

窄带宽发射中使用的处理滞后时间和精确发射的选择会取决于特殊的应用。在示例性实施例中，按照下述设计该发射。再次参照图14b描绘的窄带宽发射，第一对和第二对之间的滞后时间T_L，L是在随后处理接收的回声信号中使用的处理滞后时间。处理滞后时间需要足够长以符合短期噪声要求和位置保持要求。并且，处理滞后时间需要足够短，以提供足够大的模糊速度用于避免由于宽带速度估计值的短期噪声引起的模糊误差。典型地，如果宽带宽速估计值的短期噪声是窄带宽模糊速度的一小部分模糊速度，那么可以避免模糊误差。

图16是用于说明适于和相控阵换能器一起使用的速度处理方法的实施例的流程图，其使用宽带宽发送以在估计窄带宽速度中分辨模糊。取决于该实施例，该方法的某些步骤可以删除，合并在一起，或者重新安排顺序。

该方法900始于模块902，其中经由相控阵换能器发送第一组信号。取决于特殊的应用，该组信号可以包括一个或多个信号。在示例性实施例中，发送四个波束。每个要发送的信号具有的带宽基本比测量设备的标称带宽宽。例如，发射信号具有的带宽可以是相控阵波束形成器的带宽的二倍。

测量设备包括换能器。在一些实施例中，通过换能器的带宽，或者波束形成器的带宽，可以确定测量设备的带宽。

并且设计发射信号，使得发射信号的回声信号可以在符合最大速度要求的处理滞后时间处被处理。可以有许多满足这些要求的信号。在一个实施例中，该信号可以包括多个连续的编码序列，每一个编码序列都是相同的。每个编码序列进一步包括多个连续的编码元素，每个编码元素都是相同的，除了相位编码施加于编码元素，使得编码序列的带宽和编码元素相同。

接下来，在模块904，通过在符合最大速度要求的处理滞后时间处处理第一组信号的回声信号，由DSP 196获得第一速度估计值V_Broad。在一个实施例中，正如所讨论的，参照图11可以获得速度估计值。首先基于方程7，计算回声和延迟处理滞后时间的回声之间的自相关函数的相位。然后，基于方程12和13，从相位获得速度估计值。

移动至模块906，经由相控阵换能器，向外发射第二组信号。取决于特殊应用，该组信号包括一个或多个信号。在示例性实施例中，发送四个波束。每个要发送的信号的带宽基本等于，或窄于相控阵波束形成器的标称带宽。并且设计发射信号，使得要发射信号的回声信号可以在处理滞后时间处被处理，其中该处理滞后时间符合短期噪声要求和位置保持要求，并且能够避免模糊误差。

接下来在模块908，通过在符合短期噪声要求和位置保持要求并且避免模糊误差的处理滞后时间处处理第二组信号的回声信号，DSP 196获得包括两个或多个估计值的一组可能的速度估计值。在一个实施例中，基于方程7，计算回声信号和延迟处理滞后时间的回声信号之间的自相关函数的相位。然后基于方程10和11确定一组速度估计值，其中每个速度估计值对应于不同的k值。

移动至模块912，基于第一速度估计值从一组可能的速度估计值中选择一个。该选择的速度估计值比第一速度估计值更精确。在一个实施例中，从该组可能的速度估计值中选择和第一速度估计值(即，宽带速度)最接近的一个。在另一实施例中，按照下述选择速度估计值。确定k的值(其可以是正或负整数)，使得基于方程10和11，ΦL落入-π至π的范围内，其中V_Broad用作V_Physical的估计值。然后选择一个与确定的k值对应的窄带宽速度估计值。

应当注意，虽然和相控阵换能器一起描述了示例性实施例，但是该方法可以同样用于其他换能器。当使用其他换能器时，该方法中所指的相控阵波束形成器的带宽可以由其他换能器或者和这些换能器一起使用的设备的带宽替换。在该示例性实施例中可以使用许多信号，其中一个如图14a和14b所说明的。

去除由垂直速度分量引起的偏差

当上述的声波多普勒速度处理方法用在包括相控阵换能器的水流剖面仪中时，可以不考虑由垂直于阵列表面的速度分量(也称为“垂直分量”)引起的某些偏差。该偏差是两个分立的效应的结果：该速度分量的声音依赖的未补偿的速度和与多普勒效应无关但由相位坡度引起的误差。其他速度处理应用，例如雷达应用也易于具有类似的偏差。

在一些应用中，如图6B中说明的的阵列元件的间隔在距离上是标称的二分之一波长，在相位上为四分之一周期。相位上的四分之一周期在实际的(不是标称的)声音速度和频率处对应于波阵面位移的四分之一波长。因此，相控阵几何结构给出下述关系：

$d=\frac{1}{2}{\mathrm{\λ}}_0=\frac{c_0}{2f_0}$ 方程14

$\sin \mathrm{\θ}=\frac{\mathrm{\λ}}{4d}=\frac{c}{4f_{0}d}=\frac{c}{c_0}\frac{f_0}{f_c}\frac{1}{2}=\frac{c}{c_0}\frac{f_0}{f_c}\sin {\mathrm{\θ}}_0$ 方程15

其中：

d是阵列元件的间隔，

λ₀是标称波长，

λ是实际波长，

c₀＝1536m/s是标称的声速，

c是实际的声速(在换能器)，

f₀是载波中心频率，

f_c是接收的频率的质心频率(由于多普勒移动，接收器带通倾斜，水的吸收，等)

θ₀＝30°是标称的波束Janus角，以及

θ是实际的波束Janus角(在换能器)。

在一些应用中，假设由阵列的声速，而不是散射器的声速确定多普勒移动的恰当的比例因数，这是由于实际上，是阵列，而不是散射器相对于水移动。根据该假设，测量的一个波束的多普勒移动f_D为：

$f_D=\frac{2}{\mathrm{\λ}}[\±u\sin \mathrm{\θ}+\cos \mathrm{\θ}]$

$=\frac{1}{2d}[\±u+w\sqrt{{\left(2\frac{c_0}{c}\frac{f_c}{f_0}\right)}^2-1}]$ 方程16

其中u是x或y的速度分量(与阵列表面平行)，以及w是z的速度分量(与阵列表面垂直)。

可以从相对波束的多普勒移动的和确定垂直速度，其中u速度分量精确消除。但是，比例因数取决于声速c和质心频率f_c。如果没有正确计算该比例因数，那么垂直速度的测量将有偏差。从相对波束的多普勒移动的差值确定水平速度。如果不同波束的质心频率f_c不同，那么w速度分量将不能精确消除。如果该现象不能恰当解释，那么在测量的u中存在偏差，其中测量的u大约与w而不是u成比例。

图17是用于说明速度处理方法的一个示例的流程图，其基本消除了由速度估计值中的垂直分量引起的偏差。取决于该实施例，该方法的某些步骤将被删除，合并在一起，或重新排列顺序。在示例性实施例中，由DSP 196执行该方法(参见图11)。该方法适用于在发送后，所接收的返回的声波能量的正交相位信号。

该方法280始于模块2802，其中计算所接收的每个波束的正交信号的自相关函数。如上所述，参照图11，接收的正交信号从采样模块194传送至DSP 196。如上所述，参照图11，通过方程7计算自相关函数，除了现在h可以由整数的采样数来代表任何滞后时间。

接下来，在模块2804，计算用于所接收信号的每个波束的自相关函数的相位。对于自相关结果来说，波束n的相位，，可以按照下述计算：

φ_n＝tan^-1(I/R)                方程17

其中I和R分别是复数自相关结果的虚部和实部。

移动至模块2806，根据下述的方程18，接收的信号的相位函数外推至每个波束的预定的滞后时间(也称为标称滞后时间)。如果一个采样处于标称滞后时间，那么输入方程18的用于该采样的的相位就是简单的用于该波束的小于要发送的相位偏移的相位。该标称滞后时间取决于发出的编码脉冲。在示例性实施例中，发出如图4a、4b和4c中说明的编码脉冲。在该情况下，预定的滞后时间对应于第一脉冲中的编码元素数。

$[{\mathrm{\φ}}_n\left(T_L\right)-{\mathrm{\φ}}_{n,T}]=\frac{\left(\frac{f_0{\mathrm{\Δ\τ}}_2}{1+\frac{1}{2}\frac{{\mathrm{\Δ\τ}}_2}{T_L}}\right)\left(\frac{{\mathrm{\φ}}_n\left({\mathrm{\τ}}_1\right)-{\mathrm{\φ}}_{n,T}}{1+\frac{1}{2}\frac{{\mathrm{\Δ\τ}}_1}{T_L}}\right)-\left(\frac{f_0{\mathrm{\Δ\τ}}_1}{1+\frac{1}{2}\frac{{\mathrm{\Δ\τ}}_1}{T_L}}\right)\left(\frac{{\mathrm{\φ}}_n\left({\mathrm{\τ}}_2\right)-{\mathrm{\φ}}_{n,T}}{2\mathrm{\π}(1+\frac{1}{2}\frac{{\mathrm{\Δ\τ}}_2}{T_L})}\right)}{\left(\frac{f_0{\mathrm{\Δ\τ}}_2}{1+\frac{1}{2}\frac{{\mathrm{\Δ\τ}}_2}{T_L}}\right)-\left(\frac{f_0{\mathrm{\Δ\τ}}_1}{1+\frac{1}{2}\frac{{\mathrm{\Δ\τ}}_1}{T_L}}\right)}$ 方程18

其中：

T_L是标称滞后时间，

φ_n(T_L)是用于波束n的标称滞后时间处的采样相位，

φ_n，T是要发送的波束n的相位，其由要发送的编码脉冲(在示例性实施例中，它等于零)确定，

f₀是要发送的载波频率，

τ₁，τ₂分别是紧跟在自相关峰值之前和之后的采样点，

Δτ₁，Δτ₂分别是滞后时间中从τ₁，τ₂至标称滞后时间的距离。

下面，将参照图18进一步详细描述该外推的操作。

接下来，在模块2808，基于在模块2806中外推的相位函数，计算在标称滞后时间u_raw(T_L)，v_raw(T_L)和w_raw(T_L)处的初步速度估计值。

$u_n\left(T_L\right)=\frac{d}{2\mathrm{\π}{T}_L}[{\mathrm{\φ}}_n\left(T_L\right)-{\mathrm{\φ}}_{n,T}]$ 方程19

u_raw(T_L)＝u₁(T_L)-u₂(T_L)            方程20

v_raw(T_L)＝u₄(T_L)-u₃(T_L)            方程21

$w_{\mathrm{raw}}\left(T_L\right)=\left(\frac{1}{\sqrt{12}}\right)\underset{n=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{u}_n\left(T_L\right)$ 方程22

$e_{\mathrm{raw}}\left(T_L\right)=\left(\frac{1}{\sqrt{2}}\right)[u_1\left(T_L\right)+u_2\left(T_L\right)+u_2\left(T_L\right)-u_3\left(T_L\right)-u_4\left(T_L\right)]$ 方程23

其中

d是阵列元素的间隔，

e_raw(T_L)是用于指示速度估计值质量的初步速度的误差估计值；在计算中它可以选择包括或排除该误差估计值。

移至模块2810，基于声速和质心频移确定多个校正因数。按照下述估计波束n的质心频率f_n，low：

$\frac{f_{n,\mathrm{low}}}{f_0}=1+\frac{\left(\frac{{\mathrm{\φ}}_n\left({\mathrm{\Δ\τ}}_2\right)-{\mathrm{\φ}}_{n,T}}{2\mathrm{\π}(1+\frac{1}{2}\frac{{\mathrm{\Δ\τ}}_2}{T_L})}\right)\left(\frac{{\mathrm{\φ}}_n\left({\mathrm{\τ}}_1\right)-{\mathrm{\φ}}_{n,T}}{2\mathrm{\π}(1+\frac{1}{2}\frac{{\mathrm{\Δ\τ}}_1}{T_L})}\right)}{\left(\frac{f_0{\mathrm{\Δ\τ}}_2}{1+\frac{1}{2}\frac{{\mathrm{\Δ\τ}}_2}{T_L}}\right)-\left(\frac{f_0{\mathrm{\Δ\τ}}_1}{1+\frac{1}{2}\frac{{\mathrm{\Δ\τ}}_1}{T_L}}\right)}$ 方程24

${\mathrm{\ϵ}}_n=\frac{c_0}{c}\frac{f_{n,\mathrm{low}}}{f_0}-1$ 方程25

然后计算多个校正因数：

$F_{12}=(\sqrt{\frac{1}{12}{(1+{\mathrm{\ϵ}}_1)}^2-\frac{1}{48}}+\sqrt{\frac{1}{12}{(1+{\mathrm{\ϵ}}_2)}^2-\frac{1}{48}})\≅\frac{(5+1.5{\mathrm{\ϵ}}_1)(10+3{\mathrm{\ϵ}}_2)-32}{(6+{\mathrm{\ϵ}}_1)(6+{\mathrm{\ϵ}}_2)}$ 方程26

$F_{34}=(\sqrt{\frac{1}{12}{(1+{\mathrm{\ϵ}}_3)}^2-\frac{1}{48}}+\sqrt{\frac{1}{12}{(1+{\mathrm{\ϵ}}_4)}^2-\frac{1}{48}})\≅\frac{(5+1.5{\mathrm{\ϵ}}_3)(10+3{\mathrm{\ϵ}}_4)-32}{(6+{\mathrm{\ϵ}}_3)(6+{\mathrm{\ϵ}}_4)}$ 方程27

接下来，在模块2812，基于校正因数校正初步速度估计值，使得由垂直速度分量引起的偏差基本被去除。该垂直速度分量w按照下述首先被校正：

$w=\frac{w_{\mathrm{raw}}\left(T_L\right)}{F_{12}+F_{34}}$ 方程28

然后校正水平速度估计值u和v。计算误差速度估计值e是可选的，并在一些实施例中被排除。

$u=u_{\mathrm{raw}}+(\sqrt{{(1+{\mathrm{\ϵ}}_2)}^2-\frac{1}{4}}-\sqrt{{(1+{\mathrm{\ϵ}}_1)}^2-\frac{1}{4})})w\≅u_{\mathrm{raw}}+\left[\frac{\sqrt{1728}({\mathrm{\ϵ}}_2-{\mathrm{\ϵ}}_1)}{(6+{\mathrm{\ϵ}}_1)(6+{\mathrm{\ϵ}}_2)}\right]w$ 方程29

$v=v_{\mathrm{raw}}+(\sqrt{{(1+{\mathrm{\ϵ}}_3)}^2-\frac{1}{4}}-\sqrt{{(1+{\mathrm{\ϵ}}_4)}^2-\frac{1}{4})})w\≅w_{\mathrm{raw}}+\left[\frac{\sqrt{1728}({\mathrm{\ϵ}}_3-{\mathrm{\ϵ}}_4)}{(6+{\mathrm{\ϵ}}_{13})(6+{\mathrm{\ϵ}}_4)}\right]w$ 方程30

$e=e_{\mathrm{raw}}-(\sqrt{\frac{1}{6}{(1+{\mathrm{\ϵ}}_1)}^2-\frac{1}{24}}+\sqrt{{\frac{1}{6}(1+{\mathrm{\ϵ}}_2)}^2-\frac{1}{24}}-\sqrt{\frac{1}{6}{(1+{\mathrm{\ϵ}}_3)}^2\frac{1}{24}}-\sqrt{\frac{1}{6}{(1+{\mathrm{\ϵ}}_4)}^2-\frac{1}{24}})w$

$=e_{\mathrm{raw}}+\sqrt{2}(F_{34}-F_{12})w$

方程31

当正确接收至少四个波束时，可以采用上述方程28-30。在仅正确接收三个波束时，基于下述校正因数，校正初步速度估计值：

方程32

方程33

方程34

图18a和18b说明了图17中根据方程15将接收的信号的相位函数外推至每个波束的标称滞后时间的操作。图18a是自相关函数的二维图形。垂直轴代表样本之间的自相关的幅值，而水平轴代表样本之间的滞后时间。正如所说明的，τ₁，τ₂是分别紧接着自相关峰值之前和之后的采样点。图18b是样本之间自相关的采样相位的二维图形。垂直轴代表采样的相位，而水平轴代表样本之间的时间延迟t。应当注意，已经调整图18b中采样的相位φ_n(t)使得φ_n，T，即要发送的波束n的相位已经被去除。外推操作就是简单地画一条连接点a(代表τ₁处采样的相位)和点b(代表τ₂处采样的相位)的直线，并找到线a-b的交叉点c，以及由函数t＝T_L描述的直线(其中t代表滞后时间)。点c的采样相位是φ(T_L)。

去除旁瓣误差

上述利用速度处理方法产生的速度估计值易于比理想的旁瓣高。比理想的旁瓣高是由于波束之间的交叉耦合引起的，这样会产生依赖于速度估计值的偏差的速度。

从下面的描述中可以理解波束之间的交叉耦合机制。当多个波束同时发送时，每个波束沿其轴向发射功率，并接收水中或底部悬浮材料反向散射的该能量。但是，它也接收来自其他波束方向的能量，该能量是沿着这些波束而发送的能量的反向散射的结果。虽然来自其他波束方向的能量经常被接收波束的波束图样降低，但是，该能量在一些应用中还是一个严重的偏差。下述的某些实施例公开了一种去除交叉耦合的旁瓣误差，即由于波束之间的交叉耦合引起的误差的方法。

图19说明了速度处理方法的一个实施例，其基本去除了速度估计值中的交叉耦合的旁瓣误差。该实施例可以应用于不同类型的换能器，例如活塞式换能器和相控阵换能器。

该方法始于模块1902，其中换能器(例如，相控阵换能器或一组活塞式换能器)发送每个波束的信号，其包括N个脉冲信号(N是预先确定的整数并且N＞1)。在一个示例中，N等于4。这里，脉冲信号是指进一步包括一个或多个编码序列的编码脉冲。每个编码序列包括一个或多个编码元素。在示例性实施例中，设计要发送的信号，使得所有N个脉冲信号的任何两个波束之间的侧瓣交叉耦合的因数相加在一起彼此抵消。在一些实施例中，每个波束的脉冲信号包括基本具有相同长度的编码序列。

接下来，在模块1904，基于脉冲信号的回声，获得每个脉冲信号的速度估计值。由于具有N个脉冲信号，因此，获得N组速度估计值。每个速度估计值包括相对于一对波束之间的侧瓣耦合的偏差。如参照图11所讨论的，首先基于方程7计算回声和延迟预定滞后时间的回声之间的自相关函数的相位。然后基于方程1和8，从该相位获得该速度估计值。

在一些实施例中，获得每个波束内每个脉冲信号的速度估计值。例如当有4个波束，每个波束包括4个脉冲信号时，总共获得16个速度估计值。

在一些实施例中，当脉冲信号被发送时，该脉冲信号包括从一个编码序列至下一个的增量/减量。当计算回声和延迟预定滞后时间的回声之间的自相关函数的相位时，需要去除要发送的相位增量/减量。在一个实施例中，通过在计算最终速度之前，自相关函数减去或加上四分之一个相位周期，实现要发送的相位的去除。例如，如果要发送的相位在脉冲信号中的序列之间被增加90°(如图22的脉冲信号2的后半部分描述的)，那么，需要从自相关相位中减去相位的四分之一个模糊周期。

移动至模块1906，基于N个速度估计值的和，计算速度。例如，通过求N个速度估计值的平均值，计算速度。通过将N个速度估计值求和，基本从该速度中去除相对于任意两个波束之间旁瓣交叉耦合的偏差。

上述方法设计用于从速度中去除相对于任意两个波束之间的旁瓣交叉耦合的偏差。在某些允许低精度速度估计值的应用中，可以使用修订的方法。该修订的方法设计用于仅去除相对于相同平面内即X-Z(波束1和2)或Y-Z(波束3和4)内的波束之间的交叉耦合的偏差，而替代任意两个波束之间的交叉耦合。在修订的方法中，设计要发送的信号，使得用于N个所有脉冲信号的相同平面内的波束之间的交叉耦合因数当相加在一起时彼此抵消。

上述描述说明了如何确定一个速度。但是，该方法可以扩展至确定多个速度。在该结构中，对于每个速度来说，重复模块1904和1906的过程。

速度处理方法中要发送的示例性信号

图20a，20b和20c示出了在速度处理方法中使用的编码脉冲的三个示例。每个图表包括编码序列的三个不同的表示，其中编码序列包括一个或多个编码元素。这些编码序列的表示与图4a，4b，和4c类似。利用数字形式说明编码序列的相位编码定义。“0”是指在该时间段中没有发送信号，而“1”，“2”，“3”和“4”代表发送具有特殊相移的载波信号。

图20a示出了具有90°元素的双音编码序列。具有两种双音编码序列：双音I和双音II。双音I是所说明的具有90°元素的双音编码序列。借助90°元素，意味着第二和第四个编码元素每个都具有90°相位。双音II是指具有-90°元素的双音编码序列，其和双音I一样，除了双音II中第二和第四个编码元素每个都具有-90°相位。

图20b示出了具有90°元素的五度音编码序列。与编码的双音分类类似，具有两种五度音编码序列：五度音I和五度音II。五度音I是所说明的具有90°元素的五度音编码序列。在这种情况下，第四个编码元素具有90°相位。五度音II是指具有-90°元素的五度音编码序列，其和五度音I一样，除了五度音II中第四个编码元素具有-90°相位。图20c示出了巴克编码序列，其在文献中公知。

图21是用于说明可以通过图19的方法发送的一组信号编码的一个示例的表格。该示例利用一个相控阵换能器说明，其产生图8所示的四个波束，虽然它也可以以其他类型的换能器实现。

发送用于每个波束且具有四个脉冲信号的信号。每个脉冲信号由一个或多个编码序列组成。选择每个脉冲信号的编码序列的个数以符合距离分辨率的要求。

图21中示出了发送的用于每个波束的每个脉冲信号的信号。例如，对于波束1的脉冲信号1来说，图21示出了“0°双音I”。双音I指示要发送的编码序列的类型，而0°指示要发送的连续的编码序列之间的相位增量。因此，发送用于波束1的脉冲信号1的信号，该信号包括多个双音I编码序列。

对于波束1的脉冲信号2来说，图21示出了发送“90°五度音I”。90°指示在给定的五度音I编码序列和下一个之间具有90°相位增量，这将参考图22进一步描述。

图21也说明了最后一列中的每个脉冲信号的波束之间的旁瓣耦合。例如，对于脉冲信号1来说，波束1和波束2之间的旁瓣耦合由0°相位差代表，这指示旁瓣耦合因数为1。类似地，相位差180°指示旁瓣耦合因数为-1。设计该方案，使得所有4个脉冲信号的任意两个波束之间的旁瓣耦合因数求和时彼此抵消。例如，对于三列中最左侧示出的波束1和波束2之间的旁瓣耦合来说，所有四个脉冲信号的耦合因数分别为1，-1，1，-1，其求和等于零。

图21中说明的方案可以以许多不同的方式变化。脉冲信号的顺序可以重新安排，其中每个脉冲信号由一行代表。对于每个脉冲信号来说，在相同平面(平面1-2或平面3-4)内的两个波束上发送的信号可以交换。在一些实施例中，不同的编码可以用作巴克编码序列的替代物。

应当注意，遵循上述操作原则的其他类型的编码脉冲可以用于该速度测量方法。

图22说明了信号编码的形式，其中该信号编码与波束1的脉冲信号1-4相关联，该脉冲信号1-4采用图21中示出的脉冲信号的结构。例如，波束1的脉冲信号2中的第二编码序列以“五度音I  90°”示出，其代表具有90°相移的五度音I编码序列。

脉冲信号1包括多个双音I编码序列。脉冲信号2具有多个五度音I编码序列。每个编码序列以一个相移发送。脉冲信号2的第一编码序列以没有相移发送，第二编码序列以90°相移发送。脉冲信号3和4如图22所示，分别具有180°或90°相移。

图23a和23b说明了一个方案的两个示例以利用相控阵换能器在连续的编码序列之间产生90°相位增加/减少。该方案示出了例如，如何产生用于波束1和2的图22的脉冲信号2。波束1的脉冲信号2包括编码序列，其中每个编码序列在前一编码序列基础上具有90°相位增量。波束2的脉冲信号2包括编码序列，其中每个编码序列在前一编码序列基础上具有90°相位减量。作为时间函数的每个波束的相位变化都可以由沿相反方向旋转的相位矢量代表。

在图23a的表中，各行是用于与一系列编码序列的起始点对应的时间的四个驱动信号，该驱动信号用于相控阵的元件(参见图7)。每个波束的驱动信号由具有单位幅值和示出的相位的矢量代表。两个波束的驱动信号由幅值为的矢量代表。每行示出了在时间T_0，S0-T_0，S3施加的驱动信号，其中该时间T_0，S0-T_0，S3分别是编码序列0-3的起始时间。如所说明的，施加了四个驱动信号的阵列元素彼此距离半波长。每列代表四个连续编码序列起始处的一个阵列元素的一个驱动信号。

如结合图7所讨论的，为了产生波束1(右侧的波束)，驱动信号构造为沿着X方向，从一个信号至下一个信号相位减少90°。类似地，为了产生波束2(左侧的波束)，驱动信号被构造为沿着X方向，从一个信号至下一个信号相位增加90°。如结合图7所讨论的，波束形成器通过将产生每个波束所需的驱动信号相加在一起，而同时产生两个波束。用于产生两个波束的驱动信号在图23a底部的表中说明。表中的“-1”代表单位幅值和180°相位的矢量。应当注意，产生两个波束的驱动信号的矢量是表中示出的矢量乘以因数。如图所示，用于两个波束的某些驱动信号具有空输出。这样对于使用换能器阵列的大功率传输来说会产生问题，这是由于在换能器阵列表面的水中存在气穴现象。参见图23b的替换方法，其中该方法将功率在阵列上均匀分配。

图23b说明了一个方案的另一示例，以在连续的编码序列之间产生90°相位增量/减量，其中该示例可以将功率在换能器阵列上均匀分配。通过在图23b中波束1和波束2的驱动信号上分别虚拟增加45°和-45°空间相移，可以实现换能器阵列上的均匀功率分配。

通过利用空间相移控制信号，可以实现驱动信号的编码序列之间的相移(参见图7)。对于序列0来说，开关A和B位于0°设定。对于序列1来说，附加的180°相移需要沿X方向施加在第一和第三驱动信号上。因此，开关A和B要分别位于0°和180°设定。类似地，对于序列2来说，开关A和B都位于180°设定。遵照操作的相同原则，可以实现图23a中的相移。

如上所说明的，通过将连续的代码序列上的驱动信号的极性反向，可以实现一个代码序列和下一个代码序列之间的相位增加/减少。驱动信号可以分为两组：组I(第一和第三)和组II(第二和第四)。将一组的极性反向可以在每个波束的一半波长方向上产生±90°相移。将两组的极性反向可以沿着两个波束的方向产生180°相移。

结论

取决于特殊的应用，这里所述的速度处理方法可以用于测量各种速度。一些示例包括，但不限于，测量车辆或船只相对于流体的底部或表面的速度，测量空气介质中气流的速度，以及测量目标(例如在雷达应用中)的速度。

进一步，本发明的背景信息可以在美国专利No.5483499和5808967中找到，它们中的每一篇都全部并入此文作为参考。

前面的描述详述了本发明的某些实施例。但是，可以理解，不管本文中前述的如何详细，本发明都可以以许多方式实施。应当注意，当描述本发明的某些特征或方面时而使用的特殊术语都不应当被理解为这意味着该术语在这里被再次定义，以限制为包括与该术语相关的本发明的特征或方面的任何特定特性。

Claims (11)

1.一种利用相控阵换能器在流体介质中测量速度的方法，所述相控阵换能器包括多个换能器元件，其布置为形成单个的二维阵列，所述方法包括：

接收由所述换能器产生的多个波束的回声；

至少部分基于所述回声，计算初步速度估计值；以及

从所述初步速度估计值中基本去除与第一速度相关的偏差，所述第一速度垂直于所述二维阵列的表面。

2.如权利要求1所述的方法，其中所述偏差包括与流体介质中的声速相关的导致换能器的波束角变化的偏差。

3.如权利要求1所述的方法，其中所述偏差包括独立于多普勒效应的偏差。

4.如权利要求1所述的方法，其中所述测量的速度是流体介质中水流的速度。

5.如权利要求1所述的方法，其中所述测量的速度是车辆或船只相对于所述流体介质的底部或表面的速度。

6.如权利要求1所述的方法，其中所述测量的速度是目标的速度。

7.如权利要求1所述的方法，其中所述去除进一步包括：

至少部分基于声速和/或一个或多个回声的质心频移，确定一个或多个校正因数；

基于所述一个或多个校正因数，校正所述初步速度估计值。

8.如权利要求1所述的方法，其中所述计算初步速度估计值进一步包括：

计算每个波束的回声的自相关函数；以及

将所述自相关函数的相位外推至每个波束的预先确定的滞后时间。

9.如权利要求1所述的方法，其中所述流体介质是水。

10.一种构造为测量速度的系统，包括：

相控阵换能器，包括多个换能器元件，其布置为形成单个二维阵列，所述换能器构造为产生多个波束以及接收所述波束的回声；以及

处理模块，其构造为至少部分基于所述回声计算初步速度估计值，以及从所述初步速度估计值基本去除与第一速度相关的偏差，所述第一速度与所述二维阵列的表面垂直。

11.一种构造为测量速度的系统，包括：

用于产生多个波束并接收所述波束回声的装置，其中所述装置包括相控阵换能器，所述相控阵换能器包括多个换能器元件，其布置为单个二维阵列；以及

至少部分基于所述回声计算初步速度估计值的装置；以及

用于从所述初步速度估计值基本去除与第一速度相关的偏差的装置，所述第一速度与所述二维阵列的表面垂直。