CN102647085A - 用于在dcm期间提高开关模式调节器的调节精确性的系统和方法 - Google Patents

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Abstract

一种具有不连续传导模式(DCM)校正的用于开关模式调节器的控制器，它包括校正网络和调制器。校正网络在DCM期间检测指示调节误差的低载状态并断言指示该误差的调节值。调节器接收调节值并相应地调节操作以在DCM期间改善调节。校正网络接收或确定调节度量，例如脉冲控制信号的连续脉冲间的周期或指示负载电流的电流检测信号，并将调节度量与一个或多个阈值比较以确定调节水平。可使用一种或多种方法作出调节，例如调节脉冲导通时间、调节脉冲截止时间、调节工作频率等。

Description

用于在DCM期间提高开关模式调节器的调节精确性的系统和方法
相关申请的交叉引用
本申请要求2011年2月18日提交的美国临时申请S/N 61/444,222以及2011年3月18日提交的美国临时申请S/N 61/454,050的权益，这些申请的全部内容出于所有意图和目的通过引用结合于此。
附图简述
参考以下描述以及附图将能更好地理解本发明的益处、特征以及优点，在附图中：
图1是包括根据一个实施例实现的不连续传导模式(DCM)校正的控制器的降压型DC-DC开关模式调节器的简化方框图；
图2是根据一更具体示例性实施例的图1的控制器的简化示意性框图，其中使用PWM信号检测DCM期间的低载状态以作出调整而改善调节；
图3是根据一示例性实施例的图1的DCM校正网络的更详细框图；
图4是根据图1的控制器的更具体示例性实施例的控制器的示意性框图，该实施例使用合成波纹来调节PWM脉冲和周期；
图5是示出根据一实施例的图4的DCM校正网络的操作的状态图；
图6-8是分别描述输出电压调节、DCM频率和DCM PVCC电流因变于测试装置的输出负载的曲线图；
图9是根据一个实施例的基于PWM跨导增益调节的DCM校正网络的更详细示意图；
图10是图9的DCM校正网络关联于VO的输出信号模拟的时序图；
图11是根据另一示例性实施例的控制器的简化示意性框图，其中指示负载电流的信号用来在DCM期间检测低载状态以作出调整而改善调节；
图12是根据数字前端实施例的DCM校正网络的简化示意性框图；
图13是根据模拟前端实施例的DCM校正网络的简化示意性框图；
图14是根据另一实施例配置成基于调节值来调节工作频率操作的电流模式迟滞窗控制调制器的简化示意图；
图15是根据另一实施例配置成基于调节值来调节PWM导通时间和工作频率操作的恒定导通时间调制器的简化示意图；
图16是根据另一实施例配置成基于调节值来调节工作频率操作的电压模式调制器的简化示意图；
图17是根据另一实施例配置成基于调节值来调节工作频率操作的峰值电流模式调制器的简化示意图；
图18是类似于图4的控制器内使用的用于调节PWM脉冲和周期的合成电流模式迟滞波纹调制器的简化示意图；
图19是根据另一实施例用以调节PWM截止时间的调节器的简化示意图；
图20是示出图19的调节器的操作的时序图；以及
图21是一计算系统的简化方框图，该计算机系统配有包括根据本文描述的任何实施例或本发明其它任何实施例的配有DCM校正网络的调节器的电源。
具体实施方式
给出以下描述以使本领域技术人员能在特定应用及其需求的背景下作出和利用所提供的本发明。然而，优选实施例的多种修改对本领域技术人员将会是明显的，而且可将本文所限定的一般原理应用于其它实施例。因此，本发明不旨在受限于本文中示出和描述的特定实施例，而应被给予与本文中披露的原理和新颖特征一致的最宽范围。
为了在脉宽调制(PWM)DC-DC转换器中提供精确的调节精确性，一般围绕误差放大器采用积分器以大大增加控制环的直流(DC)或低频增益。积分器和相应补偿器时间常数被设计成使瞬变速度和稳定性最大化并同时使特定工作频率下的偏移和调节误差的其它来源减至最小。只要系统工作在工作频率附近，大信号影响和放大器净空问题就不足为患。
然而，现代负载即使在轻载时也要求最大的转换器功率效率。为此，架构已开始利用开关频率降低的不连续传导模式(DCM)以降低开关损耗并提高功率转换效率。由于频率随负载减小而降低，因此控制环积分器存储不断增多的电荷以解决该周期上的任何误差。最终，误差放大器到达其工作范围的极限并在其干线减去净空的任一状态下饱和。
此时，当积分器无法再调节时，输出电压可形成调节误差。该误差本身表现为因变于负载，随着负载变化至误差放大器饱和的工作点以下，这形成增大的输出阻抗。
上面描述的问题的传统解决方案是减慢积分器的时间常数以避免超出预定负载范围的饱和。然而，这种解决方案产生额外的问题。首先，仍然存在饱和发生的负载(即这个问题只是被转移了，而非消除了)。第二，减小时间常数对环路瞬变响应具有消极影响。此外，适应减小的时间常数需要额外的输出电阻以响应高负载场合保持输出电压向上。额外的输出电容是不合需的。
根据本文描述的实施例，一种更好的方法是对瞬变响应几乎没有或完全没有影响的在深度DCM操作中最小化输出电阻和调节误差。不是改变环路时间常数，而是调节至少一个其它调节控制变量，例如随着周期增大而减少DCM脉冲的导通时间。随着负载减小，周期增大并且DCM脉宽减小，直到脉冲窄至来自它的输出波纹和DC偏移变得无关紧要为止。可使用各种调节度量来检测低载状态，例如在脉冲控制信号(例如用于调节的开关控制的PWM信号)的诸脉冲之间的周期或指示输出电流的电流感测信号(例如电感器电流或负载电流)。调节调制操作以改善调节，例如调节脉冲导通时间(例如减小脉宽)、调节脉冲截止时间(例如减少脉冲间的截止时间)、调节调制频率(例如提高频率)等。各种方法在这里揭示为用于调节调制，例如调节控制放大器的增益、调节控制放大器的输入和/或输出、调节振荡器的频率(例如VCO等)、调节定时器超时等。
图1是根据一个实施例实现的补偿式DC-DC开关模式调节器100的简化框图。调节器100包括耦合于输出节点106以接收输出电压VO的控制器108。注意，反馈网络或类似物(未示出)可用来感测VO并提供VO的感测版本(例如分压器或类似物)而不是VO本身。控制器108以一般形式输出，但它可以根据电压模式控制、电流模式控制、恒定导通时间(或恒定频率)等来实现，且可配置成模拟控制器或数字控制器或类似物。
控制器108向上端开关Q1的栅极端子提供上端栅极驱动信号UGD并将下端栅极驱动信号LGD提供给下端开关Q2的栅极端子。在所示实施例中，电子开关Q1、Q2图示为一对本领域内技术人员熟悉的N沟道金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)。可采用其它类型的电子开关器件，包括其它类型的FET等以及其它类型的晶体管，例如双极结晶体管(BJT)或绝缘栅双极晶体管(IGBT)等。开关Q1具有耦合在VIN和相节点104之间的漏极和源极端子，而开关Q2具有耦合在相节点104和地面(GND)之间的漏极和源极端子。开关Q1和Q2受到控制以通过在输出电感器L一端的相节点104切换输入电压VIN，该输出电感器L的另一端耦合于形成输出电压VO的输出节点106。相节点104形成图示为VPH的相电压，并且输出电压VO通过耦合在输出节点106和GND之间的输出电容器CO被滤波。
在一个实施例中，控制器108从内部形成脉宽调制(PWM)信号(图2)，该信号用来控制开关Q1和Q2以将VO调节至预定的电压电平。在正常工作中，控制器108工作在连续传导模式(CCM)，其中一个或其它开关Q1、Q2针对每个PWM循环的整个部分导通(忽略开关之间的死区时间周期以确保在任何给定时间仅有一个开关是导通的)。例如，当PWM变为指示一功率部分的第一状态(例如变高)时，控制器108使Q2截止(如果它导通)并随后使Q1导通以使相节点104耦合于VIN。当PWM在同一循环内切换至第二状态(例如变低)，则控制器108使Q1截止并随后使Q2导通以使相节点104在PWM循环的剩余时间耦合于GND。操作在CCM期间内针对接下来的PWM循环以这种方式重复。控制器108控制PWM信号的占空比以进行调节。
控制器108进一步在轻载状态下工作在不连续传导模式(DCM)或二极管仿真模式(DEM)等，以提高转换器功率效率。在一个实施例中，在DCM期间，当流过输出电感器L的电流变为零时，下端开关Q2截止并在PWM循环的剩余时间保持截止，而不是在PWM循环的全部剩余时间保持导通。在下一循环中，使Q1导通，产生流过电感器L的电流，并随后截止并且Q2再次导通以减小流过电感器L的电流。同样，当电感器电流在下一循环到达零时，使Q2截止并保持截止直到下一周期。对于DCM，操作以这种方式重复。
控制器108包括DCM校正网络110以随着周期增大而减少DCM期间的PWM脉冲导通时间。在一个实施例中，DCM校正网络110监测PWM脉冲之间的周期并产生多个信号，这些信号如本文中进一步描述地随着周期增大而减小脉宽。
图2是根据一更具体示例性实施例的控制器108的简化示意框图，其中使用PWM信号检测DCM期间的低载状态以作出调整而改善调节；控制器108包括误差放大器201、脉宽调制器205、DCM校正网络110、栅极驱动器207以及DCM控制网络209。控制器108还包括用于耦合补偿网络(例如图4的216)的输入VO/FB和VCOMP、用于设定要求或目标工作频率的频率设定输入FSET以及用于驱动外部电子开关Q1和Q2的输出信号UGD和LGD。输入图示为接收输入电压VIN。在一替代实施例中，VIN可间接导出而不是直接提供。控制器108可设置在集成电路(IC)或类似物上，其中输入和输出配置成IC引脚或其它。控制器108以简化形式示出，其中其它输入或输出引脚由于对完全和透彻理解根据本发明的实施例来说是不需要的而未被示出。
误差放大器201将VO(或其感测到的版本，例如FB)与基准电压VREF比较并将补偿电压VCOMP提供给调制器205的输入。调制器205可包括频率控制网络等，以使调制器205工作在由FSET控制的频率下以形成PWM信号，该PWM信号被提供给栅极驱动器207和DCM校正网络110。栅极驱动器207形成UGD和LGD信号以控制外部开关Q1和Q2。
DCM控制网络209一般检测出针对DCM的合适状态(例如轻载)并且如果适合就将控制器108置于DCM，否则允许DCM被启用。DCM控制网络209断言(assert)DCM信号以在DCM期间激活DCM校正网络110。DCM校正网络110监测PWM信号并将调节值ADJ提供给调制器205以如本文进一步描述地那样调节操作。ADJ值可实现为具有一个或多个调节值。
图3是根据一示例性实施例的DCM校正网络110的更详细框图。DCM校正网络110包括：用于测量PWM脉冲间的当前切换周期TSW的切换周期测量网络301、用于存储当前周期TSW并提供前一TSW的存储器303以及PWM脉冲导通时间解码器305。前一TSW是当前TSW延迟一个开关循环的延迟版本。PWM脉冲导通时间解码器305接收当前TSW和前一TSW并提供频率控制ADJ值。
ADJ值可具有若干种不同形式中的任何一种(例如电流、电压、模拟、数字等)并可如下文中进一步描述地控制若干不同工作参数中的任何一个或多个。一般来说，在DCM期间，ADJ值用来减小所选脉冲的PWM脉宽，这一般也会增加工作频率。可基于效率和输出电压精确性之间的取舍来确定调节量。
图4是根据控制器108的更具体示例性实施例的控制器408的示意性框图，该实施例使用合成波纹来调节PWM脉冲和周期。合成波纹调节感测或以其它方式复制横跨输出电感器(例如输出电感器L)的电压并产生提供给波纹电容器的相应电流，其中横跨波纹电感器形成的该波纹电压指示流过输出电感器的波纹电流。该合成产生的波纹电压用来控制迟滞比较器等的切换以形成用于调节控制的PWM信号。输入电压VIN被提供给跨导放大器202的正电压输入，该跨导放大器202具有耦合于GND的负电压输入。跨导放大器202具有可调的跨导增益GM1，其值通过由DCM校正网络410提供的ADJ值确定或调节。在这种情形下，DCM校正网络410是DCM校正网络110的更具体配置，用以调节如本文中进一步描述的合成波纹调节器中的跨导放大器的增益。DCM校正网络410接收DCM启用信号以在DCM模式下激活。如果不在DCM下，则将DCM校正网络410和/或输出ADJ禁用以不对跨导放大器202增益作出调节。跨导放大器202具有耦合在供电电压VDD和单刀单投(SPST)开关SW1的第一开关端子或极之间的一对输出。VDD在各种场合用作相对于GND的源或电源。开关SW1的另一开关端子耦合于“波纹”节点204并且开关SW1包括接收PWM信号的控制输入。
输出电压VO(或其感测版本)被提供给另一跨导放大器206的正电压输入，跨导放大器206的负电压输入耦合于GND。跨导放大器206具有跨导增益GM2。跨导放大器206的电流输出端子耦合在节点204和GND之间。波纹电容器CR耦合在节点204和GND之间并且波纹电阻器RR耦合在节点204和提供“调节的”电压电平VREG的节点208之间。VREG可以是GND或小恒定电压，例如1伏(V)。波纹电流IR图示为从节点204至节点208地流入波纹电阻器RR。
节点204形成波纹电压VR并耦合于比较器210的反相(-)输入。比较器210的非反相(+)输入有选择地耦合以接收形成在节点215上的补偿电压VCOMP或形成在窗节点213上的窗电压W中的任一个。将内部基准电压VREF提供给误差放大器(EA)214的非反相(+)输入。输出电压VO被提供给补偿网络216的输入，补偿网络216的输出将反馈信号FB提供给EA 214的反相(-)输入。如本领域内技术人员所理解的那样，补偿网络216感测(例如使用诸如分压器等的感测电路或类似物)并以其它方式提供输出电压VO的补偿并形成FB信号。EA 214放大VREF和FB之间的差以形成反映输出电压VO的误差的VCOMP。在所示实施例中，补偿网络216和EA 214一起形成具有补偿的积分器，用以控制环路。
窗电流发生器212具有耦合于窗节点213的输出，用以将窗电流IW提供给窗电阻器RW的一端，窗电阻器RW的另一端耦合于节点215。窗节点213形成窗电压W，该窗电压W是经调节的窗电压VWA加上VCOMP，或W＝VWA+VCOMP。作为比较器210输入的节点213和215之间的选择基于配置成如同由PWM信号控制的单刀双投(SPDT)开关那样工作的开关SW2的状态。比较器210的输出提供用来控制开关SW1和SW2的PWM信号，并且该PWM信号被提供给开关驱动器(SWD)218的输入。开关驱动器218具有提供UGD和IGD信号的相应输出，这些信号被提供给如前所述的功率电子开关Q1、Q2。
在正常CCM操作中，跨导放大器206基于输出电压VO(例如正比于基于206的跨导增益GM2的VO)从节点204恒定地汲取电流以持续对波纹电容器CR放电。当开关SW1一旦断言PWM信号而闭合时，跨导放大器202将基于输入电压VIN(例如与基于202的跨导增益GM1的VIN成比例)的电流通过开关SW1提供以对电容器CR充电。由于VIN大于VO，当开关SW1闭合时，电容器CR基于GM1*VIN和GM2*VO之间的差通过集总电流充电。在一个实施例中，GM1和GM2在正常工作中配置成近乎相同的。然而要注意，ADJ如本文中进一步描述地那样调节GM1。当开关SW1由PWM断开时，电容器CR基于VO被放电。如本领域内技术人员理解的，电压VO被持续施加于输出电感器L的一端。输出电感器L的另一端在输入电压VIN和GND之间切换，这使波纹电流基于VIN和VO而流过输出电感器L。如此，波纹节点204上的电压VR是波纹电压，它表征流过输出电感器L的波纹电流。
EA 214形成VCOMP信号作为补偿电压，该补偿电压指示输出电压VO的相对误差。具体地说，将VO与基准电压VREF比较，该VREF表征VO的目标电压电平。
当PWM被断言为其第一状态时，VR电压以恒定速率上升并且开关SW2选择窗节点213，该窗节点213提供窗电压W＝VCOMP+VWA。当VR的电压高于VWA+VCOMP的电压时，比较器210将PWM切换至其第二状态，致使SW2切换以选择节点215上的VCOMP并使开关SW1断开，由此VR基于VO以恒定速率递减。如此，比较器210充当迟滞比较器，它比较VCOMP和W之间的窗电压内的合成波纹电压VR。
图5是示出根据一实施例的DCM校正网络410的操作的状态图。在正常CCM操作中，DCM校正网络410要么被禁用要么就保持在不提供ADJ或者断言ADJ的第一状态S1，由此跨导放大器202保持在其正常增益值GM1(由此输出电流GM1*VIN)。例如，在一个实施例中，ADJ在正常CCM操作中具有默认电平或默认值等。当控制器408进入DCM操作时，DCM校正网络410被启用并从第一状态S1开始，此时具有正常增益GM1。在DCM期间，当DCM校正网络410检测到PWM脉冲之间的切换周期TSW大于176微秒(μs)时，其转变至第二状态S2。在一个实施例中，在DCM期间每次激活PWM脉冲之间测量切换周期TSW。在状态S2，ADJ被断言为第一调节值以增大跨导放大器202的增益达50％，或增大至1.5*GM1。在DCM期间，DCM校正网络410继续监视每个新的切换周期(当前TSW)与紧邻的前一个切换周期(前一TSW)以确定正常的工作状态。当切换周期TSW大于80μs但小于272μs时，操作保持在状态S2。如果，在状态S2时，切换周期TSW减至小于80μs，则操作返回到状态S1。
如果，在状态S2时，PWM脉冲间的下一切换周期超过272μs，则DCM校正网络410转变至第三状态S3。在状态S3，ADJ被断言至第二调节值以将跨导放大器202的增益相对于其正常值增大达100％，或增大至2*GM1。如果，在状态S3时，DCM脉冲间的下一检测到的TSW周期在80μs和96μs之间，则DCM校正网络410转变回状态S2。如果，在状态S3时，PWM脉冲间的下一测得切换TSW周期小于80μs，则操作转变回状态S1。否则，如果TSW≥90μs，则操作保持在状态S3。
总地来说，在DCM期间或当DCM允许时，将切换周期TSW与一个或多个时间或时长阈值进行比较。这些时长阈值的特定值是基于特殊应用而确定的。基于在DCM期间是否满足某些时长阈值来修改ADJ值，从而修改调制器的操作以改善DCM期间的调节。
回来参见图4，在比较器210的一个输入建立VCOMP和W之间的窗电压。当PWM被断言处于其第二状态(例如低)时，则SW1断开并且开关SW2在比较器210的非反相输入端选择VCOMP。在这种情形下，VR基于GM2*VO以相对恒定速率向下斜变。当VR到达VCOMP时，比较器210将PWM切换至其第一状态，例如高，这使开关SW1闭合并使开关SW2选择上限窗电压W。在正常CCM操作中，VR基于GM1*VIN-GM2*VOUT以相对恒定速率向上斜变。当VR向上斜变至W的电压电平时，比较器210再次切换以使PWM切换回到其第二状态。因此，每个PWM脉宽关联于VR的上升斜变速率。在DCM中，当切换周期TSW满足图5所示的某些时长条件时，修正跨导放大器202的增益以增大VR的斜率，这减小了PWM信号的脉宽(例如在状态S2时减小33.3％，在状态S3时减小50％)。脉宽的减小也容易提高工作频率。
DCM校正网络110是更一般的版本，其中ADJ值用来调整任何一个或多个已选参数以调整DCM期间的PWM脉宽。如之前陈述的，本文描述的实施例通过随着周期在DCM期间增加而减小PWM脉冲的导通时间在深DCM操作时减小输出阻抗和调节误差，对瞬变响应具有很小的影响或根本没有影响。PWM脉宽可以多种方式中的一种而减小。在一个实施例中，参照图4和图5对前述合成波纹调节的跨导放大器的增益作出调节。增加跨导增益增大了VR斜变上升的速率以及其横跨窗电压VWA的速度。这减小了PWM脉冲导通时间和输出电压波纹，并由此增加了切换频率。在另一实施例中，窗电阻器(例如RW)的值减小。减小窗电阻RW减小了VWA的电压。减小VWA窗减小了PWM脉冲导通时间，同样以较高的切换频率为代价。在第三实施例中，窗电流IW的值减小(图14)。减小窗电流IW也减小了VWA的电压，具有与在DWM脉冲导通时间减小电阻相同的效果。
如下文中进一步描述的那样，替代性配置是针对其它类型的开关调节器构思的，例如电压模式调节器、电流模式调节器、峰值电流模式调节器、恒定导通时间调节器等。
由于在环路误差放大器处的补偿网络不被调整，因此由于环路时间常数尚未改变而使瞬变响应不受影响。跨整个负载谱维持输出电压调节。该方法的一种取舍是：由于转换器工作在比其在CCM正常工作时更高的DCM频率下，因此可能存在轻载效率的某种程度降低。在一种特定应用中，在0负载下添加大约400微安(μA)的PVCC电流。由于该部分具有大约5毫安(mA)的总静态电流，因此存在少量取舍。要注意，PVCC是与VCC类似的电源电压，但经常与VCC分立并专用于栅极驱动场合(用来隔离或提供不同的供电电压电平)。VCC通常用于集成电路(IC)的静态偏压。在某些场合下，PVCC在切换事件中吸取相对高的电流尖脉冲。电源设计者可基于哪个度量被认为更重要而选择在非常轻载效率和调节精确性之间如何作出取舍。
在一个实施例中，DCM校正电路110使用在每个PWM脉冲的上升沿重置的定时器。如果该周期比定时器上的设定点更长，则下一脉宽减小。如果下一周期比较短的设定点更长，则在较短脉宽前进。
图6是针对测试装置上的三个不同窗电阻器大小(RW＝15kΩ、7.5kΩ和3.75kΩ)的因变于输出负载电流(IO)的输出电压VO的曲线图。随着窗电阻器大小减小，轻载DCM偏移变得无关紧要。15kΩ的窗电阻器大小是针对该场合典型的，并且与CCM中300千赫(kHz)的工作频率对应。如前所述修改跨导放大器的增益具有与减小窗尺寸相同的效果，但还提供更好的抖动特性。
图7是绘出针对图6同一测试装置的因变于输出负载(IO)和窗电阻器大小(RW＝15kΩ、7.5kΩ和3.75kΩ)的DCM频率的曲线图。随着窗电阻器大小减小或随着输出负载增大，DCM频率增大。
图8是绘出针对图6的同一测试装置的因变于输出负载和窗电阻器大小(RW＝15kΩ、7.5kΩ和3.75kΩ)的DCM PVCC静态电流的曲线图。随着窗电阻器大小减小或随着输出负载增大，DCM PVCC静态电流增大。
图9是根据一个实施例的用于基于PWM的跨导增益调节的DCM校正网络901的更详细示意图。信号LB和CLK63K被提供给NAND门901的相应输入，该NAND门901具有耦合于逆变器903的输入的输出。逆变器903的输出耦合于D型触发器(DFF)905的清零输入。DFF 905是串联结构DFF 905-911中的第一个，每个DFF具有耦合回到其D输入的逆变Q输出(QN)。另外，DFF 905-910中每一个的QN耦合于串联结构中的下一DFF的正极清零(CP)输入。此外，DFF905-910中的每一个具有耦合于串联结构中的下一DFF的负极清零(CN)输入的非反相Q输出。DFF 905-911串联结构形成延时电路，其中DFF 905-911的Q输出分别输出延时16μs、32μs、64μs、128μs、256μs、512μs和1024μs的时钟信号，这些信号分别图示为信号16μ、32μ、64μ、128μ、256μ、512μ和1024μ。各具体定时值仅为示例性的并且可针对不同的配置或实现予以修改。
启用信号ENAB被提供给逆变器913的输入，该逆变器913的输出耦合于NOR门915的一个输入以及两DFF 927、929的重置输入。将信号MSCLK提供给NOR门915的另一输入。将信号TRIMDIS提供给NOR门915的第三输入，NOR门915的输出耦合于逆变器917的输入以及DFF 927、929的CN输入。逆变器的输出被提供给延迟模块921的输入和DFF 927、929的CP输入。在一个实施例中，延迟模块921插入相对短的延迟，例如10纳秒(ns)等。延迟模块921的输出被提供给每个DFF 905-911的重置输入并提供给一对RS锁存器923、925的重置输入。信号DP1被提供给RS锁存器923的置位输入，该RS锁存器923的Q输出耦合于DFF 927的D输入。DFF 927的Q输出被提供给NAND门931的一个输入，该NAND门931在其另一输入接收信号DP2并具有耦合于逆变器933的输入的输出。逆变器933的输出耦合于RS锁存器925的置位输入。RS锁存器925的Q输出耦合于DFF 929的D输入。
DFF 927的QN输出被提供给第一多路复用器(MUX)939的选择输入而DFF929的QN输出被提供给第二MUX 949的选择输入。信号128μ和32μ被提供给NAND门935的各个输入，NAND门935的输出通过逆变器937耦合于MUX 939的A输入。信号64μ被提供给MUX 939的B输入，其输出提供DP1信号，该DP1信号被提供给NOR门941的一个输入和NAND门953的一个输入。信号256μ被提供给MUX 949的A输入并且信号16μ和64μ被提供给NAND门945的各个输入，NAND门945的输出通过逆变器947耦合于MUX 949的B输入。MUX 949的输出提供信号DP2，该信号DP2被提供给NOR门941的另一输入和逆变器951的输入。逆变器951的输出被提供给NAND门953的另一输入。NOR门941的输出由逆变器943反相，该逆变器943在其输出侧断言信号DB。NAND门953的输出断言信号LESSGMB。
DB是将GM1*VIN加倍且将PWM脉宽半分的输出。LESSGMB使GM1*VIN增大50％。LB是在每个PWM脉冲后30μs被断言并在PWM上重置的输入。CLK63K是63Hz时钟输入。MSCLK是被断言以发起每个PWM的输入脉冲。ENAB和TRIMDIS是重置电路的输入。
图10是图9的DCM校正网络901关联于输出电压VO的输出信号DB和LESSGMB模拟的时序图。DB和LESSGMB的状态也对应于图5的状态图的状态S1、S2和S3。在时间T1前，DB低并且LESSGMB高，这对应于状态S1。在时间T1，DB变高并且LESSGMB变低，这对应于状态S2。VO上的波纹在时间T1后显著减小以改善调整。在时间T2，LESSGMB变高，这对应于状态S3。VO上的波纹在时间T2后进一步减小以改善调整。
图11是根据另一示例性实施例的控制器1108的简化示意性框图，其中指示负载电流的信号用来检测在DCM期间检测低载状态以作出调整而改善调节。控制器1108基本类似于控制器108，其中相同的部件用相同附图标记表示。在这种情形下，DCM校正网络110由DCM校正网络1110取代，DCM校正网络1110接收电流感测信号ISEN。ISEN代表输出电流，例如提供给耦合于输出节点106的负载的负载电流，所述输出节点106接收VO作为源电压。可直接测得负载电流以形成提供给控制器1108的ISEN。该负载电流可间接测得以形成ISEN。在一个实施例中，例如监测通过输出电感器L的电流并确定电感器电流的DC值并将其作为ISEN提供给控制器1108。DCM校正网络1110监测ISEN信号(而不是PWM)并将ADJ值提供给频率控制网络203以调节操作。
图12是根据数字前端实施例的DCM校正网络1210的简化示意性框图。在这种情形下，要么将负载电流(例如由ISEN表示)要么将切换周期(如PWM脉冲之间的周期TSW表征)提供给一组N个比较器1211，每个比较器接收N阈值THLD1-THLDN中相应的一个(其中N是正整数)。比较器1211的输出提供一组N触发信号TR1-TRN，这些触发信号被提供给逻辑解码器/状态选择器1213的各个输入，逻辑解码器/状态选择器1213形成ADJ值。由此，由于负载电流(由ISEN表示)和/或切换周期TSW到达某个预定(或可编程的)阈值(THLD1-THLDN)并且相应地调整操作。调整值的电平基于触发信号TR1-TRN的数目，该数目指示ISEN或TSW的水平。
图13是根据模拟前端实施例的DCM校正网络1310的简化示意性框图。在这种情形下，负载电流(例如由ISEN表征)被提供给比较器1311，该比较器1311将感测到的负载电流与阈值THLD比较。ISEN也被提供给比例和偏移网络1313，该比例和偏移网络1313通过一个或多个开关SW输出ADJ值。比较器1311的输出被提供给2输入AND门(与门)1315的一个输入，该2输入AND门1315在另一输入侧接收DCM信号。当DCM被断言以指示DCM允许(或激活)时，并且当ISEN达到THLD时，AND门1315使开关SW闭合以提供ADJ值以调整操作。当然，如果DCM不被启用或当ISEN不满足阈值条件时，就不调整操作。
图14是根据另一实施例配置成基于ADJ值来调节工作频率操作的电流模式迟滞窗控制调制器1400的简化示意图。在本文中使用的调制器是用来在调节器的控制器中形成脉冲控制信号(例如PWM)的控制功能。VO或FB和VREF被提供给具有补偿网络(电阻器-电容器或RC网络)的误差放大器1401，该补偿网络输出VCOMP电压至窗网络1403。窗网络1403类似于图4所示的窗网络，其不同之处在于VCOMP经由上端窗电压VWP和下端窗电压VWN之间的一对窗电阻器RW居中。跨导放大器1405等基于ADJ值来调节窗电流IW。窗电流IW的调节使调制器1400的工作频率得以调整。例如在DCM期间减小窗电流提高了操作频率。
图15是根据另一实施例配置成基于ADJ值来调节PWM导通时间和工作频率操作的恒定导通时间调制器1500的简化示意图。在这种情形下，V0或FB和VREF被提供给误差比较器1501的输入，该误差比较器1501具有用来对单步RS锁存器1503置位以断言PWM为高的输出。当PWM为高时，对电容器C馈电的电流源用来重置锁存器以将PWM拉回至低。当PWM为低时，FET开关1505等使电容器C接地以对下一PWM循环保持重置低。电流源通常具有预定或恒定的正常工作电平。然而，在这种情形下，电流源是一可调的跨导放大器1507，该跨导放大器1507具有接收ADJ值的输入和将电流提供给电容器C的输出。ADJ值调节DCM期间提供给电容器C的电流量以调整PWM信号的脉宽，这进一步调节了工作频率。例如，增大电流致使更快的重置并因此PWM上具有相应频率的较窄脉冲增加。
图16是根据另一实施例配置成基于调节值来调节工作频率的电压模式调制器1600的简化示意图。在这种情形下，VO或FB和VREF被提供给具有补偿(图示为Z1和Z2，例如RC集成网络)的误差放大器1601的相应输入，用以形成提供给比较器1603的VCOMP。比较器1603将VCOMP与由斜坡发生器1605提供的PWM RAMP信号比较并输出PWM信号。PWM RAMP信号由电流源1607形成，电流源1607将斜变电流IRAMP提供给电容器C。电容器C的电压通过由振荡器等控制的FET开关1609等“清零”或重置回到零。振荡器的斜变电流和频率一般被确定为在正常操作中提供要求的工作频率。在这种情形下，振荡器是压控振荡器(VCO)1611等，它可通过调节值被调整以调整DCM期间的工作频率。VCO的输出控制FET开关1609的栅极。尽管增大频率也可调节PWM RAMP信号的峰值，然而在各实施例中，可例如通过相应地调节IRAMP来维持峰值电平。在任何情形下，在DCM期间调整工作频率。
图17是根据另一实施例配置成基于调节值来调节工作频率的峰值电流模式调制器1700的简化示意图。在这种情形下，VO或FB和VREF被提供给具有补偿(Z1、Z2)的误差放大器1701的相应输入，用来形成提供给比较器1703的VCOMP。比较器1703将VCOMP与当前斜变信号比较并输出用来重置RS锁存器1705以断言PWM为低的重置信号。在正常工作期间通过振荡器等对RS锁存器1705置位以将PWM回拉至高。在这种情形下，振荡器是VCO 1707等，它可通过调节值被调整以调整DCM期间的工作频率。由此，在DCM期间调整工作频率。
图18是类似于控制器408内使用的合成电流模式迟滞波纹调制器1800以调节PWM脉冲和周期的简化示意图。在针对控制器408描述的类似方式下，波纹电压VR跨波纹电容器CR形成。波纹电阻器RR耦合于波纹电压并接收“公共”电压VCOM，“公共”电压VCOM的工作方式类似于前面描述的VREF的工作方式。在这种情形下，VR图示为被提供给实现迟滞比较器的一对比较器1801、1803的相应输入，用来将VR与窗电压VWP(上端窗电压)和VWN(下端窗电压)比较。比较器1801、1803的输出用来对RS锁存器1805置位和重置，RS锁存器1805在其Q输出侧形成PWM信号。根据PWM占空比(D)受到控制的开关1807基于波纹电容器CR的输入电压VIN(GM·VIN)以与跨导放大器101和开关SW1的前述相同方式切换电流源1809。同样，PWM可用来控制开关，该开关用来控制提供给波纹电容器CR的源电流。电流宿1811基于输出电压VO(GM·VO)以与从波纹电容器CR吸收电流相同的方式汲取电流。在这种情形下，不是调节形成源电流的跨导器件，而是分立的跨导放大器1813接收调节值以调节当开关闭合时(当PWM为高时)提供给波纹电容器CR的源电流的量。因此，例如，调节值增大源电流以调节(减小)PWM脉宽的导通时间。该频率也可如前所述那样相应地增加。
在替代性实施例中，尽管未示出，调节值可用来调节汲入电流以调节(减小)PWM脉宽的截止时间。该频率也可如前所述那样相应地增加。由此，并联于电流源1809的跨导放大器1813可取代地并联于电流宿1811设置。
图19是根据另一实施例用以调节PWM截止时间的调节器900的简化示意图。将调节值提供给定时器1901，该定时器1901具有提供给NAND(与非)门1903的一个输入的输出。NAND门1903的输出被提供给NOR(或非)门1905的一个输入，NOR门1905在其另一输入侧接收PWM，并在其对Q2栅极的输出侧断言LGD。尽管PWM图示为被直接提供给上端开关Q1的栅极，然而PWM通常也可提供给驱动器(未示出)，该驱动器形成上端栅极驱动(UGD)电压，该UGD电压被提供给上端开关Q1(NOR门1905在本例中作为驱动器工作)。相位节点电压VPH被提供给比较器1907的非反相输入，比较器1907的反相输入耦合于GND(或其它基准电压)。比较器1907的输出被提供给AND门的一个输入，该输入在另一输入接收反相的PWM信号
Figure BSA00000523337300151
并将其输出端提供给RS锁存器1911的置位输入。PWM被提供给RS锁存器1911的置位输入，其Q输出提供给NAND门1903的另一输入。
图19示出通过调节值调节的操作。在这种情形下，定时器1901用来防止工作频率在正常操作中落在预定最小电平之下，以维持在超声水平下的频率(例如高于25kHz)。调节值用来调节定时器1901的一个或多个定时参数以调节DCM期间的PWM截止时间。定时参数可以是定时器1901的超时，例如减小超时以增大频率。
图20是示出调节器1900的操作的时序图。VO、UGD和LGD针对正常DCM操作(最上方)和针对经调节的DCM操作(最下方)相对时间绘出，其中相应信号被对齐以示出调节。如图所示，对于正常DCM操作，断言UGD(与PWM变高同时发生)致使VO向上斜变，并随后对UGD作非运算(与PWM变低同时发生)，并断言LGD以使VO向下斜变。LGD根据DCM较早截止并且VO更缓慢地向下斜变，直到响应PWM回到高而再次断言UGD时的下一循环。
如图所示，针对已调节的DCM操作，虚线从正常曲线图复制。实线在下方曲线图中示出经调节操作。在这种情形下，调节定时器1901的时序参数，使LGD比正常情形更早地被断言，这加速了输出电压VO的向下斜变。这个动作触发了下一PWM脉冲的较早开始，由此UGD相比正常CCM操作更早地被断言。
图21是一计算系统系统2100的简化方框图，该计算机系统2100配有根据本文描述的任何实施例或本发明其它任何实施例的包括配有DCM校正网络2105的调节器2103的电源2101。电源2101形成供电电压(VO)，该供电电压(VO)向计算机系统2100的其它系统设备供电。在图示实施例中，计算机系统2100包括处理器2107和周边系统2109，它们均耦合以从电源2103接收供电电压。在所示实施例中，周边系统2109可包括系统存储器2111(例如包括RAM和ROM型器件和存储器控制器等的任意组合)、输入/输出(I/O)系统2113的任意组合，所述I/O系统2113可包括系统控制器等，例如图形控制器、中断控制器、键盘和鼠标控制器、系统存储设备控制器(例如硬盘驱动器等的控制器)等。所示系统仅为示例性系统，因为许多处理系统和支持设备如本领域内技术人员所知那样可集成在处理器芯片上。
虽然已参考本发明的某些优选版本相当详细地描述了本发明，但可构想其它可能的版本和变型。本领域普通技术人员应当理解的是，他们能容易地利用所公开的概念和特定实施例作为基础设计或修改其它结构以提供本发明的相同目的，这不背离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围。

Claims (32)

1.一种具有不连续传导模式(DCM)校正的用于切换模式调节器的控制器，所述控制器包括：
校正网络，所述校正网络检测指示在DCM期间的调节误差的低载状态，并断言调节值，所述调节值指示所述低载状态；以及
调制器，所述调制器在DCM期间接收所述调节值并相应地调节所述控制器的操作以改善调节。
2.如权利要求1所述的控制器，其特征在于：
所述调制器产生脉冲控制信号；以及
其中所述校正网络测量脉冲控制信号的脉冲之间的周期并当至少一个周期超出预定阈值时检测所述低载状态。
3.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，还包括：
输入，所述输入接收指示负载电流的电流感测信号；以及
其中当所述电流感测信号落在预定阈值之下时所述校正网络检测所述低载状态。
4.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述调制器形成斜变控制信号并且所述调制器基于所述调节值调节所述斜变控制信号。
5.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述调制器包括提供窗电流的放大器，所述窗电流用来形成窗电压，并且所述放大器基于所述调节值来调节所述窗电流。
6.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述调制器基于所述调节值来调节脉冲控制信号的至少一个脉冲的导通时间。
7.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述调制器基于所述调节值来调节脉冲控制信号的脉冲之间的截止时间。
8.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述调制器包括放大器，所述放大器具有可基于所述调节值调节的增益。
9.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述调制器包括放大器，所述放大器具有接收所述调节值的至少一个输入。
10.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述调制器包括压控振荡器，所述压控振荡器具有通过所述调节值调节的频率。
11.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述调制器包括定时器，所述定时器具有通过所述调节值调节的超时周期。
12.如权利要求1所述的控制器，其特征在于：
所述调制器产生脉冲控制信号；
其中所述校正网络包括定时网络，所述定时网络将所述脉冲控制信号的脉冲间的周期与第一阈值时长和第二阈值时长比较，其中所述第二阈值时长大于所述第一阈值时长；以及
其中所述校正网络一开始将所述调节值断言至默认值，当超出所述第二阈值时长时，所述校正网络将所述调节值断言至第一调节值，当超出所述第一阈值时长时，所述校正网络将所述调节值保持在所述第一调节值，并且在没有超过所述第一阈值时长的任何时间，所述校正网络将所述调节值断言至所述默认值。
13.如权利要求12所述的控制器，其特征在于，所述定时网络将脉冲控制信号的脉冲间的周期与第三阈值时长比较，所述第三阈值时长大于所述第二阈值时长，并且当所述调节值处于所述第一调节值并且当超出所述第三阈值时长时，所述校正网络断言所述调节值至第二调节值。
14.如权利要求13所述的控制器，其特征在于，所述定时网络将脉冲控制信号的脉冲间的周期与第四阈值时长比较，所述第四阈值时长大于所述第一阈值时长且小于所述第二时长，并且当所述调节值处于所述第二调节值并当超出所述第一阈值时长同时没有超出所述第四阈值时长时，所述校正网络断言所述调节值至所述第一调节值。
15.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述校正网络包括：
多个比较器，每个比较器将调节感测信号与多个不同阈值中的相应一个比较并提供相应的多个触发信号；以及
解码器，所述解码器基于所提供的所述多个触发信号的数目断言所述调节值至多个不同电平中的一个。
16.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述调制器产生脉冲控制信号，并且所述校正网络包括：
切换周期测量网络，所述切换周期测量网络测量所述脉冲控制信号的脉冲间的周期并输出当前切换周期值；
存储器，所述存储器接收所述当前切换周期值并提供前一切换周期值；以及
脉冲解码器，所述脉冲解码器接收所述当前切换周期值和所述前一切换周期值并输出所述调节值。
17.一种能够在提供输出电压的不连续传导模式(DCM)期间提高调节器的调节精确性的方法，包括：
调制误差信号以调节所述输出电压的电平；
检测指示DCM期间的调节误差的低载状态并提供指示所述低载状态的调节值；以及
基于所述调节值来调节所述调制以减小调节误差。
18.如权利要求17所述的方法，其特征在于：
所述调制误差信号包括产生脉冲控制信号；以及
其中所述检测低载状态包括将所述脉冲控制信号的脉冲间的周期与至少一个阈值比较。
19.如权利要求17所述的方法，其特征在于，还包括：
接收指示输出电流的电流感测信号；以及
其中所述检测低载状态包括将所述电流感测信号与至少一个阈值比较。
20.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述调制包括形成斜变控制信号并且所述调节所述调制包括调节所述斜变控制信号。
21.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述调制包括形成窗电压并且所述调节所述调制包括调节所述窗电压。
22.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述调制包括形成振荡信号并且所述调节所述调制包括调节所述振荡信号的频率。
23.如权利要求17所述的方法，其特征在于：
所述调制误差信号包括产生脉冲控制信号；以及
其中所述调节所述调制包括调节所述脉冲控制信号的至少一个脉冲的脉宽。
24.如权利要求17所述的方法，其特征在于：
所述调制误差信号包括产生脉冲控制信号；以及
所述调节所述调制包括调节所述脉冲控制信号的脉冲间的截止时间。
25.如权利要求21所述的方法，其特征在于，所述调节所述调制包括调节用来调制误差信号的放大器的增益。
26.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述调节所述调制包括调节用来调制误差信号的放大器的输入。
27.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述调节所述调制包括调节用来调制误差信号的定时器的超时周期。
28.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述检测低载状态包括将调节感测信号与多个阈值比较，并且所述提供调节值包括基于所述多个阈值中的哪一个被满足而断言所述调节值至多个值中的一个。
29.一种计算机系统，包括：
处理器；
耦合于所述处理器的周边系统，所述周边系统包括存储器；以及
耦合于所述处理器和所述周边系统的开关模式调节器，所述开关模式调节器包括：
开关网络，所述开关网络基于脉冲控制信号将输入电压转换至输出电压，其中所述开关网络在正常操作期间具有连续传导模式(CCM)并在低载状态期间具有不连续传导模式(DCM)；
误差网络，所述误差网络将指示输出电压的信号与基准电压比较并提供指示比较结果的误差信号；
调制器，所述调制器接收所述误差信号，所述调制器形成用于控制所述开关网络以调节所述输出电压的所述脉冲控制信号，并且所述调制器基于调节值调节调制操作；以及
校正网络，所述校正网络检测指示在检测到DCM期间的调节误差的低载状态，并当检测到所述低载状态时断言所述调节值。
30.如权利要求29所述的计算机系统，其特征在于，所述校正网络测量所述脉冲控制信号的脉冲间的周期并当至少一个周期超出至少一个预定阈值时检测所述低载状态。
31.如权利要求29所述的计算机系统，其特征在于，所述校正网络接收指示输出电流的电流感测信号并当所述电流感测信号落在预定阈值之下时检测所述低载状态。
32.如权利要求29所述的计算机系统，其特征在于，所述调制基于所述调节值调节所述脉冲控制信号的脉冲导通时间、所述脉冲控制信号的脉冲截止时间以及调制频率中的一个。
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