CN102668371A

CN102668371A - 电子电路

Info

Publication number: CN102668371A
Application number: CN2010800524454A
Authority: CN
Inventors: 大平孝; 山田康太
Original assignee: Toyohashi University of Technology NUC; Maspro Denkoh Corp
Current assignee: Toyohashi University of Technology NUC; Maspro Denkoh Corp
Priority date: 2009-11-19
Filing date: 2010-11-19
Publication date: 2012-09-12
Also published as: WO2011062278A1; KR20120104996A; JP2011130430A

Abstract

电子电路包括：第一混合电路(10)；以及第二混合电路(20)。所述第一混合电路的第一分配端子(T1)和第二分配端子(T2)上分别连接第一二极管(D1)和第二二极管(D2)，第三二极管(D3)和第四二极管(D4)分别以不同于所述第一二极管和第二二极管的极性连接在所述第二混合电路的第一分配端子(T1)和第二分配端子(T2)上。电子电路构成为，对来自所述第一二极管和第二二极管的与各分配端子相反侧的端子的输出以及来自所述第三二极管和第四二极管的与各分配端子相反侧的端子的输出进行反相功率合成，并予以输出(30)。

Description

电子电路

本国际申请要求基于2009年11月19日向日本专利局提交的日本国发明专利申请第2009-264230号的优先权，日本国发明专利申请第2009-264230号的全文内容通过参照方式并入到本国际申请中。

技术领域

本发明涉及适于对高频信号实施检波或整流的电子电路。

背景技术

用于对高频信号实施检波或整流的检波/整流电路通常包括：检波/整流用二极管；设置在该二极管的前级以使检波/整流电路的输入阻抗与高频信号的传输路径的输出阻抗匹配的匹配电路(例如，参考专利文献1-3等)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本国专利申请公开公报“特开2009-94739号”

专利文献2：日本国专利申请公开公报“特开2007-300262号”

专利文献3：日本国专利申请公开公报“特开平11-122042号”

发明内容

技术问题

然而，匹配电路通常由短截线(stub)或微带线路等构成，其特性(线路的长度等)与成为检波或整流对象的高频信号的中心频率相应地进行设定。

因此，现有的检波/整流电路的缺陷在于，若成为检波或整流对象的高频信号的频率范围变宽，则存在无法在高频信号的全频率范围中匹配输入阻抗而使高频信号在传输路径上反射的问题。

此外，检波/整流用的二极管的缺陷还在于，由于输入阻抗根据高频信号的信号电平发生变化，因此，这种输入阻抗的变化也会导致无法使匹配电路的输入阻抗匹配，从而使高频信号在传输路径上反射。

尤其在如毫米波段等高频中，测定二极管的阻抗本就需要昂贵且精密的测定环境，以现有的电路形式难以与具有精度不高的阻抗的二极管之间进行匹配。

此外，即使是相同的二极管，当周围温度发生变化或者随着时间的流逝而发生变化时，二极管的阻抗会发生轻微的变动，匹配条件在这种情况下也发生变化，从而产生由反射引起的损失增多的问题。

另外，当高频信号从二极管向传输线路发生反射时，则不仅降低功率效率，而且高频信号的频率特性还会产生波纹(ripple)的问题。

本发明是鉴于这种问题而提出的，其目的在于提供能够高效地对高频信号进行检波或整流而不使高频信号在其传输路径上发生反射的电子电路。

技术手段

用于实现所述目的的本发明的第一方面为一种电子电路，其特征在于，包括：

第一混合(hybrid)电路；以及

第二混合电路，

所述第一混合电路和所述第二混合电路各自包括：四个端子，由输入端子、第一分配端子、第二分配端子以及通过端子构成；以及四个传输线路，每个线路的长度为成为进行检波或整流的对象的高频信号的基准频率所对应波长的约1/4；所述四个传输线路之中，传输阻抗设定为基准值的一对第一传输线路分别连接在所述输入端子与所述通过端子之间、以及所述第一分配端子与所述第二分配端子之间，传输阻抗设定为所述基准值的

的一对第二传输线路分别连接在所述输入端子与所述第一分配端子之间、以及所述通过端子与所述第二分配端子之间，由此形成为环状，

所述第一混合电路的输入端子与所述高频信号的输入路径连接，

所述第二混合电路的输入端子与所述第一混合电路的通过端子连接，

所述第二混合电路的通过端子以终端电路终止，所述终端电路的传输阻抗为所述基准值，

在所述第一混合电路的第一分配端子与第二分配端子上分别连接第一二极管与第二二极管，

第三二极管和第四二极管分别以与所述第一二极管和所述第二二极管不同的极性连接在所述第二混合电路的第一分配端子和第二分配端子上，

该电子电路构成为，

对来自所述第一二极管和所述第二二极管的与各分配端子相反侧的端子的输出以及来自所述第三二极管和所述第四二极管的与各分配端子相反侧的端子的输出进行反相功率合成，并予以输出。

此外，本发明的第二方面的特征在于，在第一方面的电子电路中，

所述第一二极管和所述第二二极管以相同的极性连接在所述第一混合电路的第一分配端子和第二分配端子上，

所述第三二极管和所述第四二极管以不同于所述第一二极管和所述第二二极管的极性连接在所述第二混合电路的第一分配端子和第二分配端子上，

所述电子电路包括：差动放大电路，所述第一二极管和所述第二二极管的与各分配端子相反侧的端子连接在所述差动放大电路的第一输入端子上，所述第三二极管和所述第四二极管的与各个分配端子相反侧的端子连接在所述差动放大电路的第二输入端子上，所述差动放大电路放大各输入端子之间的电位差。

此外，本发明的第三方面的特征在于，在第一方面的电子电路中，

所述第一二极管和所述第二二极管以相反极性连接在所述第一混合电路的第一分配端子和第二分配端子上，

所述第三二极管和所述第四二极管以不同于所述第一二极管和第二二极管的极性连接在所述第二混合电路的第一分配端子和第二分配端子上，

所述电子电路包括：差动放大电路，所述第一二极管和所述第四二极管的与各分配端子相反侧的端子连接在所述差动放大电路的第一输入端子上，所述第二二极管和所述第三二极管的与各分配端子相反侧的端子连接在所述差动放大电路的第二输入端子上，所述差动放大电路放大各输入端子之间的电位差。

此外，本发明的第四方面的特征在于，在第二方面或第三方面的电子电路中，所述差动放大电路包括运算放大器，其构成为，通过与所述非反转输入端子连接的用于设定放大率的电阻，向连接在该运算放大器的非反转输入端子的二极管施加偏置电压。

此外，本发明的第五方面的特征在于，在第一方面至第四方面的任意一个电子电路中，第一至第四二极管的与各分配端子相反侧的端子上设置有用于去除通过各个二极管的高频信号分量的半圆状或者扇形的径向短截线(radial stub)。

另一方面，本发明的第六方面的电子电路的特征在于，包括：去除所述终端电路后串联的多级第一方面的电子电路，构成所述多级电子电路之中最末级的电子电路的第二混合电路的通过端子以终端电路终止，所述终端电路的传输阻抗为所述基准值。

发明效果

在第一方面的电子电路中，使用了由第一混合电路与第二混合电路构成的一对混合电路，以替代现有的匹配电路。

由于各个混合电路按照如上所述的方式构成，因此起到将输入至输入端子的高频信号分为两个部分并从第一分配端子与第二分配端子输出的分配电路(所谓的混合环)的功能。

此外，在各个混合电路的第一、第二分配端子上，就每个混合电路而言，都连接有第一、第二二极管或者第三、第四二极管。按照如上所述的方式构成的混合电路(混合环)中，分配端子的输出阻抗与连接在分配端子的二极管的输入阻抗不同，从而即使输出信号的一部分在分配端子发生反射，该反射信号也会向通过端子侧输出，而不会返回至输入端子侧。

由此，根据第一方面的电子电路，不使用匹配电路，能够防止高频信号在其输入路径上发生反射。此外，若高频信号在输入路径上反射，则不仅功率效率降低，而且高频信号的频率特性发生波纹，然而通过本发明就能够防止这种问题。

此外，根据第一方面的电子电路，由于不需要使用匹配电路，因此能够防止可进行检波/整流的高频信号的频率范围受到匹配电路的频率特性的限制，能够扩大可进行检波/整流的高频信号的频率范围。

另一方面，第一、第二二极管以及第三、第四二极管分别连接在第一混合电路以及第二混合电路的两个分配端子上，其中，第一、第二二极管以及第三、第四二极管以各混合电路间极性不同的方式连接于分配端子上，而且来自第一、第二二极管的输出以及来自第三、第四二极管的输出将被进行反相功率合成，因此，通过与第一混合电路连接的第一、第二二极管以及与第二混合电路连接的第三、第四二极管，对从第一混合电路的输入端子输入的高频信号进行全波整流。

因此，根据第一方面的电子电路，则能够通过上述反相功率合成(换言之，全波整流)减小高频信号在各个二极管的连接点(即，各个混合电路的第一、第二分配端子)发生反射所导致的输出降低，能够防止电子电路的功率效率降低。

此外，能够将上述的每个混合电路作为排线图案而形成在基板上，能够将上述的每个二极管安装在电路基板上，而且用于反相功率合成等的电路也可以由形成在基板的排线图案与安装在基板的安装部件构成。

由此，第一方面的电子电路可通过在双面基板的单面形成预定的排线图案并安装电子部件而形成。另外，若以上述方式形成电子电路，则不需要在基板形成贯通孔，因此能够缩小电路图案，而且通过将双面基板的背面设为全接地(ベタグランド)，能够得到稳定的特性。

其中，作为通过对来自第一、第二二极管的输出与来自第三、第四二极管的输出进行反相功率合成来对从第一混合电路的输入端子输入的高频信号实施全波整流的电路，可以采用差动放大电路。

具体而言，第一二极管和第二二极管以相同极性连接于第一混合电路的第一分配端子和第二分配端子上，第三二极管和第四二极管以与第一二极管和第二二极管不同且彼此互相相同的极性连接于第二混合电路的第一分配端子和第二分配端子上时，若如第二方面的电子电路，差动放大电路的一个输入端子(第一输入端子)上连接第一二极管和第二二极管的与各个分配端子相反侧的端子，差动放大电路的另一个输入端子(第二输入端子)上连接第三二极管和第四二极管的与各个分配端子相反侧的端子，则能够对从第一混合电路的输入端子输入的高频信号进行全波整流。

此外，第一二极管和第二二极管以相反极性连接在第一混合电路的第一分配端子和第二分配端子上，第三二极管和第四二极管以与第一二极管和第二二极管不同且彼此互相相反极性连接在第二混合电路的第一分配端子和第二分配端子上时，如第三方面的电子电路，差动放大电路的一个输入端子(第一输入端子)上连接第一二极管和第四二极管的与各个分配端子相反侧的端子，差动放大电路的另一个输入端子(第二输入端子)上连接第二二极管和第三二极管的与各个分配端子相反侧的端子，则能够对从第一混合电路的输入端子输入的高频信号进行全波整流。

此外，如上所述，在电子电路中设置有差动放大电路的情况下，由于差动放大电路的第一、第二输入端子上通常会设置输入电阻，因此，可利用所述输入电阻的电阻值改变从各个二极管向各个输入端子输入的高频信号的输入特性。

因此，根据第二方面或者第三方面的电子电路，即使各个二极管或混合电路的特性存在偏差，通过调整与差动放大电路的各个输入端子连接的输入电阻的电阻值来缩小各个二极管或混合电路的特性的偏差，也能够改善输出特性。

接着，第四方面的电子电路中，差动放大电路包括运算放大器，通过与非反转输入端子连接的放大率设定用的电阻，向与该运算放大器的非反转输入端子连接的二极管施加偏置电压。

因此，根据第四方面的电子电路，电流流过的路径为：从与运算放大器的非反转输入端子连接的二极管开始，经过各个混合电路以及另一个的二极管后流向运算放大器的反转输入端子。从而通过在第一至第四二极管中的每一个二极管中都流过偏置电流，提高所述各个二极管的灵敏度(进而提高检波/整流效率)。

此外，在第五方面的电子电路中，第一至第四二极管的与各个分配端子相反侧的端子上设置有用于去除通过各个二极管的高频信号分量的半圆状或者扇形径向短截线。

因此，根据第五方面的电子电路，即使高频信号分量从各个混合的分配端子通过第一至第四二极管而漏出，也能够通过径向短截线去除该高频信号分量，能够防止高频信号分量重叠在通过对来自各个二极管的输出进行反相功率合成所获得的检波/整流信号上。

再者，第六方面的电子电路通过下述方式构成：除去终端电路后串联连接多级第一方面的电子电路，将构成最末级电子电路的第二混合电路的通过端子以终端电路终止。

即，在第六方面的电子电路中，通过级联连接多级第一方面的电子电路，将前级电子电路中第二混合电路的通过端子中生成的反射信号分量输入到下一级电子电路中，并对所述反射信号分量再次进行检波/整流，从而抑制在与最末级的电子电路连接的终端电路中消耗的反射信号的消耗功率(换言之功率损失)。

因此，根据第六方面的电子电路，虽然需要多级第一方面的电子电路，但是，能够与其连接级数相应地提高高频信号的检波/整流效率，从而能够实现功率效率佳的电子电路。

附图说明

图1是表示第一实施方式的检波/整流电路的结构的电路图。

图2是表示将第一实施方式的检波/整流电路各部的特性分析的结果的说明示意图。

图3是表示第二实施方式的检波/整流电路的结构的电路图。

图4是表示第三实施方式的检波/整流电路的结构的电路图。

图5是表示第一实施方式的变形例的电路图。

图6是表示将检波/整流电路用作功率转换器的变形例的说明示意图。

附图标记说明

10：第一混合电路； 20：第二混合电路；

Ti：输入端子； To：通过端子；

T1：第一分配端子； T2：第二分配端子；

L1：第一传输线路； L2：第二传输线路；

D1-D4：二极管； R0：终端电阻；

RS0-RS4：径向短截线； C1、C2：耦合电容器；

30：差动放大电路； 40：抛物面天线；

50：一次辐射器； OP1：运算放大器；

R1-R4、R6、R8：电阻； Lin：输入路径；

Tco：同轴输入端子； Ca、Cb：蓄电用电容器。

具体实施方式

下面参照附图对本发明的实施方式进行说明。

[第一实施方式]

如图1所示，本实施方式的检波/整流电路中设置有两个混合电路，即第一混合电路10与第二混合电路20，其中，成为检波或整流对象的高频信号通过耦合电容器C1输入到第一混合电路10中，通过第一混合电路10的高频信号输入到第二混合电路20中。

所述各个混合电路10、20包括：由输入端子Ti、第一分配端子T1、第二分配端子T2以及通过端子To构成的四个端子部；以及在成为检波或整流对象的高频信号的基准频率中具有约为1/4波长的长度的四个传输线路。

另外，输入端子Ti与通过端子To之间以及第一分配端子T1与第二分配端子T2之间分别通过传输阻抗被设定为与高频信号的输入路径相同的基准值(本实施方式中为50Ω)的一对第一传输线路L1连接，输入端子Ti与第一分配端子T1之间以及通过端子To与第二分配端子T2之间分别通过传输阻抗被设定为基准值的约

(在本实施方式中为35Ω)的一对第二传输线路L2连接。

即，在本实施方式中，各个混合电路10、20通过将一对第一传输线路L1和一对第二传输线路L2交替地连接而形成矩形的环状。另外，由于第一传输线路L1的传输阻抗与第二传输线路L2的传输阻抗被设定为1：

因此各个混合电路10、20起到将向输入端子Ti输入的高频信号分为两个部分并从第一分配端子T1和第二分配端子T2输出的分配电路(所谓的混合环)的功能。

此外，第二混合电路20的输入端子Ti与第一混合电路10的通过端子To连接，第二混合电路20的通过端子To通过具有传输阻抗的基准值(在本实施方式中为50Ω)的终端电阻R0，与用于去除高频信号的径向短截线RS0连接。

另一方面，第一混合电路10的第一分配端子T1与第二分配端子T2上分别连接用于检波/整流的二极管D1、D2的阳极，所述各个二极管D1、D2的阴极上连接用于去除高频信号的径向短截线RS1、RS2。

此外，第二混合电路20的第一分配端子T1与第二分配端子T2上分别连接用于检波/整流的二极管D3、D4的阴极，所述各个二极管D3、D4的阳极上连接用于去除高频信号的径向短截线RS3、RS4。

另外，高频信号的输入路径、第一混合电路10、第二混合电路20以及径向短截线RS0-RS4由形成在双面基板中的单面的导电体图案构成，各个混合电路10、20形成为如下：在从高频信号的输入路径笔直延伸的延长线上依次配置各个混合电路10、20的一个第一传输线路L1，从所述第一传输线路L1的两端，夹持延长线并且在不同的方向上延伸设置一对第二传输线路L2，所述延伸设置的第二传输线路L2的端部之间通过另一个第一传输线路L1连接。

接着，阳极与第一混合电路10的各分配端子T1、T2连接的二极管D1、D2的阴极分别通过电阻R1、R2连接于运算放大器OP1的反转输入端子(-)，阴极与第二混合电路20的各个分配端子T1、T2连接的二极管D3、D4的阳极分别通过电阻R3、R4连接于运算放大器OP1的非反转输入端子(+)。

运算放大器OP1为构成差动放大电路30的部件，反转输入端子(-)与输出端子通过电阻R6连接，通过电阻R8向非反转输入端子(+)施加预定的偏置电压。

这样构成的本实施方式的检波/整流电路中，混合电路10、20的分配端子T1、T2分别与二极管D1-D4连接，因此在各混合电路10、20中被分为两个部分的高频信号通过二极管D1、D2或者D3、D4分别得到检波/整流。

另外在混合电路10、20中，各个分配端子T1、T2的输出阻抗与二极管D1、D2或者D3、D4的输入阻抗不相同，从而即使高频信号的一部分在各个分配端子T1、T2发生反射，所述反射信号也会向通过端子To侧输出，而不会返回至输入端子Ti侧。

由此，根据本实施方式的检波/整流电路，不需要如现有技术那样使用匹配电路，能防止高频信号在其输入路径发生反射。此外，若高频信号在输入路径发生反射，则不仅是功率效率降低，而且高频信号的频率特性产生波纹，然而根据本实施方式，则还能防止这种问题。

此外，根据本实施方式的检波/整流电路，则不需要使用匹配电路，因此可防止可进行检波/整流的高频信号的频率范围受到匹配电路的频率特性的限制，能够扩大可进行检波/整流的高频信号的频率范围。

此外，二极管D1和D2以及二极管D3和D4以不同的极性连接在各个混合电路10、20的分配端子T1、T2上，来自二极管D1、D2的输出和来自二极管D3、D4的输出则分别输入至构成差动放大电路30的运算放大器OP1的反转输入端子和非反转输入端子中，并在差动放大电路30中得以反相功率合成，从而，通过与各个混合电路10、20连接的二极管D1-D4，对输入至第一混合电路10的输入端子Ti的高频信号进行全波整流。

因此，根据本实施方式的检波/整流电路，能够通过所述反相功率合成(换言之全波整流)来减少由高频信号在各个混合电路10、20的第一分配端子T1、第二分配端子T2与各二极管D1-D4之间的连接点发生反射所导致的输出的降低，进而能提高检波/整流电路的功率效率。

此外，如上所述，由于高频信号的输入路径、第一混合电路10、第二混合电路20以及径向短截线RS0-RS4由形成在双面基板的单面的导电体图案构成，因此本实施方式的检波/整流电路可通过将耦合电容器C1、二极管D1-D4、电阻R0-R8、运算放大器OP1等安装在形成有所述导电体图案的基板面来制造。

另外，若按如上所述的方法制造，则不需要在基板形成贯通孔，因此可减小电路图案，而且通过将双面基板的背面形成为全接地，能够得到稳定的特性。

此外，通过电阻R8向该运算放大器OP1的非反转输入端子施加偏置电压，如此，通过向二极管D3、D4和D1、D2正向施加该偏压电压，从而流过偏压电流。因此，根据本实施方式能提高各个二极管D1-D4的灵敏度，进而能提高通过检波/整流电路实施的检波/整流效率。

此外，各个二极管D1-D4通过电阻(所谓的输入电阻)R1-R4连接于构成差动放大电路30的运算放大器OP1的各个输入端子上，因此各个二极管D1-D4的特性存在偏差时，通过分别调整该输入电阻R1-R4的电阻值，能够改善由各个二极管D1-D4的特性的偏差所引发的输出特性的降低。

再者，由于各个二极管D1-D4是有电容的，因此有时会从二极管D1-D4漏出高频信号分量，然而在本实施方式中，由于在各个二极管D1-D4的输出侧设置了用于去除高频信号的扇形的径向短截线RS1-RS4，因此能够防止高频信号分量重叠在从二极管D1-D4向差动放大电路30传送的输出信号上。

另外，上述的二极管D1-D4之中，二极管D1相当于本发明的第一二极管，二极管D2相当于本发明的第二二极管，二极管D3相当于本发明的第三二极管，二极管D4相当于本发明的第四二极管。

(电路特性的分析)

根据本实施方式的检波/整流电路，由于使用混合电路10、20以替代匹配电路，因此即使高频信号的一部分在二极管D1-D4与各个混合电路10、20之间的连接点处发生反射，其反射信号也不会返回至输入端子Ti侧。为了确认该效果，通过电磁场模拟来分析在本实施方式的检波/整流电路各部分的高频信号输入端(图2所示的Port1)的耦合量以及在高频信号输入端(图2所示的Portl)的反射量。

在所述分析中使用的电路图案以及分析结果如图2所示。

即，在该模拟中，所使用的成为检波或整流对象的高频信号是中心频率为76.5GHz、带宽为±9GHz的毫米波(即，67.5GHz-85.5GHz的毫米波)，从高频信号的输入端Port1到第一混合电路10的输入路径的长度设为与该高频信号的近似中心频率对应的基准波长λg的约1/2(约0.84mm)，将各个混合电路10、20的第一传输线路L1与第二传输线路L2的长度设为约λg/4(大约为0.42mm或者大约0.40mm)，并且，在背面形成为全接地的双面基板的正面形成有电路图案。

另外，在模拟中，将连接有各个二极管D1-D4的各个混合电路10、20的分配端子分别设为Port2-Port5，将连接有终端电阻R0的第二混合电路20的通过端子To设为Port6，以中心频率76.5GHz、最小频率67.5GHz、最大频率85.5GHz，分别评估所述各个Port2-Port6中来自Port1的耦合量与从Port1向输入路径反射的高频信号的反射量。

此外，该模拟是在下述的两种条件下实施的：与各个Port1-Port6连接的电子部件(高频信号的输入电路、二极管D1-D4、终端电阻R0等)的阻抗全部为基准值(50Ω)；与Port1、Port6连接的电子部件(高频信号的输入电路、终端电阻R0)的阻抗为基准值(50Ω)，而与Port2-Port5连接的二极管D1-D4的阻抗为与基准值相差较大的6Ω。

其结果，在任何条件下都能确认到能够充分减小在Port1的高频信号的反射量。

另一方面，二极管D 1-D4的阻抗为偏离基准值(50Ω)的6Ω的情况下，在Port2-Port5的反射增多，因此与二极管D1-D4的阻抗为基准值(50Ω)的情况相比，与Port1相比，Port2、Port3的耦合量减小，Port4-Port6的耦合量增加。

然而，在表示终端电阻R0消耗的功率的Port6的耦合量如下：中心频率(76.5GHz)为42％，最小频率(67.5GHz)为38.1％，最大频率(85.5GHz)为37.1％。

由此可知，根据本实施方式的检波/整流电路，能够在宽频范围内将功率效率保持为预定值(约60％)。

[第二实施方式]

接着，图3表示适用本发明的第二实施方式的检波/整流电路的结构(差动放大电路30除外)。

本实施方式的检波/整流电路构成为下述：通过耦合电容器C2将上述的第一实施方式中由第一、第二混合电路10、20、二极管D1-D4以及径向短截线RS1-RS4构成的检波/整流电路的基本电路配置为前后两级，通过终端电阻R0将构成后级基本电路的第二混合电路20的通过端子To终止。

此外，前后夹持耦合电容器C2配置的前级的基本电路和后级的基本电路中，二极管D1-D4的方向(极性)分别相反。在前、后级的基本电路中，用公共信号线连接分别连接在第二混合电路20的二极管D3、D4、D3、D4的输出。在前级基本电路中，将连接在第一混合电路10的二极管D1、D2与构成差动放大电路30的运算放大器OP1的反转输入端子(-)连接，在后级基本电路中，将连接在第一混合电路10的二极管D1、D2与构成差动放大电路30的运算放大器OP1的非反转输入端子(+)连接。

根据这样构成的本实施方式的检波/整流电路，在前级基本电路中在第二混合电路20的通过端子To发生的反射信号分量输入至后级的基本电路中，在后级的基本电路中再次被实施检波/整流。结果，能够抑制在连接于后级基本电路的终端电阻R0所消耗的反射信号的消耗功率(换言之功率损失)。

由此，与第一实施方式的检波/整流电路相比，虽然根据第二实施方式的检波/整流电路增加了由第一、第二混合电路10、20与二极管D1-D4以及径向短截线RS1-RS4构成的基本电路的数量，然而以两个基本电路对高频信号进行两次检波/整流，因此可以提高检波/整流电路的功率效率。

[第三实施方式]

接着，图4表示适用本发明的第三实施方式的检波/整流电路的结构。

本实施方式的检波/整流电路基本上具有与图1所示的第一实施方式的检波/整流电路相同的结构，与第一实施方式的不同点在于，将二极管D2和D4以与第一二极管D1和D3相反极性连接在各个混合电路10、20上，将二极管D2的与分配端子T2相反侧的端子(即，阳极)通过电阻R4连接于运算放大器OP1的非反转输入端子(+)，将二极管D4的与分配端子T2相反侧的端子(即，阴极)通过电阻R2连接于运算放大器OP1的反转输入端子(-)。

根据这样构成的本实施方式的检波/整流电路，虽然第一混合电路10中二极管D 1、D2的连接方向与第二混合电路20中二极管D3、D4的连接方向不同，但是，由于二极管D2的阳极连接于运算放大器OP1的非反转输入端子(+)、二极管D4的阴极连接在运算放大器OP1的反转输入端子(-)，因此，与上述实施方式同样地，能够通过二极管D1-D4与差动放大电路30对输入第一混合电路10的输入端子Ti的高频信号进行全波整流，从而提高检波/整流电路的功率效率。

在第一混合电路10的二极管D1、D2反射的高频信号被输入第二混合电路20，因此，从第二混合电路的分配端子T1、T2输出的高频信号的功率低于从第一混合电路10的分配端子T1、T2输出的高频信号的功率。因此，在第一实施方式中，向运算放大器OP1的各个输入端子(+，-)输入的输入功率可能失衡，从而还会引起整流效率的降低(进而降低功率效率)。

对此，在本实施方式中，来自第一混合电路10与第二混合电路20的第一分配端子T1的输出以及来自第一混合电路10与第二混合电路20的第二分配端子T2的输出被输入运算放大器OP1的各个输入端子(+，-)，由此，可望获得这样的效果，即：向运算放大器OP1的各个输入端子(+，-)输入的输入功率保持平衡状态，从而提高整流效率(进而提高功率效率)。

以上对本发明的实施方式进行了说明，但是本发明并不限于上述实施方式，在不脱离本发明的宗旨的范围内能够包括多种实施方式。

例如，在上述各个实施方式中说明了这样的结构，即：从高频信号的输入路径笔直延伸的延长线上依次配置各个混合电路10、20的一个第一传输线路L1，从各个第一传输线路L1的两端，对于各第一线路L1分别沿不同的方向延伸设置一对第二传输线路L2，将所述一对第二传输线路L2的端部之间用另一个第一传输线路L1予以连接，从而将一对混合电路10、20形成在基板上。

然而，在这种混合电路(构成分配电路的混合环)中，通常在从高频信号输入路径笔直延伸的延长线上配置第二传输线路L2，并将其前端设为第一分配端子T1。

其原因如下：如果按照上述方式对高频信号的输入路径配置混合电路，则在混合电路的设计频率中在分配端子T1、T2的耦合量的相位差可以为近似设计值(90°)。

因此，若与上述实施方式同样地形成混合电路，则在混合电路的设计频率中，在分配端子T1、T2的耦合量的相位差例如为80°，则会发生偏离设计值的问题。

由于本实施方式的检波/整流电路能扩大可进行检波/整流的高频信号的频率范围，因此，如上所述，即使在分配端子T1、T2的耦合量的相位差有些偏离，也不会造成特别的影响。不过，考虑到这种偏离还可以将与第一混合电路10连接的高频信号的输入路径形成为如图5所示的形式。

即，图5所示的检波/整流电路是如下所述的一种电路，即，图1所示的第一实施方式的检波整流电路中，在第一混合电路10的输入端子Ti上连接从第二传输线路笔直延伸的输入路径Lin，在该输入路径Lin的前端以正交的方式连接用于由外部输入高频信号的输入路径。另外在图5中，输入路径Lin的长度与第二传输线路L2大致相同(约为1/4波长)。

另外，若这样构成向检波/整流电路输入高频信号的输入路径，则在第一混合电路10中，在所述设计频率条件下分配端子T1、T2的耦合量的相位差可以为近似设计值(90°)。

此外，在第二实施方式中，对将由第一、第二混合电路10、20和二极管D1-D4以及径向短截线RS1-RS4构成的基本电路配置为前后两级的情况进行了说明，也可以通过进一步增加该基本电路的数量，进一步提高检波/整流电路的功率效率。

另一方面，在上述各个实施方式中，对如下所述的结构进行了说明：对由第一、第二混合电路10、20和二极管D1-D4以及径向短截线RS1-RS4构成的基本电路、或者、将该基本电路连接为前后两级所得的多级电路设置差动放大电路30，并在该差动放大电路30中，对来自各个二极管D1-D4的输出进行反相功率合成。也可以如图6所示设置一对蓄电用电容器Ca、Cb以代替差动放大电路30。

即，还可以为下述结构：蓄电用电容器Ca、Cb的一端连接与双面基板背面的全接地相同电位的地线，另一端连接各个二极管D1-D4的输出，由此，对蓄电用电容器Ca、Cb充电，并将充电电压+V、-V从蓄电用电容器Ca、Cb的另一端所连接的DC输出端子输出。

在这种情况下，来自各个二极管D1-D4的输出在蓄电用电容器Ca、Cb中得以反相功率合成，并且能够以相反极性分别对各个蓄电用电容器Ca、Cb进行充电。

另外，这样构成检波/整流电路时，例如，如图6所示，若在向检波/整流电路输入高频信号的输入路径上设置同轴输入端子Tco，并在该同轴输入端子Tco上通过同轴电缆Lco连接抛物面天线40的一次辐射器50，则能够起到功率转换器的功能，即，对抛物面天线40接收的高频信号进行整流并向蓄电用电容器Ca、Cb充电，并将所述充电电压(功率)从DC输出端子向外部负载输出。进而，能够用于通过高频信号的无线传输而进行功率传输的宇宙发电或非接触供电。

此外，图6所示的检波/整流电路构成为：在图3所示的第二实施方式的检波/整流电路中，设置一端与地线连接的一对蓄电用电容器Ca、Cb以替代差动放大电路30，连接在差动放大电路30的反转输入端子(-)的二极管D1、D2的输出(阴极)连接在蓄电用电容器Ca的另一端上，与差动放大电路30的非反转输入端子(+)连接的二极管D1、D2的输出(阳极)连接在蓄电用电容器Cb的另一端上。

Claims

1.一种电子电路，包括：

第一混合电路；以及

第二混合电路，

该电子电路构成为，

2.根据权利要求1所述的电子电路，其特征在于，

3.根据权利要求1所述的电子电路，其特征在于，

4.根据权利要求2或3所述的电子电路，其特征在于，

所述差动放大电路包括运算放大器，其构成为，通过与所述非反转输入端子连接的用于设定放大率的电阻，向连接在该运算放大器的非反转输入端子的二极管施加偏置电压。

5.根据权利要求1至4中任意一项所述的电子电路，其特征在于，

所述第一至第四二极管的与各分配端子相反侧的端子上设置有用于去除通过各个二极管的高频信号分量的半圆状或者扇形的径向短截线。

6.一种电子电路，包括：

去除所述终端电路后串联的多级权利要求1所述的电子电路，

构成所述多级电子电路之中最末级的电子电路的第二混合电路的通过端子以终端电路终止，所述终端电路的传输阻抗为所述基准值。