CN102640440B - 移动台装置、基站装置、mimo系统以及数据传输方法 - Google Patents

Abstract

确保与LTE方式的MIMO系统的兼容性，并且与信道之间的空间相关的高低无关地提高数据速率。基于来自移动台装置（UE）的反馈信息在基站装置（eNode？B）切换SU-MIMO传输和ZF？MU-MIMO传输而进行数据传输的MIMO系统中，其特征在于，移动台装置（UE）选择与表示传播路径特性的信道矩阵的厄米特转置对应的PMI以及RI，根据PMI计算CQI，并反馈PMI、RI以及CQI，基站装置（eNode？B）基于反馈的PMI计算进行SU-MIMO传输的情况下的第1数据速率以及进行ZF？MU-MIMO传输的情况下的第2数据速率，选择与第1数据速率、第2数据速率中高的数据速率对应的传输方式。

Description

移动台装置、基站装置、MIMO系统以及数据传输方法

技术领域

本发明涉及移动台装置、基站装置、MIMO系统以及数据传输方法，特别涉及与多天线传输对应的移动台装置、基站装置、MIMO系统以及数据传输方法。

背景技术

在UMTS（通用移动电信系统）网络中，以频率利用效率的提高、数据速率的提高为目的，通过采用HSDPA（高速下行链路分组接入）或HSUPA（高速上行链路分组接入），最大限度地发挥以W-CDMA（宽带码分多址）作为基础的系统的特征。关于该UMTS网络，以进一步的高速数据速率、低延迟等为目的，正在研究长期演进（LTE：Long Term Evolution）。

第3代的系统利用大概5MHz的固定频带，能够实现下行线路中最大2Mbps左右的传输率。另一方面，在LTE方式的系统中，利用1.4MHz~20MHz的可变频带，能够实现下行线路中最大300Mbps以及上行线路中75Mbps左右的传输率。此外，在UMTS网络中，以进一步的宽带化以及高速化为目的，还在研究LTE的后继的系统（例如，高级LTE（LTE-A））。例如，在LTE-A中，预定将作为LTE标准的最大系统频带的20MHz扩展到100MHz左右。

此外，LTE方式的系统中，以多个天线发送接收数据，并且作为提高数据速率（频率利用效率）的无线通信技术而提出了MIMO（多输入多输出）系统（例如，参照非专利文献1）。在MIMO系统中，发送接收机中准备多个发送/接收天线，从不同的发送天线同时发送不同的发送信息序列。另一方面，在接收机侧，利用在发送/接收天线之间发生不同的衰减变动的情况，分离同时发送的信息序列而进行检测，从而能够增大数据速率（频率利用效率）。

在LTE方式的系统中，从不同的发送天线同时发送的发送信息序列被规定为全部都是同一用户的序列的单用户MIMO（SU-MIMO（Single UserMIMO））和属于不同的用户的序列的多用户MIMO（MU-MIMO（Multiple UserMIMO））。在这些SU-MIMO以及MU-MIMO中，在接收机侧选择应对发送机的天线设定的相位/振幅控制量（PMI：Precoding Matrix Indicator；预编码矩阵指示符），并反馈到发送机。在发送机侧，基于从接收机反馈的PMI进行对于各个发送天线的预编码之后发送发送信息序列。

另一方面，在LTE-A方式的系统中，提出了为了确保对于发送机中的各个发送天线的预编码的自由度，从接收机侧反馈表示信道状态的CDI（ChannelDirection Indicator；信道方向指示符），在发送机侧基于该CDI进行对于各个发送天线的预编码之后发送发送信息序列的迫零MU-MIMO（ZF MU-MIMO）（例如，参照非专利文献2）。在该ZF MU-MIMO中，从在LTE-A中预定的8个发送天线能够分别发送对于不同的用户的发送信息序列，在信道之间的空间相关高的情况下能够大幅提高数据速率。

现有专利文献

非专利文献

非专利文献1：3GPP TR 25.913“Requirements for Evolved UTRA andEvolved UTRAN”

非专利文献2：3GPP R1-070346 Philips  “Comparison of MU-MIMOfeedback schemes with multiple UE receive antennas”

发明内容

发明要解决的课题

在上述的SU-MIMO中，在信道之间的空间相关高的情况下，或者，在接收机侧的天线数目比发送机侧的天线数目还要少的情况下，无法充分地引出空间维度，难以提高数据速率。此外，在上述的MU-MIMO中，能够发送的不同的发送信息序列最大为两个，无法期待数据速率的快速提高。此外，SU-MIMO也存在类似的问题。另一方面，在ZF MU-MIMO中，代替PMI而反馈CDI，无法确保与LTE方式的MIMO系统的兼容性。此外，在信道自检的空间相关低的情况下难以提高数据速率。

本发明鉴于这样的情况而完成，其目的在于提供一种确保与LTE方式的MIMO系统的兼容性，并且能够与信道之间的空间相关的高低无关地提高数据速率的移动台装置、基站装置、MIMO系统以及数据传输方法。

用于解决课题的方案

本发明的移动台装置是一种移动台装置，用于MIMO系统，该MIMO系统中基于来自移动台装置的反馈信息在基站装置切换SU-MIMO传输和ZFMU-MIMO传输从而进行数据传输，其特征在于，该移动台装置包括：选择部件，选择与表示传播路径特性的信道矩阵的厄米特（Hermite）转置对应的PMI以及RI；计算部件，根据所述PMI计算CQI；以及反馈部件，将所述PMI、RI以及CQI作为所述反馈信息反馈到基站装置。

根据该结构，反映了传播路径特性（信道状态）的PMI以及RI被反馈到基站装置，因此通过在基站装置中具备根据PMI求CDI的结构，将该PMI用于选择SU-MIMO以及ZF MU-MIMO中的双方的预编码矩阵，能够适当选择其中一个数据速率高的传输方式，因此能够与信道之间的空间相关的高低无关地提高数据速率。此外，作为反馈信息而反馈PMI，因此能够确保与LTE方式的MIMO系统的兼容性，并且能够与信道之间的空间相关的高低无关地提高数据速率。

本发明的基站装置是一种基站装置，用于MIMO系统，该MIMO系统中基于来自移动台装置的反馈信息在基站装置切换SU-MIMO传输和ZFMU-MIMO传输从而进行数据传输，其特征在于，该基站装置包括：第1调度器，基于从移动台装置反馈的、与表示传播路径特性的信道矩阵的厄米特转置对应的PMI，计算进行SU-MIMO传输的情况下的第1数据速率；第2调度器，基于所述PMI计算进行ZF MU-MIMO传输的情况下的第2数据速率；以及传输方式选择部件，选择与所述第1数据速率、第2数据速率中高的数据速率对应的传输方式。

根据该结构，选择与在基于反映了传播路径特性（信道状态）的PMI计算的SU-MIMO传输以及ZF MU-MIMO传输的数据速率中高的数据速率对应的传输方式，因此能够根据信道状态适当切换传输方式而进行数据传输，因此能够与信道之间的空间相关的高低无关地提高数据速率。此外，作为反馈信息而反馈PMI，因此能够确保与LTE方式的MIMO系统的兼容性，并且能够与信道之间的空间相关的高低无关地提高数据速率。

本发明的MIMO系统是基于来自移动台装置的反馈信息在基站装置切换SU-MIMO传输和ZF MU-MIMO传输从而进行数据传输的MIMO系统，其特征在于，包括：移动台装置，选择与表示传播路径特性的信道矩阵的厄米特转置对应的PMI以及RI，根据所述PMI计算CQI，并将所述PMI、RI以及CQI作为所述反馈信息反馈到基站装置；以及基站装置，基于从移动台装置反馈的PMI计算进行SU-MIMO传输的情况下的第1数据速率以及进行ZFMU-MIMO传输的情况下的第2数据速率，选择与所述第1数据速率、第2数据速率中高的数据速率对应的传输方式。

根据该结构，从移动台装置反馈反映了传播路径特性（信道状态）的PMI以及RI，在基站装置中选择与基于该PMI计算的SU-MIMO传输以及ZFMU-MIMO传输的数据速率中高的数据速率对应的传输方式，因此能够根据信道状态适当切换传输方式而进行数据传输，因此能够与信道之间的空间相关的高低无关地提高数据速率。此外，作为反馈信息而反馈PMI，因此能够确保与LTE方式的MIMO系统的兼容性，并且能够与信道之间的空间相关的高低无关地提高数据速率。

本发明的数据传输方法是基于来自移动台装置的反馈信息在基站装置切换SU-MIMO传输和ZF MU-MIMO传输从而进行数据传输的数据传输方法，其特征在于，在移动台装置中包括以下步骤：选择与表示传播路径特性的信道矩阵的厄米特转置对应的PMI以及RI的步骤；根据所述PMI计算CQI的步骤；以及将所述PMI、RI以及CQI作为所述反馈信息反馈到基站装置的步骤，在基站装置中包括以下步骤：基于从移动台装置反馈的PMI计算进行SU-MIMO传输的情况下的第1数据速率的步骤；基于所述PMI计算进行ZFMU-MIMO传输的情况下的第2数据速率的步骤；以及选择与所述第1数据速率、第2数据速率中高的数据速率对应的传输方式的步骤。

根据该方法，从移动台装置反馈反映了传播路径特性（信道状态）的PMI以及RI，在基站装置中选择与基于该PMI计算的SU-MIMO传输以及ZFMU-MIMO传输的数据速率中高的数据速率对应的传输方式，因此能够根据信道状态适当切换传输方式而进行数据传输，因此能够与信道之间的空间相关的高低无关地提高数据速率。此外，作为反馈信息而反馈PMI，因此能够确保与LTE方式的MIMO系统的兼容性，并且能够与信道之间的空间相关的高低无关地提高数据速率。

发明效果

根据本发明，从移动台装置反馈反映了传播路径特性（信道状态）的PMI以及RI，在基站装置中选择与基于该PMI计算的SU-MIMO传输以及ZFMU-MIMO传输的数据速率中高的数据速率对应的传输方式，因此能够根据信道状态适当切换传输方式而进行数据传输，因此能够与信道之间的空间相关的高低无关地提高数据速率。此外，作为反馈信息而反馈PMI，因此能够确保与LTE方式的MIMO系统的兼容性，并且能够与信道之间的空间相关的高低无关地提高数据速率。

附图说明

图1是用于说明SU-MIMO系统中对于发送数据的信号处理的概念图。

图2是用于说明MU-MIMO系统中对于发送数据的信号处理的概念图。

图3是用于说明LTE方式的SU-MIMO系统中的主要的处理内容的概念图。

图4是用于说明LTE方式的MU-MIMO系统中的主要的处理内容的概念图。

图5是用于说明LTE-A方式的ZF MU-MIMO系统中的主要的处理内容的概念图。

图6表示与图5所示的ZF MU-MIMO系统的处理概念图等效的处理概念图。

图7是用于说明本发明的MIMO系统中对于发送数据的信号处理的概念图。

图8是用于说明在本发明的MIMO系统中将反映了信道矩阵的酉矩阵作为预编码矩阵来利用的情况的信号处理的概念图。

图9是本发明的MIMO系统中的移动台装置的功能方框图。

图10是本发明的MIMO系统中的基站装置的功能方框图。

图11是本发明的MIMO系统中的基站装置具有的ZF MU-MIMO调度器的功能方框图。

图12是用于说明在本发明的MIMO系统中得到的数据速率的图。

图13是用于说明在本发明的MIMO系统中得到的数据速率的图。

具体实施方式

在说明本发明的具有基站装置eNode B以及移动台装置UE的MIMO系统之前，说明一般的MIMO系统中对于发送数据（发送信息序列）的信号处理。图1是用于说明SU-MIMO系统中对于发送数据的信号处理的概念图，图2是用于说明MU-MIMO系统中对于发送数据的信号处理的概念图。另外，在以下的说明中，“k”表示移动台装置UE的识别号（UE识别符），“P^1/2”表示发送功率控制矩阵。此外，“G_k”表示对于第k个移动台装置UE的预编码矩阵。此外，“H_k ^H”表示第k个移动台装置UE中的信道矩阵，“W_k ^H”表示对于第k个移动台装置UE的接收滤波器（权重）矩阵。进而，“n_k”表示在传播路径上被附加到第k个移动台装置UE的噪声。

在SU-MIMO系统中，按从上位站装置指示的发送层数的量分配了的发送数据d，在基站装置eNode B中通过发送功率控制矩阵P^1/2控制了发送功率之后，通过预编码矩阵G_k控制（偏移）相位/振幅量。另外，该预编码矩阵G_k基于从移动台装置UE反馈的反馈信息而被选择。相位/振幅偏移后的发送数据d在被变换为无线频带之后，从多个发送天线作为发送信号被送到传播路径即MIMO信道。这时，MIMO信道上的发送数据用信道矩阵H_k ^H表示。在MIMO信道上被附加了噪声n_k的发送信号在被移动台装置UE的多个接收天线接收之后，在滤波处理部（这里为MMSE（最小均方误差）滤波器）中，通过接收滤波器矩阵W_k ^H实施滤波处理从而取得原来的发送数据d。

另一方面，在MU-MIMO系统中也同样，按从上位站装置指示的发送层数的量分配了的发送数据d，在基站装置eNode B中通过发送功率控制矩阵P^1/2控制了发送功率之后，通过预编码矩阵G_k控制（偏移）相位/振幅量。相位/振幅偏移后的发送数据d在被变换为无线频带之后，从多个发送天线作为发送信号被送到传播路径即MIMO信道。这时，MIMO信道上的发送数据分别用信道矩阵H₁ ^H~H_k ^H表示。在MIMO信道上被附加了噪声n₁~n_k的发送信号在被多个移动台装置UE的接收天线接收之后，在滤波处理部（这里为MMSE滤波器）中，通过接收滤波器矩阵W₁ ^H~W_k ^H实施滤波处理从而取得原来的发送数据d₁~d_k。

在这样的SU-MIMO系统以及MU-MIMO系统的移动台装置UE中进行的主要的处理中，作为计算反馈信息的处理，包含进行量化的处理（以下，称为“量化处理”）和计算CQI的处理（以下，称为“CQI计算处理”）。在LTE方式的MIMO系统（SU-MIMO系统、MU-MIMO系统）中的量化处理中，进行预编码向量以及秩的选择。在LTE-A方式的ZF MU-MIMO系统中的量化处理中，进行信道方向（Channel direction）的选择。另一方面，在基站装置eNode B中进行的主要的处理中，作为使用来自移动台装置UE的反馈信息而进行调度的处理，包含为了调度而调整CQI的处理（以下，称为“CQI调整处理”）和计算用于被调度的用户的预编码向量的处理（以下，称为“预编码向量计算处理”）。另外，CQI调整处理在MU-MIMO等中根据需要而进行。

以下，说明LTE方式的SU-MIMO系统、MU-MIMO系统以及LTE-A方式的ZF MU-MIMO系统中的主要的处理的内容。图3以及图4分别是用于说明LTE方式的SU-MIMO系统和MU-MIMO系统中的主要的处理内容的概念图。图5是用于说明LTE-A方式的ZF MIMO-MIMO系统中的主要的处理内容的概念图。另外，为了便于说明，在图4以及图5所示的MU-MIMO系统以及ZF MU-MIMO系统中，示出单一的移动台装置UE。

在图3所示的LTE方式的SU-MIMO系统中，在预编码向量的量化中利用对相应于接收天线数的每个流预先决定了N个预编码矩阵的预编码码本。在移动台装置UE以及基站装置eNode B的双方中保持共同的预编码码本。在LTE方式的SU-MIMO系统的第k个移动台装置UE中，选择最佳的流数（秩数）的同时，对每一个选择最佳的预编码矩阵。最佳的流数作为RI（秩指示符）_k被选择，预编码矩阵作为PMI_k被选择。并且，计算各自的流的CQI。另一方面，在基站装置eNode B中选择成为最大的数据速率的用户。

在图3所示的LTE方式的SU-MIMO系统的移动台装置UE中的量化处理中，通过（式1）计算各个接收信号的接收滤波器矩阵W_L,n，lH。

（式1）

$w_{L,n,l}^H=\frac{w_{L,n,l}^{\′H}}{\left|\right|w_{L,n,l}^{\′H}\left|\right|}$

这里，“L”表示秩数，“n”表示预编码码本的索引，“l”表示发送流的索引（l=1，...,L）。另外，W′_L，n.l ^H通过（式2）获得。

（式2）

$w_{L,n,l}^{\′H}=e_l^T{P}^{1/2}{G^H}_{L,n}{H}_k{(H_k^H{G}_{L,n}{\mathrm{PG}}_{L,n}^H{H}_k+I)}^{-1}$

这里，“e_l”是用于仅提取矩阵的第l列或者第l行的向量分量的向量，“I”表示单位矩阵。

并且，基于上述接收滤波器矩阵W_L，n，l ^H，通过（式3）算出SINR_L,n,l。

（式3）

${\mathrm{SINR}}_{L,n,l}=\frac{\frac{P_{\mathrm{Tx}}}{L}{\left|w_{L,n,l}^H{H}_k^H{G}_{L,n}{e}_l\right|}^2}{1+\frac{P_{\mathrm{Tx}}}{L}{\mathrm{\Σ}}_{l^{\′}\≠1}^L{\left|w_{L,n,l^{\′}}^H{H}_k^H{G}_{L,n}{e}_{l^{\′}}\right|}^2}$

这里，“P_Tx”表示基站装置eNode B的总发送功率。

进而，基于上述SINR_L,n,l，通过（式4）算出将数据速率最大化的RI和PMI的组合。

（式4）

$\{{\mathrm{RI}}_k,{\mathrm{PMI}}_k\}=\underset{1\≤L\≤N_R,1\≤n\≤N}{\arg \max }\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\log (1+{\mathrm{SINR}}_{L,n,l})$

这里，“RI_k”表示第k个移动台装置UE的最佳的秩，“PMI_k”表示第k个移动台装置UE的最佳的PMI。此外，“N_R”表示接收天线数，“N”表示预编码码本的尺寸。

在移动台装置UE中的CQI计算处理中，对于通过（式4）求出的RI_k和PMI_k的组合，通过（式5）算出各个流的CQI的值（CQI_k）。

（式5）

另外，在LTE方式的SU-MIMO系统中，CQI的数目被规定为最大两个，但在本说明书中，为了便于说明，设为是与秩数相同的数目。

这样算出的RI_k、PMI_k以及CQI_k作为反馈信息被发送到基站装置eNodeB。在LTE方式的SU-MIMO系统的基站装置eNode B中，不进行CQI调整处理。在基站装置eNode B的预编码向量计算处理中，基于在反馈信息中包含的RI_k、PMI_k，通过（式6）算出预编码矩阵G，并且通过（式7）算出发送功率控制矩阵P。

（式6）

$G=G_{{\mathrm{RI}}_k,{\mathrm{PMI}}_k}$

(式7)

$P=\frac{P_{\mathrm{Tx}}}{{\mathrm{RI}}_k}I$

LTE方式的MU-MIMO系统相当于施加了对一个移动台装置UE分配一个流的限制的SU-MIMO系统的简单的扩展系统。因此，除去对一个移动台装置UE分配一个流的限制，进行与SU-MIMO系统共同的信号处理。在预编码向量的量化中，利用对相应于接收天线数的每个流预编决定了N个预编码矩阵的预编码码本。在LTE方式的MU-MIMO系统的移动台装置UE中，对一个流（RI_k=1）选择最佳的预编码矩阵，并且计算该流的CQI。另一方面，在基站装置eNode B中，选择成为最大的数据速率的两个用户。另外，在两个用户被调度的情况下，CQI被调整。

在图4所示的LTE方式的MU-MIMO系统的移动台装置UE中的量化处理中，通过（式8）算出SNR_n。

（式8）

${\mathrm{SNR}}_n=P_{\mathrm{Tx}}{\left|\right|H_k^H{g}_n\left|\right|}^2$

这里，“g_n”被定义为如（式9）那样。

（式9）

g_n≡G_1.n

即，g_n被定义为表示秩1的第n个预编码码本索引的预编码矩阵的G_1,n。然后，基于上述SNR_n，通过（式10）算出PMI_k。

（式10）

${\mathrm{PMI}}_k=\underset{1\≤n\≤N}{\arg \max }\log (1+{\mathrm{SNR}}_n)$

在第k个移动台装置UE中的CQI计算处理中，基于通过（式10）求出的PMI_k，通过（式11）算出各个流的CQI的值（CQI_k）。

（式11）

${\mathrm{CQI}}_k={\mathrm{SNR}}_{{\mathrm{PMI}}_k}$

这样算出的RI_k（该情况下，RI_k预先被决定为“1”）、PMI_k以及CQI_k作为反馈信息被发送到基站装置eNode B。在基站装置eNode B的CQI调整处理中，在这样的反馈信息中包含的CQI_k通过（式12）被调整（CQI_k′）。这是因为来自多个（两个）移动台装置UE的CQI_k没有考虑其他移动台装置UE的存在，因此需要将基于它们的多接入干扰在基站装置eNode B中进行估计。

（式12）

${\mathrm{CQI}}_k^{\′}=\frac{{\mathrm{CQI}}_k}{1+f_k\·{\mathrm{CQI}}_k}$

这时，从两个移动台装置UE返回的CQI_k通过（式12）中的“f_k·CQI_k”估计出多接入干扰量。这里，“f_k”表示标量值，它们为0时干扰被忽略。

另外，这里示出通过（式12）求CQI_k′的情况，但也可以根据预先规定的表（一览表）的内容来求CQI_k′。

在基站装置eNode B的预编码向量计算处理中，基于在这样的反馈信息中包含的RI_k、PMI_k，通过（式13）算出预编码矩阵G，并且通过（式14）算出发送功率控制矩阵P。

（式13）

（式14）

$P=\frac{P_{\mathrm{Tx}}}{2}I$

在图5所示的LTE-A方式的ZF MU-MIMO系统中，与LTE方式的MU-MIMO不同，CDI_k代替RI_k、PMI_k作为反馈信息从移动台装置UE被发送到基站装置eNode B。这里，“CDI_k”表示第k个移动台装置UE的CDI（信道方向指示符）。在基站装置eNode B中，基于这样被反馈的CDI_k、CQI_k，对多个移动台装置UE形成不易干扰的发送流（发送束）。

在LTE-A方式的ZF MU-MIMO系统中，在CDI的量化中利用预先规定了N个信道向量的信道码本。在移动台装置UE以及基站装置eNode B的双方中保持共同的信道码本。在LTE-A方式的ZF MU-MIMO系统的移动台装置UE中，选择最佳的信道方向（CDI_k），并且在估计了多接入干扰量的基础上计算CQI。另一方面，在基站装置eNode B中，选择成为最大的发送数据速率的用户。此外，按照所调度的用户数而调整CQI。

图6表示与图5所示的ZF MU-MIMO系统的处理概念图等效的处理概念图。这里，图6所示的“W_k ^HH_k ^H”被定义为有效信道（effective channel）:h(-)k_,eff ^H。

在图6所示的LTE-A方式的ZF MU-MIMO系统的移动台装置UE中的量化处理中，如（式15）所示那样，信道矩阵H_k被分解为酉矩阵Q_k和上三角矩阵R_k。

（式15）

H_k＝Q_kR_k

然后，通过（式16）算出CDI_k，并且通过（式17）算出有效信道h(-)_k,eff ^(Q)。

（式16）

${\mathrm{CDI}}_k=\underset{1\≤l^{\′}\≤N}{\arg \max }\left|\right|Q_k^H{u}_{l^{\′}}\left|\right|$

（式17）

${\stackrel{\‾}{h}}_{k,\mathrm{eff}}^{\left(Q\right)}=u_{{\mathrm{CDI}}_k}$

这里，“u”表示有效信道的量化向量，“l′”表示从信道码本中选择的CDI的索引。即，与通过（式16）求出的CDI_k相应的有效信道的量化向量作为有效信道h(-)_k,eff ^(Q)被求得。

在移动台装置UE的CQI计算处理中，通过（式18）算出CQI_k。

（式18）

${\mathrm{CQI}}_k=\frac{\frac{P_{\mathrm{Tx}}}{N_T}{\left|\right|h_{k,\mathrm{eff}}\left|\right|}^2{\cos }^2{\mathrm{\θ}}_k}{1+\frac{P_{\mathrm{Tx}}}{N_T}{\left|\right|h_{k,\mathrm{eff}}\left|\right|}^2{\sin }^2{\mathrm{\θ}}_k}$

这里，通过（式18）中的右边的分母部分的计算，估计来自量化误差的多接入干扰量。即，在图6所示的ZF MU-MIMO系统中，在移动台装置UE的CQI计算处理中估计多接入干扰量。

这样算出的CDI_k以及CQI_k作为反馈信息被发送到基站装置eNode B。在基站装置eNode B的CQI调整处理中，通过（式19）调整CQI_k′。

（式19）

${\mathrm{CQI}}_k^{\′}={\mathrm{CQI}}_k\frac{N_T}{L{\left|\right|g_k\left|\right|}^2}$

这里，“g_k”表示通过（式21）计算的预编码矩阵G中的第k列的预编码权重向量。

在基站装置eNode B的预编码向量计算处理中，通过（式20）算出实际的信道H_eff ^(Q)，并且基于该实际的信道H_eff ^(Q)，通过（式21）算出预编码矩阵G。进而，通过（式22）算出发送功率控制矩阵p_k。

（式20）

$H_{\mathrm{eff}}^{\left(Q\right)}=\left[\begin{array}{ccc}{\stackrel{\‾}{h}}_{1,\mathrm{eff}}^{\left(Q\right)}& ...& {\stackrel{\‾}{h}}_{L,\mathrm{eff}}^{\left(Q\right)}\end{array}\right]$

（式21）

$G=H_{\mathrm{eff}}^{\left(Q\right)}{\left(H_{\mathrm{eff}}^{{\left(Q\right)}^H}{H}_{\mathrm{eff}}^{\left(Q\right)}\right)}^{-1}$

（式22）

$p_k=\frac{P_{\mathrm{Tx}}}{L{\left|\right|g_k\left|\right|}^2}$

在这样的ZF MU-MIMO系统中，虽然没有确保与LTE方式的MIMO系统的兼容性，但与LTE方式的MU-MIMO系统不同，能够将发送流数设定为3个以上，能够显著提高数据速率。此外，适合信道之间的空间相关高的情况下的数据速率的提高。因此，能够提高信道之间的空间相关高的情况下的数据速率，另一方面，通过与适合信道之间的空间相关低的情况下的数据速率的提高的SU-MIMO进行组合，从而能够与信道之间的空间相关的高低无关地提高数据速率。本发明人们是从这样的观点出发而想到了本发明。

即，本发明的要点在于，将ZF MU-MIMO中的反馈信息（CDI）的内容反映到LTE方式的MIMO系统中的反馈信息（PMI）中，并且动态地切换SU-MIMO和ZF MU-MIMO。由此，能够确保与LTE方式的MIMO系统的兼容性，并且能够与信道之间的空间相关的高低无关地提高数据速率。

以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式。在本发明的MIMO系统中，动态地切换SU-MIMO和ZF MU-MIMO。在以下，为了便于说明，将本发明的MIMO系统称为“复合MIMO系统”。图7是用于说明本发明的复合MIMO系统中的对于发送数据的信号处理的概念图。

在ZF MU-MIMO系统中，由移动台装置UE估计MIMO信道的信道状态，选择对应于该信道状态的CDI从而返回到基站装置eNode B。在基站装置eNode B中，基于该CDI来控制（偏移）对于多个移动台装置UE的发送数据d的相位/振幅量。在本发明的复合MIMO系统中，不是直接反馈与信道状态对应的CDI，而是反馈反映了信道状态的PMI。在基站装置eNode B中，基于该PMI选择预编码矩阵G，控制发送数据d的相位/振幅量。具体地说，在基站装置eNode B中，如图7所示，将MIMO信道的信道矩阵H_k ^H的厄米特转置（H_k）作为预编码矩阵G来利用，控制发送数据d的相位/振幅量作为一个方法来考虑。

在这样将信道矩阵H_k ^H的厄米特转置H_k作为预编码矩阵G来利用的情况下，选择没有考虑流之间的干扰的预编码矩阵G。但是，在SU-MIMO中，流之间的干扰通过移动台装置UE的滤波处理部（MMSE滤波器）被去除。因此，认为即使在本发明的复合MIMO系统中选择没有考虑流之间的干扰的预编码矩阵G的情况下，流之间的干扰也不会对数据速率带来大的影响。

在本发明的复合MIMO系统中，为了确保与LTE方式的MIMO系统的兼容性，作为来自移动台装置UE的反馈信息而发送PMI。从而，为了将信道矩阵H_k ^H的厄米特转置H_k作为预编码矩阵G来利用，需要使信道矩阵H_k ^H的厄米特转置H_k与预编码码本的条目的注册形式一致。即，预编码码本的条目是标准正交，相对于此，信道矩阵H_k ^H一般不会标准正交。因此，为了将信道矩阵H_k ^H的厄米特转置H_k作为预编码矩阵G来利用，需要使没有标准正交的信道矩阵H_k ^H的厄米特转置H_k标准正交。

作为使没有标准正交的信道矩阵H_k ^H的厄米特转置H_k标准正交的方法，例如考虑QR分解处理。在该QR分解处理中，通过将信道矩阵H_k ^H的厄米特转置H_k分解为酉矩阵Q_k和上三角矩阵R_k，能够提取信道矩阵H_k ^H的厄米特转置H_k的酉分量。在该酉矩阵Q_k中，矩阵分量被标准正交，反映着信道矩阵H_k ^H。因此，将通过QR分解处理从信道矩阵H_k ^H的厄米特转置H_k得到的酉矩阵Q_k作为预编码矩阵G来利用，从而能够得到与将信道矩阵H_k ^H的厄米特转置H_k作为预编码矩阵G来利用时实质上相同的作用。

图8是用于说明在本发明的MIMO系统中将反映了信道矩阵H_k ^H的酉矩阵Q_k作为预编码矩阵G来利用的情况下的信号处理的概念图。在图8中示出为了得到反映了信道矩阵H_k ^H的酉矩阵Q_k，将信道矩阵H_k ^HQR分解为酉矩阵Q_k ^H和上三角矩阵R_k ^H，并获得各自的厄米特转置Q_k、R_k的情况下的信号处理。

另外，这里，作为使信道矩阵H_k ^H的厄米特转置H_k标准正交的方法，示出了就利用QR分解处理的情况，但关于该方法不限于QR分解处理，可适当变更。例如，也可利用奇异值分解（SVD（Singular Value Decomposition））处理。即使在这样利用SVD处理的情况下，通过将由SVD处理获得的酉矩阵作为预编码矩阵G来利用，能够得到与将信道矩阵H_k ^H的厄米特转置H_k作为预编码矩阵G来利用时实质上相同的作用。

在本发明的复合MIMO系统的移动台装置UE的量化处理中，需要选择反映了MIMO信道的信道状态的PMI，因此从预编码码本中选择与反映了信道矩阵H_k ^H的酉矩阵Q_k近似的预编码权重。作为选择预编码权重时的处理，例如进行将矩阵间距离（chordal distance）最小化的运算处理（以下，称为“最小矩阵间距离运算处理”）。与酉矩阵Q_k近似的预编码向量（PMI_k,L）通过（式23）计算。

（式23）

${\mathrm{PMI}}_{k,L}=\underset{1\≤n\≤N}{\arg \min }{d}_{\mathrm{chord}}(Q_k(:,1:L),G_{L,n})$

这里，两个矩阵A、B中的矩阵间距离（chordal distance）通过（式24）计算。

（式24）

$d_{\mathrm{chord}}(A,B)=\frac{1}{\sqrt{2}}{\left|\right|{\mathrm{AA}}^H-{\mathrm{BB}}^H\left|\right|}_F$

并且，基于这样算出的预编码向量（PMI_k,L），分别通过（式25）、（式26）计算将数据速率最大化的RI_k、PMI_k。

（式25）

${\mathrm{RI}}_k=\underset{1\≤L\≤N_R}{\arg \max }\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\log (1+{\mathrm{SINR}}_{L,{\mathrm{PMI}}_{k,L},l})$

（式26）

${\mathrm{PMI}}_k={\mathrm{PMI}}_{k,{\mathrm{RI}}_k}$

另外，本发明的复合MIMO系统的移动台装置UE的量化处理中的接收滤波器矩阵W_L，n，l ^H以及SINR_L,n,l与上述的SU-MIMO同样地，通过（式1）~（式3）计算。此外，在CQI计算处理中，对于通过（式25）、（式26）求得的RI和PMI的组合，通过（式5）算出各个流的CQI的值（CQI_k）。这样算出的RI_k、PMI_k以及CQI_k作为反馈信息被发送到基站装置eNode B。

在本发明的复合MIMO系统的基站装置eNode B中，通过进行了SU-MIMO传输的情况下的数据速率与进行了ZF MU-MIMO传输的情况下的数据速率的比较结果，动态地切换SU-MIMO传输和ZF MU-MIMO传输。因此，算出SU-MIMO传输和ZF MU-MIMO传输的两个数据速率，比较双方的数据速率后选择数据速率高的MIMO传输。

在计算SU-MIMO传输的数据速率的情况下，在基站装置eNode B中，与上述的SU-MIMO同样地，不进行CQI调整处理。在预编码向量计算处理中，基于在反馈信息中包含的RI_k、PMI_k，通过（式6）算出预编码矩阵G，并且（式7）算出发送功率控制矩阵P。

并且，在本发明的复合MIMO系统的基站装置eNode B中，接着预编码向量计算处理，进行用于计算SU-MIMO传输中的数据速率的处理（以下，称为“SU-MIMO数据速率计算处理”）。在该SU-MIMO数据速率计算处理中，通过（式27）计算数据速率R_sum ^(SU)。

（式27）

这里，“s^(SU)”表示被调度的用户（移动台装置UE）（以下，称为“调度用户”），通过（式28）选择。

（式28）

$s^{\left(\mathrm{SU}\right)}=\underset{1\≤k\≤K}{\arg \max }\underset{l=1}{\overset{{\mathrm{RI}}_k}{\mathrm{\Σ}}}\log (1+{\mathrm{CQI}}_{k,l})$

另一方面，在计算ZF MU-MIMO传输的数据速率的情况下，在基站装置eNode B中，在CQI调整处理之前，进行将在反馈信息中包含的PMI变换为CDI的处理（以下，称为“CDI变换处理”）。这样将PMI变换为CDI是为了在基站装置eNode B中，基于CDI能够形成对多个移动台装置UE不易干扰的发送流（发送束）。

另外，在本发明的复合MIMO系统中，为了确保与LTE方式的MIMO系统的兼容性，以采用与SU-MIMO相同的反馈方式作为前提，因此不一定会从移动台装置UE反馈假定了秩1的PMI、RI。另一方面，在ZF MU-MIMO系统中，每个移动台UE的秩（RI）在原则上以秩1发送。因此，需要用于利用没有被限定为秩1的PMI和RI而获得用于MU-MIMO的秩1的PMI（CDI）的机制。上述的CDI变换处理相当于用于实现这样的机制的处理。

在该CDI变换处理中，首先，通过（式29）、（式30）从各个流中选择CQI最大的流，并将对应于该流的预编码向量（预编码矩阵G_k的第l行的分量）定义为有效信道。由此，能够从被反馈的PMI中选择最接近信道状态（信道矩阵H_k ^H）的PMI。

（式29）

${\stackrel{\‾}{h}}_{k,\mathrm{eff}}^{\left(Q\right)}=G_k(:,l)$

（式30）

$l=\underset{l^{\′}=1,...,{\mathrm{RI}}_k}{\arg \max }{\mathrm{CQI}}_{k,l^{\′}}$

接着，在CDI变换处理中，从假定SU-MIMO的秩RI_k而反馈的CQI_k中，通过（式31）来校正在ZF MU-MIMO中每个移动台装置UE以秩1发送时产生的CQI的误差。

（式31）

CQI′_k＝CQI_k，l·RI_k

在（式31）中，通过对SU-MIMO用的CQI（CQI_k，l）乘以反馈的秩数（RI_k），从而算出ZF MU-MIMO用的CQI（CQI_k′）。由此，近似地算出ZF MU-MIMO传输时的CQI。

另外，在这里说明了通过对SU-MIMO用的CQI（CQI_k,l）乘以反馈的秩数（RI_k）而算出ZF MU-MIMO用的CQI（CQI_k′）的情况，但关于ZF MU-MIMO用的CQI（CQI_k′）的计算方法，不限于此，可适当变更。

在基站装置eNode B的CQI调整处理中，根据秩数L（流数）和接收天线数N_R的关系来调整通过（式31）获得的CQI′。这样调整CQI′是因为在动态地切换SU-MIMO和ZF MU-MIMO的复合MIMO系统中，CQI′对数据速率的计算带来极大的影响。具体地说，通过（式32）来调整CQI′，从而算出CQI″。另外，在（式32）中，“θ_max”被设定为5°。

（式32）

${\mathrm{CQI}}_k^{\′\′}=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{CQI}}_k^{\′}& L\≤N_R\\ \frac{N_T{\mathrm{CQI}}_k^{\′}{\cos }^2({\mathrm{\θ}}_{\max }/2)}{N_T{(2-\cos ({\mathrm{\θ}}_{\max }/2))}^2+{\mathrm{CQI}}_k^{\′}{\sin }^2({\mathrm{\θ}}_{\max }/2)}& L>N_R\end{array}\right.$

在（式32）中，在秩数L小于接收天线数N_R的情况下维持CQI′而不调整，另一方面，只有在秩数L大于接收天线数N_R的情况下才调整CQI′。这样调整CQI′是因为考虑到当秩数L小于接收天线数N_R的情况下能够通过移动台装置UE的MMSE滤波器来去除干扰，另一方面，当秩数L大于接收天线数N_R的情况下难以通过MMSE滤波器来去除干扰。通过这样调整CQI′，即使在秩数L大于接收天线数N_R的情况下，能够进行考虑了因无法通过MMSE滤波器完全去除流之间的干扰而导致的影响的更加现实的估计。

在基站装置eNode B的预编码向量计算处理中，与上述的ZF MU-MIMO同样地，通过（式20）计算实际的信道H_eff ^(Q)，并且通过（式21）计算预编码矩阵G。进而，通过（式22）计算发送电量控制矩阵P的对角分量p_k。

在本发明的复合MIMO系统的基站装置eNode B中，接着预编码向量计算处理，进行用于算出ZF MU-MIMO传输中的数据速率R_sum ^(MU)的处理（以下，称为“ZF MU-MIMO数据速率计算处理”）。在该ZF MU-MIMO数据速率计算处理中，基于通过（式32）调整的CQI″，通过（式33）算出各个发送流的数据速率R_k。

（式33）

$R_k=\log (1+\frac{{\mathrm{CQI}}_k^{\′\′}}{L{\left|{|g}_k\right||}^2})$

ZF MU-MIMO传输中的数据速率R_sum ^(MU)是通过这样算出的各个流的数据速率R_k的总和而算出。

另外，在计算数据速率R_sum ^(MU)时，在基站装置eNode B中，根据秩数L（流数）和接收天线数N_R的关系来调整数据速率R_k。这样调整数据速率R_k的原因如在CQI调整处理中说明的那样，是因为考虑到当秩数L大于接收天线数N_R的情况下难以通过MMSE滤波器来去除干扰，会对数据速率R_k的计算结果带来影响。通过这样调整数据速率R_k，即使在秩数L大于接收天线数N_R的情况下也能够得到适合的数据速率R_k。这样的数据速率R_k的调整通过（式34）进行。

（式34）

$R_k^{\′}=\left\{\begin{array}{cc}{R}_k& L\≤N_R\\ c_k\·R_k& L>N_R\end{array}\right.$

这里，“R_k”表示调整后的数据速率R_k。在（式34）中，在秩数L小于接收天线数N_R的情况下维持数据速率R_k而不调整，另一方面，只有在秩数L大于接收天线数N_R的情况下才通过速率调整值C_k来调整数据速率R_k。

这，通过（式35）计算速率调整值C_k。

（式35）

c_k＝f(|r_Tx，k|，CQI_k，L-N_R)

即，速率调整值C_k是通过发送天线之间的空间相关、CQI_k、超过接收天线数N_R的流数的函数来计算。另外，这些函数例如通过仿真实绩来求出，并作为查找表准备。通过这样根据基于仿真实绩的表（中所规定的速率调整值C_k）来调整数据速率R_k，从而能够获得反映了MIMO信道中的信道状态的数据速率R_k。

另外，这里示出了通过发送天线之间的空间相关、CQI_k、秩数L与接收天线数N_R之差的函数来计算速率调整值C_k的情况，但关于速率调整值C_k的计算方法，不限于此，可适当变更。例如，也可以作为考虑了所使用的预编码码本、系统中的用户的总数或发送天线以及接收天线的总数的函数而计算。

并且，在基站装置eNode B中进行以下处理，即比较通过SU-MIMO数据速率计算处理获得的数据速率R_sum ^(SU)和通过ZF MU-MIMO数据速率计算处理获得的数据速率R_sum ^(MU)，从而选择数据速率更高的MIMO传输的处理（以下，称为“传输方式选择处理”）。通过该传输方式选择处理，在SU-MIMO传输和ZF MU-MIMO传输之间选择能够实现更高的数据速率的MIMO传输，因此能够与信道之间的空间相关的高低无关地提高数据速率。

下面，说明本发明的复合MIMO系统中的移动台装置UE以及基站装置eNode B的实施例。图9是本发明的复合MIMO系统中的移动台装置UE的功能方框图。图10是本发明的复合MIMO系统中的基站装置eNode B的功能方框图。另外，图11是本发明的复合MIMO系统中的基站装置eNode B具有的ZF MU-MIMO调度器的功能方框图。另外，在图9~图11中，为了便于说明，仅示出了与本发明有关的功能块。

如图9所示，在移动台装置UE中，信道矩阵H_k ^H的厄米特转置H_k被输入到QR分解部11以及SINR计算部13。QR分解部11对该厄米特转置H_k实施QR分解处理，得到反映了信道矩阵H_k ^H的酉矩阵Q_k。在该QR分解部11进行的QR分解处理中，被设计为通过其算法使得上三角矩阵R_k按降序排列。这样设计使得上三角矩阵R_k的对角分量按降序排列是为了在与各自的秩对应的PMI选择部12中，能够根据秩数而选择适合的向量。更具体地说，在上述的（式23）中，由于对于秩L选择最初的L列，因此通过上三角矩阵R_k的对角分量按降序排列，从而酉矩阵Q_k的列向量从左起依次具有重要度。通过QR分解处理所得到的酉矩阵Q_k被输入到与各个秩对应的PMI选择部12（秩1PMI选择部12~秩N_RPMI选择部12）。

与各个秩对应的PMI选择部12（秩1PMI选择部12~秩N_RPMI选择部12）作为选择部件的一部分发挥作用，选择与反映了信道矩阵H_k ^H的酉矩阵Q_k近似的预编码权重（PMI）。具体地说，PMI选择部12通过（式23）计算PMI₁~PMI_NR。这时，在各个PMI选择部12中，取得预编码码本16所规定的与各个秩的各个索引对应的预编码权重，并选择与其对应的PMI。所选择的PMI₁~PMI_NR被输入到SINR计算部13。

SINR计算部13作为CQI的计算部件发挥作用，通过（式3）计算与选择的PMI₁~PMI_NR对应的各个SINR_L,n,l。这时，在各个SINR计算部13中，取得预编码码本16所规定的与各个秩的各个索引对应的预编码权重，并计算与其对应的SINR_L，n，l。算出的SINR_L,n,l被输入到数据速率计算部14以及秩选择部15。这时，在各自的数据速率计算部14中，算出与秩数相应的SINR_L,n,l，并输入到数据速率计算部14。例如，接收了PMI₁的SINR计算部13算出一个SINR，接收了PMI_NR的SINR计算部13算出N_R个SINR。

数据速率计算部14基于所输入的SINR，通过（式36）算出各个秩的数据速率。并且，算出的各个秩的数据速率R₁～R_NR被输入到秩选择部15。

（式36）

$R_L=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\log (1+{\mathrm{SINR}}_{L,{\mathrm{PMI}}_{k,L},l})$

秩选择部15作为选择部件的一部分发挥作用，基于从数据速率计算部14输入的各个秩的数据速率R₁~R_NR、从SINR计算部13作为CQI而输入的SINR_L,n,l，通过（式37）选择数据速率最高的秩（RI_k）。

（式37）

${\mathrm{RI}}_k=\underset{1\≤L\≤N_R}{\arg \max }{R}_L$

此外，秩选择部15通过（式26）选择PMI_k，并且通过（式5）算出CQI_k。由此，决定数据速率最高的秩（RI_k）和与其对应的PMI_k以及CQI_k。并且，这样决定的RI_k、PMI_k以及CQI_k经由不图示的反馈部件作为反馈信息被发送到基站装置eNode B。

如图10所示，在基站装置eNode B中具备作为第1调度器发挥作用的SU-MIMO传输用的调度器（以下，称为“SU-MIMO调度器”）21和作为第2调度器发挥作用的ZF MU-MIMO传输用的调度器（以下，称为“ZFMU-MIMO调度器”）22。在SU-MIMO调度器21以及ZF MU-MIMO调度器22中被输入在各个移动台装置UE中决定的RI₁、PMI₁以及CQI₁~RI_k、PMI_k以及CQI_k。

SU-MIMO调度器21通过（式27）计算在进行SU-MIMO传输的情况下最高的数据速率R_sum ^(SU)。进而，SU-MIMO调度器21通过（式28）选择该情况下的调度用户s^(SU)，通过（式6）、（式7）计算预编码矩阵G、发送功率控制矩阵P。这些数据速率R_sum ^(SU)、调度用户s^(SU)、预编码矩阵G以及发送功率控制矩阵P被输出到MIMO传输选择部23。

ZF MU-MIMO调度器22通过由（式33）算出的各个流的数据速率R_k的总和来计算在进行ZF MU-MIMO传输的情况下最高的数据速率R_sum ^(MU)。此外，ZF MU-MIMO调度器22选择该情况下的调度用户s_L ^(MU)。另外，在ZF MU-MIMO传输中的调度用户s_L ^(MU)的选择上可以选择任意的搜索方法，例如利用穷举式的搜索方法（exhaustive search）、3GPP的R1-062483中规定的Greedy算法等。进而，ZF MU-MIMO调度器22通过（式20）、（式21）算出预编码矩阵G，并且基于通过（式22）算出的发送功率控制矩阵pk，通过（式38）算出发送功率控制矩阵P。

（式38）

P＝diag(p₁，...，p_L)

这些数据速率R_sum ^(MU)、调度用户s_L ^(MU)、预编码矩阵G以及发送功率控制矩阵P被输出到MIMO传输选择部23。

MIMO传输选择部23作为传输方式选择部件发挥作用，比较从SU-MIMO调度器21输入的数据速率R_sum ^(SU)和从ZF MU-MIMO调度器22输入的数据速率R_sum ^(MU)，选择数据速率高的MIMO传输方式。并且，通过选择的MIMO传输方式，对最终选择的调度用户{s₁,...，s_L}，利用与这些调度用户{s₁，...,s_L}对应的预编码矩阵G以及发送功率控制矩阵P进行数据发送。

在基站装置eNode B具有的ZF MU-MIMO调度器22中，如图11所示，在移动台UE中决定的RI_k1、PMI_k1以及CQI_k1~RI_kL、PMI_kL以及CQI_kL被输入到与各自的秩对应的CDI变换部221。此外，在移动台UE中决定的CQI_k1~CQI_kL还被输入到与各自的秩对应的数据速率调整部225。

各个CDI变换部221作为变换部件发挥作用，为了将从移动台装置UE接收的PMI_k1,…,PMI_kL分别变换为CDI，进行（式29）、（式30）的运算处理。这里，通过（式29）而被定义为有效信道h(-)_k,eff ^(Q)的预编码矩阵G_k的第l列的分量作为相当于CDI的信息而求出。此外，在各个CDI变换部221中，为了从假定SU-MIMO的秩RI_k而反馈的CQI_k中，校正在ZF MU-MIMO中每个移动台装置UE以秩1发送时产生的CQI的误差，通过（式31）计算CQI′。这样算出的CQI′_k1~CQI′_kL被输出到CQI调整部222，有效信道h(-)_k1,eff ^(Q)~h(-)_kL,eff ^(Q)被输出到ZF滤波器计算部223。

CQI调整部222作为CQI的调整部件发挥作用，根据秩数L（流数）和接收天线数N_R的关系，通过（式32）调整从各个CDI变换部221输入的CQI′_k1~CQI′_kL。由此，在秩数L小于接收天线数N_R的情况下不调整CQI′_k1~CQI′_kL。另一方面，在秩数L大于接收天线数N_R的情况下调整CQI′_k1~CQI′_kL。前者的情况下，求出与CQI′_k1~CQI′_kL相同的CQI″_k1~CQI″_kL，在后者的情况下，求出CQI′_k1~CQI′_kL被调整后的CQI″_k1~CQI″_kL。

ZF滤波器计算部223作为预编码矩阵的选择部件发挥作用，基于从各个CDI变换部221输入的有效信道h(-)_k1，eff ^(Q)~h(-)_kL,eff ^(Q)，通过（式20）算出实际的信道H_eff ^(Q)。并且，基于该实际的信道H_eff ^(Q)，通过（式21）算出预编码矩阵G。进而，基于根据有效信道h(-)_k,eff ^(Q)求出的预编码权重g_k，通过（式22）算出发送功率控制矩阵的对角分量p₁～p_k，并且基于该发送功率控制矩阵的对角分量p₁～p_k，通过（式38）算出发送功率控制矩阵P。这样算出的预编码矩阵G以及发送功率控制矩阵P被输出到MIMO传输选择部23。

各个数据速率计算部224作为数据速率的计算部件发挥作用，基于从CQI调整部222输入的CQI″_k1~CQI″_kL、从ZF滤波器计算部223提供的预编码权重g_k，通过（式33）算出各个发送流的数据速率R_k1~R_kL。这样算出的数据速率R_k1~R_kL被输出到数据速率调整部225。

各个数据速率调整部225作为数据速率的调整部件发挥作用，根据秩数L（流数）和接收天线数N_R的关系，通过（式34）调整从各个数据速率计算部224输入的数据速率R_k1~R_kL。由此，在秩数L小于接收天线数N_R的情况下不调整数据速率R_k1~R_kL。另一方面，在秩数L大于接收天线数N_R的情况下调整数据速率R_k1~R_kL。前者的情况下，求出与数据速率R_k1~R_kL相同的数据速率R′_k1~R′_kL，在后者的情况下，求出数据速率R_k1~R_kL被调整的数据速率R′_k1~R′_kL。

另外，在各个数据速率调整部225中，基于所输入的CQI_k1~CQI_kL，通过（式35）算出速率调整值C_k。在秩数L大于接收天线数N_R的情况下，基于这样算出的速率调整值C_k，算出数据速率R′_k1~R′_kL。分别算出的数据速率R′_k1~R′_kL被输入到加法器226，作为它们的总和而算出数据速率R_sum ^(MU)。这样算出的数据速率R_sum ^(MU)被输出到MIMO传输选择部23。在MIMO传输选择部23中，如上所述那样，基于该数据速率R_sum ^(MU)和数据速率R_sum ^(SU)选择MIMO传输方式。

下面，关于在本发明的复合MIMO系统中得到的数据速率，在与LTE方式中的SU-MIMO、MU-MIMO以及LTE-A方式中的ZF MU-MIMO的数据速率的比较中进行说明。图12以及图13分别是用于说明在本发明的复合MIMO系统（混合MIMO系统）中得到的数据速率的图。另外，在图13中，为了便于说明，省略了MU-MIMO的数据速率。

在图12中示出了基站装置eNode B中的天线（发送天线）数、移动台装置UE中的天线（接收天线）数分别是4条、2条的情况。另一方面，在图13中示出了基站装置eNode B中的天线（发送天线）数、移动台装置UE中的天线（接收天线）数分别是8条、2条的情况。在图12（a）、图13（a）中，分别示出了假定空间相关不存在的情况下的数据速率，在图12（b）、图13（b）中示出了空间相关高的情况下的数据速率。

如图12（a）所示，在假定空间相关不存在的环境中，在SNR的大致全部范围内，SU-MIMO的数据速率以最高的速率在发展。MU-MIMO的数据速率以低于SU-MIMO的数据速率在发展。在ZF MU-MIMO中，在SNR低的范围内，虽然能够确保与SU-MIMO同等的数据速率，但数据速率随着SNR变高而劣化。相对于此，在本发明的复合MIMO系统的数据速率中，虽然不及SU-MIMO，但以略低于SU-MIMO且高于MU-MIMO的速率在发展。

另一方面，如图12（b）所示，在空间相关高的环境中，在SNR的大致全部范围内，ZF MU-MIMO的数据速率以最高的速率在发展。MU-MIMO的数据速率以大幅低于ZF MU-MIMO的速率在发展。SU-MIMO的数据速率以比MU-MIMO还要低的速率在发展。相对于此，在本发明的复合MIMO系统的数据速率中，虽然不及ZF MU-MIMO，但以比MU-MIMO改善的高速率在发展。

如图13（a）、（b）所示，在基站装置eNode B中的天线数、移动台装置UE中的天线数分别是8条、2条的情况下数据速率的发展中，也可得到与图12（a）、（b）所示的发展大致同样的结果。根据这些数据速率的发展可知，在本发明的复合MIMO系统中，在假定为空间相关不存在的环境以及空间相关高的环境中的任一个中，都能够得到相对高的数据速率的发展。其结果，能够与MIMO信道之间的空间相关的高低无关地提高数据速率。

在以上说明的本发明的复合MIMO系统中，从移动台装置UE反馈反映了传播路径特性（信道状态）的PMI以及RI，并且选择与在基站装置eNodeB中基于该PMI而计算的SU-MIMO传输以及ZF MU-MIMO传输的数据速率中高的数据速率对应的传输方式。由此，能够根据信道状态适当切换传输方式而进行数据传输，因此能够与信道之间的空间相关的高低无关地提高数据速率。

尤其，在本发明的复合MIMO系统中，作为反馈信息，从移动台装置UE反馈PMI，因此能够确保与LTE方式的MIMO系统的兼容性，并且能够与信道之间的空间相关的高低无关地提高数据速率。

以上，利用上述实施方式详细说明了本发明，但对于本领域技术人员而言，清楚本发明不限于在本说明书中说明的实施方式。本发明能够作为修正以及变更方式实施而不脱离由权利要求书的记载所规定的本发明的宗旨以及范围。因此，本说明书的记载以例示说明为目的，对本发明不具有任何限制性的意义。

例如，在上述实施方式中说明了在CDI变换处理中，通过（式29）、（式30）从各个流中选择CQI最大的流，并将对应于该流的一个预编码向量（预编码矩阵Gk的第l行的分量）定义为有效信道的情况。但是，关于在CDI变换处理中定义的有效信道的内容，不限于此，可适当变更。例如，也可以不从各个流中选择CQI最大的流，而是将对与多个流对应的多个预编码向量进行了线性合成后的向量定义为有效信道。

本申请基于2009年11月30日申请的特愿2009-272443。其内容都包含于此。

Claims (12)

1.一种移动台装置，用于MIMO系统，该MIMO系统中基于来自移动台装置的反馈信息在基站装置切换SU-MIMO传输和ZF MU-MIMO传输从而进行数据传输，其特征在于，该移动台装置包括：

选择部件，选择与表示传播路径特性的信道矩阵的厄米特转置对应的PMI以及RI；计算部件，根据所述PMI计算CQI；以及反馈部件，将所述PMI、RI以及CQI作为所述反馈信息反馈到基站装置，

由所述反馈部件反馈的所述PMI被用来在所述基站装置中切换SU-MIMO传输和ZF MU-MIMO传输而进行数据传输。

2.如权利要求1所述的移动台装置，其特征在于，

所述选择部件选择对应于从所述信道矩阵的厄米特转置通过QR分解而得到的酉矩阵与所述PMI所关联的预编码矩阵的矩阵间距离最小的预编码矩阵的所述PMI。

3.如权利要求1所述的移动台装置，其特征在于，

所述选择部件选择对应于从所述信道矩阵的厄米特转置通过奇异值分解而得到的酉矩阵与所述PMI所关联的预编码矩阵的矩阵间距离最小的预编码矩阵的所述PMI。

4.一种基站装置，用于MIMO系统，该MIMO系统中基于来自移动台装置的反馈信息在基站装置切换SU-MIMO传输和ZF MU-MIMO传输从而进行数据传输，其特征在于，该基站装置包括：

第1调度器，基于从移动台装置反馈的、与表示传播路径特性的信道矩阵的厄米特转置对应的PMI，计算进行SU-MIMO传输的情况下的第1数据速率；第2调度器，基于所述PMI计算进行ZF MU-MIMO传输的情况下的第2数据速率；以及传输方式选择部件，选择与所述第1数据速率、第2数据速率中高的数据速率对应的传输方式。

5.如权利要求4所述的基站装置，其特征在于，

所述第2调度器包括：变换部件，将所述PMI变换为CDI；选择部件，基于所述CDI选择预编码矩阵；CQI调整部件，调整从移动台装置反馈的CQI；计算部件，基于通过所述选择部件选择的预编码矩阵和通过所述CQI调整部件调整的所述CQI，计算数据速率；以及数据速率调整部件，调整通过所述计算部件计算的数据速率。

6.如权利要求5所述的基站装置，其特征在于，

所述CQI调整部件基于发送流数和移动台装置中的天线数来调整所述CQI。

7.如权利要求6所述的基站装置，其特征在于，

所述CQI调整部件在发送流数为移动台装置中的天线数以下的情况下维持所述CQI而不调整，另一方面，在发送流数超过移动台装置中的天线数的情况下调整所述CQI。

8.如权利要求5所述的基站装置，其特征在于，

所述数据速率调整部件基于发送流数和移动台装置中的天线数来调整所述数据速率。

9.如权利要求8所述的基站装置，其特征在于，

所述数据速率调整部件在发送流数为移动台装置中的天线数以下的情况下维持所述数据速率而不调整，另一方面，在发送流数超过移动台装置中的天线数的情况下调整所述数据速率。

10.如权利要求9所述的基站装置，其特征在于，

所述数据速率调整部件根据基于仿真实绩的表来调整所述数据速率，其中，该仿真以基站装置的天线之间的空间相关、从移动台装置反馈的CQI、以及超过移动台装置的天线数的流数作为参数。

11.一种MIMO系统，基于来自移动台装置的反馈信息在基站装置切换SU-MIMO传输和ZF MU-MIMO传输从而进行数据传输，其特征在于，包括：

移动台装置，选择与表示传播路径特性的信道矩阵的厄米特转置对应的PMI以及RI，根据所述PMI计算CQI，并将所述PMI、RI以及CQI作为所述反馈信息反馈到基站装置；以及

基站装置，基于从移动台装置反馈的PMI计算进行SU-MIMO传输的情况下的第1数据速率以及进行ZF MU-MIMO传输的情况下的第2数据速率，选择与所述第1数据速率、第2数据速率中高的数据速率对应的传输方式。

12.一种数据传输方法，基于来自移动台装置的反馈信息在基站装置切换SU-MIMO传输和ZF MU-MIMO传输从而进行数据传输，其特征在于，

在移动台装置中包括以下步骤：选择与表示传播路径特性的信道矩阵的厄米特转置对应的PMI以及RI的步骤；根据所述PMI计算CQI的步骤；以及将所述PMI、RI以及CQI作为所述反馈信息反馈到基站装置的步骤，

在基站装置中包括以下步骤：基于从移动台装置反馈的PMI计算进行SU-MIMO传输的情况下的第1数据速率的步骤；基于所述PMI计算进行ZFMU-MIMO传输的情况下的第2数据速率的步骤；以及选择与所述第1数据速率、第2数据速率中高的数据速率对应的传输方式的步骤。