CN102611289B - 一种瞬时谐波估算及补偿型单相逆变电源及其控制方法 - Google Patents

Abstract

一种瞬时谐波估算及补偿型单相逆变电源及其控制方法，该单相逆变电源，包括：全桥逆变电路、滤波电路、输出电压采样电路、输出电流采样电路、SPWM驱动信号电平转换电路、IGBT驱动电路、显示电路、按键电路、DSP、FPGA和电源电路。能够稳定、准确地实现直流电的逆变、输出电压、输出电流的采样和SPWM控制信号的驱动，同时DSP与FPGA的配合使用，能够高效、快速的实现控制算法。本发明方法采用基于D-Q模型的基波跟踪控制保证输出波形峰值和相位的稳态精度具有良好动态响应；采用前馈补偿和反馈补偿能够有效的降低输出电压中的总谐波畸变率及外部噪声干扰，输出电压的波形得到良好的控制。

Description

一种瞬时谐波估算及补偿型单相逆变电源及其控制方法

技术领域

本发明属于电力电子功率变换技术领域，具体涉及一种瞬时谐波估算及补偿型单相逆变电源及其控制方法。

背景技术

现代逆变技术已被广泛的用于工业和民用领域中的各种功率变换系统和装置中，其中，单相逆变电源广泛用于办公自动化、医药、通讯及国防等方面。随着逆变技术的发展与应用，对单相逆变器电源提出了更高的要求，在很多场合都要求逆变器的输出电压波形精确地跟踪给定信号，且具有快速的动态响应。

针对这些问题，目前有很多控制方案，如数字PID控制、多环反馈加前馈控制、无差拍控制、重复控制、滑模变结构、模糊控制以及神经网络控制等等。数字PID控制可以使控制过程快速、准确、平稳，具有良好的控制效果，但是，在采样频率不够高的情况下，系统的采样量化误差会降低算法的分辨率，使得PID调节器的控制精度变差。无差拍控制在理想状态下，输出能够很好地跟踪给定，波形畸变率很小，但是，对系统参数的变化反应灵敏，系统的鲁棒性差。重复控制专门克服死区、非线性负载引起的输出波形周期性畸变，但是控制实时性差，动态响应速度慢。此外还有滑模变结构控制，模糊控制，神经网络控制等，每一种控制方法都有其特长，但都在某些方面存在某些缺点。因此，各种控制方法互相结合，优势互补，结合成复合的控制方案是一种必然的发展趋势。

发明内容

针对逆变电源带非线性负载(如整流器)时，由于滤波电感上的谐波电流造成的负载电压波形的失真问题，本发明提供一种瞬时谐波估算及补偿型单相逆变装置及其控制方法，有效减小单相逆变器输出电压的谐波。

一种瞬时谐波估算及补偿型单相逆变电源，包括：全桥逆变电路、滤波电路、输出电压采样电路、输出电流采样电路、SPWM驱动信号电平转换电路、IGBT驱动电路、显示电路、按键电路、DSP、FPGA和电源电路。

所述全桥逆变电路包括一个直流侧滤波电容和四个全控型开关器件IGBT，如图1所示，四个IGBTg₁、g₂、g₃、g₄中，g₁和g₄构成一个桥臂，g₂和g₃构成一个桥臂，g₁和g₃同时通、断，g₂和g₄同时通、断。全桥逆变电路的作用是四个IGBT在SPWM调制技术的控制下将外部输入的直流电U_d(如光伏电池发出的直流电、整流器输出的直流电等等)逆变成某一频率或可变频率的交流电供给负载。

所述滤波电路为低通滤波电路，频率较低的基波可以通过低通滤波电路且幅值没有衰减，频率较高的谐波经过低通滤波电路后幅值会大幅衰减。

所述输出电压采样电路包括变压器、比例放大电路、电压信号抬升电路和限幅电路，变压器的输出端经分压电阻后与比例放大器的输入端相连，比例放大器的输出端与电压信号抬升电路的输入端相连，电压信号抬升电路的输出端连接限幅电路，该限幅电路输出端作为输出电压采样电路的输出端与DSP的AD转换引脚相连。

所述输出电流采样电路包括霍尔电流传感器、电流信号抬升电路和限幅电路，霍尔电流传感器的输出端经过并联电阻与电压信号抬升电路输入端相连，电压信号抬升电路输出端连接限幅电路，该限幅电路输出端作为输出电流采样电路的输出端与DSP的AD转换引脚相连。

所述SPWM驱动信号电平转换电路的输入端与DSP的PWM端口相连，将DSP产生的SPWM信号转换为符合IGBT驱动电路需要的电平信号。

所述IGBT驱动电路选用两个现有技术中的驱动板，每块驱动板驱动全桥逆变电路桥臂上的两个IGBT；

所述显示电路的控制端口与DSP的GPIO端口相连。

所述按键电路包括9个四角按键，9个四角按键与DSP的GPIO端口相连，组成九路独立键盘，低电平有效。按键功能分别为复位键、运行键、停止键、确定键、返回键、右键、左键、上键和下键，操作人员可以通过此按键电路与显示电路配合，查看、设置单相逆变电源的各个参数。

所述DSP与FPGA之间采用串行外围设备接口(SPI)进行通信，DSP的SPI引脚与FPGA相应的IO引脚相连。

所述电源电路为DSP和FPGA提供所需电源，包括5V转3.3V电路、5V转1.8V电路、5V转2.5V电路和5V转1.2V电路；5V转3.3V电路是将外部输入+5V电压转换稳定的+3.3V模拟电源和数字电源输出，为减小模拟电源与数字电源之间的干扰，采用滤波电感进行隔离；5V转1.8V电路是将外部输入+5V电压转换为稳定的+1.8V模拟电源和数字电源输出；5V转2.5V电路是将外部输入+5V电压转换为稳定的+2.5V数字电源输出；5V转1.2V电路是将外部输入+5V电压根据R31与R32的比例转换为稳定的+1.2V数字电源输出。

采用上述单相逆变电源进行瞬时谐波估算及补偿的控制方法，具体步骤如下：

步骤1：对单相逆变电源的输出电压和输出电流进行采样，送至DSP中的AD模块，AD模块对输入的模拟信号离散化转化为数字量；

DSP的AD模块的采样周期为T，则第k(k＝0，1，2，……，∞)个采样周期T时刻的输出电压采样值为V(kT)、输出电流采样值为I(kT)。

步骤2：：DSP通过SPI将电压采样值V(kT)、输出电流采样值I(kT)发送给FPGA。

步骤3：采用瞬时谐波估算法建立复合观测器，分别对电压采样值V(kT)、输出电流采样值I(kT)中的直流分量、基波分量、各次谐波分量进行估算。

瞬时谐波估算法是利用复合观测器从周期信号(V(kT)或I(kT))中在线估算各次谐波。

首先假设周期信号为y(kT)，y(kT)可以看作是直流信号y₀(kT)和角频率为mω(ω为基波角频率，谐波次数m＝1，2，L，N)的正弦信号y_m(kT)之和的模型，这些分量可以写成一个N+1维的空间向量y(kT)＝[y₀(kT)，y₁(kT)，y₂(kT)，...，y_m(kT)，...，y_N(kT)]，即

$y\left(\mathrm{kT}\right)=\underset{m=0}{\overset{m=N}{\mathrm{\Σ}}}{y}_m\left(\mathrm{kT}\right)---\left(1\right)$

假设周期信号中有N+1状态向量x(kT]＝[x₀(kT)，x₁(kT)，x₂(kT)，...x_m(kT)，...x_NkT)]，

可以用如下状态方程描述此周期信号：

$\left\{\begin{array}{c}x\left((k+1)T\right)=\mathrm{Ax}\left(\mathrm{kT}\right)\\ y\left(\mathrm{kT}\right)=\mathrm{Cx}\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right.----\left(2\right)$

其中状态转移矩阵 $A=\left[\begin{array}{ccccccc}{A}_0& 0& 0& -& 0& -& 0\\ 0& A_1& 0& -& 0& -& 0\\ 0& 0& A_2& -& 0& -& 0\\ -& -& -& -& -& -& -\\ 0& 0& 0& -& A_m& -& 0\\ -& -& -& -& -& -& -\\ 0& 0& 0& -& 0& -& A_N\end{array}\right],$ 输出矩阵C＝[1 1 0 1 0--1 0]。

当m＝0时，式(2)中的第0个子块的状态方程为

$\left\{\begin{array}{c}{x}_0\left((k+1)T\right)=A_0{x}_0\left(\mathrm{kT}\right)\\ y_0\left(\mathrm{kT}\right)=C_0{x}_0\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right.----\left(3\right)$

其中状态转移矩阵A₀＝1，输出矩阵C₀＝1。

当m＞0时，式(2)中的第m个子块的状态向量 $x_m\left(\mathrm{kT}\right)=\left[\begin{array}{c}{x}_{m1}\left(\mathrm{kT}\right)\\ x_{m2}\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right],$ 输出向量y_m(kT)＝x_m1(kT)，状态方程为

$\left\{\begin{array}{c}{x}_m\left((k+1)T\right)=A_m{x}_m\left(\mathrm{kT}\right)\\ y_m\left(\mathrm{kT}\right)=C_m{x}_m\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right.----\left(4\right)$

其中状态转移矩阵 $A_m=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\α}}_m& {\mathrm{\α}}_m-1\\ {\mathrm{\α}}_m+1& {\mathrm{\α}}_m\end{array}\right],$ 中间变量α_m＝cos(mωT)，输出矩阵C_m＝[1 0]。

复合观测器是一个闭环系统，这个系统有一个开环部分是由N个单一观测器以并列方式组成的，一个单一观测器对应一次谐波。状态向量 $\hat{x}\left(\mathrm{kT}\right)=[{\hat{x}}_0\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{x}}_1\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{x}}_2\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{x}}_m\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{x}}_N\left(\mathrm{kT}\right)]$ 是x(kT)的估计量，输出向量 $\hat{y}\left(\mathrm{kT}\right)=[{\hat{y}}_0\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{y}}_1\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{y}}_2\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{y}}_m\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{y}}_N\left(\mathrm{kT}\right)]$ 是y(kT)的估计量，误差向量

复合状态观测器的状态方程为：

$\left\{\begin{array}{c}\hat{x}\left((k+1)T\right)=F\hat{x}\left(\mathrm{kT}\right)+\mathrm{De}\left(\mathrm{kT}\right)\\ \hat{y}\left(\mathrm{kT}\right)=G\hat{x}\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right.---\left(5\right)$

其中状态转移矩阵 $F=\left[\begin{array}{ccccccc}{F}_0& 0& 0& -& 0& -& 0\\ 0& F_1& 0& -& 0& -& 0\\ 0& 0& F_2& -& 0& -& 0\\ -& -& -& -& -& -& -\\ 0& 0& 0& -& F_m& -& 0\\ -& -& -& -& -& -& -\\ 0& 0& 0& -& 0& -& F_N\end{array}\right],$ 输出矩阵G＝[1 1 0 1 0--1 0]，误差矩阵D＝[d₀，(d₁₁，d₁₂)(d₂₁，d₂₂)...(d_m1，d_m2)...(d_N1，d_N2)]^T。

当m＝0时，式(5)中的第0个子块的状态方程为

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{x}}_0\left((k+1)T\right)=F_0{\hat{x}}_0\left(\mathrm{kT}\right)+D_{0}e\left(\mathrm{kT}\right)\\ {\hat{y}}_0\left(\mathrm{kT}\right)=G_0{\hat{x}}_0\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right.---\left(6\right)$

其中状态转移矩阵F₀＝A₀，输出矩阵G₀＝C₀，误差矩阵D₀＝d₀。

当m＞0时，式(5)中的第m个子块状态方程为

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{x}}_m\left((k+1)T\right)=F_m{\hat{x}}_m\left(\mathrm{kT}\right)+D_{m}e\left(\mathrm{KT}\right)\\ {\hat{y}}_m\left(\mathrm{kT}\right)=G_m{\hat{x}}_m\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right.---\left(7\right)$

其中状态转移矩阵F_m＝A_m，输出矩阵G_m＝C_m，误差矩阵D_m＝[d_m1 d_m2]。

以瞬时谐波估算法为基础分别建立电压复合观测器和电流复合观测器，以估算电压采样值V(kT)、输出电流采样值I(kT)中的直流分量、基波分量、各次谐波分量。

电压复合观测器的动态方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{x}}_V\left((k+1)T\right)=F{\hat{x}}_V\left(\mathrm{kT}\right)+De\left(\mathrm{kT}\right)\\ \hat{V}\left(\mathrm{kT}\right)=G{\hat{x}}_V\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right.---\left(8\right)$

其中状态向量 ${\hat{x}}_V\left(\mathrm{kT}\right)=[{\hat{x}}_{V0}\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{x}}_{V1}\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{x}}_{V2}\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{x}}_{\mathrm{Vm}}\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{x}}_{\mathrm{VN}}\left(\mathrm{kT}\right)]$ 是输出电压状态向量的估计量，输出向量 $\hat{V}\left(\mathrm{kT}\right)=[{\hat{V}}_0\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{V}}_1\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{V}}_2\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{V}}_m\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{V}}_N\left(\mathrm{kT}\right)]$ 是输出电压的估计量。

当m＝0时，式(8)中的第0个子块(直流电压)的状态方程为

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{x}}_{V0}\left((k+1)T\right)=F_0{\hat{x}}_{V0}\left(\mathrm{kT}\right)+D_{0}e\left(\mathrm{kT}\right)\\ {\hat{V}}_0\left(\mathrm{kT}\right)=G_0{\hat{x}}_{V0}\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right.---\left(9\right)$

其中状态变量

是输出电压中直流电压状态变量的估计量，输出向量

是输出电压中直流分量的估计量。

当m＞0时，式(8)中的第m个子块(第m次谐波电压)的状态方程为

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{x}}_{\mathrm{Vm}}\left((k+1)T\right)=F_m{\hat{x}}_{\mathrm{Vm}}\left(\mathrm{kT}\right)+D_{m}e\left(\mathrm{kT}\right)\\ {\hat{V}}_m\left(\mathrm{kT}\right)=G_m{\hat{x}}_{\mathrm{Vm}}\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right.---\left(10\right)$

其中状态变量

是输出电压中第m次谐波电压分量状态变量的估计量，输出向量

是输出电压中第m次谐波电压的估计量。

电流复合观测器的动态方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{x}}_I\left((k+1)T\right)=F{\hat{x}}_I\left(\mathrm{kT}\right)+De\left(\mathrm{kT}\right)\\ \hat{I}\left(\mathrm{kT}\right)=G{\hat{x}}_I\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right.---\left(11\right)$

其中状态向量 ${\hat{x}}_I\left(\mathrm{kT}\right)=[{\hat{x}}_{I0}\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{x}}_{I1}\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{x}}_{I2}\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{x}}_{\mathrm{Im}}\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{x}}_{\mathrm{IN}}\left(\mathrm{kT}\right)]$ 是输出电流状态向量的估计量，输出向量 $\hat{I}\left(\mathrm{kT}\right)=[{\hat{I}}_0\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{I}}_1\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{I}}_2\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{I}}_m\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{I}}_N\left(\mathrm{kT}\right)]$ 是输出电流的估计量。

当m＝0时，式(11)中的第0个子块(直流电流)的状态方程为

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{x}}_{I0}\left((k+1)T\right)=F_0{\hat{x}}_{I0}\left(\mathrm{kT}\right)+D_{0}e\left(\mathrm{kT}\right)\\ {\hat{I}}_0\left(\mathrm{kT}\right)=G_0{\hat{x}}_{I0}\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right.---\left(12\right)$

其中状态变量

是输出电流中直流电流状态变量的估计量，输出向量是输出电流中直流分量的估计量。

当m＞0时，式(11)中的第m个子块(第m次谐波电流)的状态方程为

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{x}}_{\mathrm{Im}}\left((k+1)T\right)=F_m{\hat{x}}_{\mathrm{Im}}\left(\mathrm{kT}\right)+D_{m}e\left(\mathrm{kT}\right)\\ {\hat{I}}_m\left(\mathrm{kT}\right)=G_m{\hat{x}}_{\mathrm{Im}}\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right.---\left(13\right)$

其中状态变量是输出电流中第m次谐波电流分量状态变量的估计量，输出向量是输出电流中第m次谐波电流的估计量。

电压复合观测器和电流复合观测器的结构图分别如图11和图12所示。根据结构图在FPGA芯片中实现电压复合观测器和电流复合观测器，因为在FPGA中程序模块是并行运行，所以可以非常快速地估计出V(kT)和I(kT)中的直流、基波、3次谐波、5次谐波至11次谐波分量的同相分量和正交分量。其中基波电压的同相分量为V_Fsin＝A_V sin(ωkT+φ_V)、正交分量为V_Fcos＝A_V cos(ωkT+φ_V)，A_V是基波电压峰值，φ_V是基波电压初相角，基波电流的同相分量为I_Fsin＝A_I sin(ωkT+φ_I)、正交分量为I_Fcos＝A_I cos(ωkT+φ_I)，A_I是基波电流峰值，φ_I基波电流初相角。

步骤4：根据电流复合观测器的估算结果，计算滤波电感的谐波总压降即谐波前馈补偿量。

滤波电感内阻上的压降V_RL＝R_L·i_h(i_h为总谐波电流)很容易计算，滤波电感上的压降V_hL＝L_f·di_h/dt直接计算比较困难，可以用电流复合观测器的估算结果来计算。第m次谐波的感抗为mωL_f，由谐波电流造成的电感两端的压降由下式计算：

$V_{\mathrm{hL}}=\underset{m=2}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left[\mathrm{m\ω}{L}_f\right]\·I_m\cos \left(\mathrm{m\ωkT}\right)---\left(14\right)$

其中I_m为第m次谐波电流。

输出电流减去基波电流再乘以滤波电感内阻即可得到负载电流在滤波电感内阻上的压降。根据公式(11)利用各次谐波的正交分量分别求得负载电流各次谐波在电感上产生的谐波压降，然后求和得到谐波压降之和。所以，滤波电感谐波总压降为V_drop＝R_f·i_h+V_hL。即前馈补偿量V_drop＝R_f·i_h+V_hL。

步骤5：根据电压复合观测器的估算结果，计算高频谐波电压即噪声反馈补偿量。

输出电压减去直流电压和基波电压为高频谐波电压，即

V_h＝V(kT)-V₀(kT)-V_Fsin(kT)(15)

其中V₀(kT)为输出电压的直流电压。

步骤6：FPGA将V_Fsin、V_Fcos、I_Fsin、I_Fcos、V_drop、V_h发送给DSP。

步骤7：进行基于D-Q模型的基波跟踪控制，得到单相逆变电源的基波控制量。

在离散控制系统中，设立同相参考量α＝sin ωkT(D轴)和正交参考量β＝cosωkT(Q轴)为坐标轴的坐标系。假设单相逆变电源的理想输出电压为

(A_U为理想基波电压峰值，

为理想基波电压初相角)，与其对应的正交向量为

根据Park变换得到D轴与Q轴电压分量C_U1、C_U2。

基波电压的同相分量V_Fsin和正交分量V_Fcos根据Park变换得到D轴与Q轴电压分量C_V1、C_V2。Park变换公式如下所示：

C_U1、C_U2为理想输出电压的D轴与Q轴给定信号，C_V1、C_V2为实际输出电压的D轴与Q轴参考量，因此可以建立基于D轴与Q轴的电压环双回路的控制策略。在电压环双回路中分别引入独立的PI控制器，可以消除稳态误差。稳态的理想要求是当k→∞时，(C_U1-C_V1)→0，(C_U2-C_V2(t))→0。

在电压单环基础上增设电流内环，利用电流内环快速、及时的抗扰动性来有效地抑制负载扰动对输出电压的影响。经过两个PI控制器处理得到D轴与Q轴的电压控制量，此控制量又作为电流环D轴与Q轴的参考基准。基波电流的同相分量I_Fsin和正交分量I_Fcos经过PARK变换后得到D轴与Q轴电流分量C_I1、C_I2。

因为电压环的PI控制器保证了在线性区域输出电压幅值的精度，所以对于电流环，一个有固定增益的简单比例控制器是足够的。经过比例控制器P计算后得到D轴与Q轴的控制量K_D、K_Q，再经过反PARK变换后得到单相逆变电源的基波控制量

步骤8：进行谐波补偿控制。

当逆变电源带非线性负载时，输出电压不是一个标准的正弦波，这是由于负载电流含有大量低次奇次谐波，低次奇次谐波电流在滤波电感上产生谐波压降。将滤波电感上产生谐波总压降V_drop作为前馈控制量叠加到基波控制量上，以补偿因非线性负载引起的输出波形的畸变。前馈控制只能针对特定的负载谐波电流引起的谐波压降进行补偿，而输出电压的谐波有一部分不是因为负载谐波电流造成的，因此前馈控制属于部分谐波补偿。

步骤9：噪声反馈补偿控制，通过噪声反馈补偿量对输出信号的谐波及噪声信号进行补偿；

输出电压中除谐波外还含有外部噪声干扰，假定所有谐波的总和也属于外部噪声输入，相当于一个噪声信号叠加基波上。噪声和控制信号都获得单位增益。如果可以在噪声信号附近建立反馈控制回路，并且噪声有一个独立的高反馈增益H，那么闭环增益K为

$K=\frac{1}{1+H}---\left(19\right)$

高反馈增益H越大K变的很小，因此噪声的影响可以忽略不计。反馈控制可以对反馈回路包围的全部噪声信号进行补偿，可以弥补前馈控制的不足。

步骤10：计算输出波形控制量，产生SPWM波形，输出SPWM控制信号。

输出波形控制量包含基波控制量、前馈补偿量和噪声反馈补偿量。

V_con＝V_F+V_drop-V_h(20)

以输出波形控制量V_con为调制波、幅值为U_d频率为f_c的三角波为载波，在DSP的PWM模块中实现SPWM调制技术，产生SPWM波。

步骤11：将DSP输出的SPWM控制信号电平转换后送至IGBT驱动电路，最终驱动IGBT。

步骤12：全桥逆变电路工作调整输出电压。

有益效果：本发明的瞬时谐波提取及补偿型单相逆变电源能够稳定、准确地实现直流电的逆变、输出电压、输出电流的采样和SPWM控制信号的驱动，同时DSP芯片与FPGA芯片的配合使用，能够高效、快速的实现控制算法。本发明提出的以瞬时谐波估算法为基础的电压、电流复合观测器能有效的、准确的、快速的估算出单相逆变电源的输出电压和输出电流中的直流分量、基波分量、各次谐波分量。基于D-Q模型的基波跟踪控制不同于传统的轨迹跟踪控制方案，双回路(D轴与Q轴)控制保证了输出波形峰值和相位的稳态精度具有良好动态响应；同时，采用前馈补偿和反馈补偿能够有效的降低输出电压中的总谐波畸变率(THD)及外部噪声干扰，输出电压的波形得到了良好的控制。本发明的控制方法具有稳态精度高、动态响应快速、鲁棒性强、THD小的明显特点。

附图说明

图1本发明实施例装置结构示意图；

图2本发明实施例输出电压采样电路原理图；

图3本发明实施例输出电流采样电路原理图；

图4本发明实施例SPWM驱动信号电平转换电路原理图；

图5本发明实施例SKHI 23驱动板与IGBT连接示意图；

图6本发明实施例显示电路原理图；

图7本发明实施例按键电路原理图；

图8本发明实施例DSP与FPGA引脚连接电路原理图；

图9本发明实施例电源电路，a)为5V转3.3V电路，b)为5V转1.8V电路，c)为5V转2.5V电路，d)为5V转2.5V电路；

图10本发明实施例控制方法中离散复合观测器原理图；

图11本发明实施例控制方法中电压复合观测器原理图；

图12本发明实施例控制方法中电流复合观测器原理图；

图13本发明实施例控制方法中噪声反馈控制原理示意图，a)为谐波等效成噪声示意图，b)为闭环噪声衰减示意图；

图14本发明实施例控制方法中基于D-Q模型的基波跟踪控制原理图；

图15本发明实施例控制方法控制原理图；

图16本发明实施例控制方法流程图；

图17本发明实施例单相逆变电源输出电压波形。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施做进一步说明。

本实施例提供的瞬时谐波估算及补偿型单相逆变电源，功率为3KW、输出电压有效值为220V、频率为50Hz。本发明的瞬时谐波估算及补偿型单相逆变电源，如图1所示，包括全桥逆变电路、滤波电路、输出电压采样电路、输出电流采样电路、SPWM驱动信号电平转换电路、IGBT驱动电路、显示电路、按键电路、DSP、FPGA和电源电路。

所述全桥逆变电路包括一个直流侧滤波电容和四个全控型开关器件IGBT，如图1所示，四个IGBTg₁、g₂、g₃、g₄中，g₁和g₄构成一个桥臂，g₂和g₃构成一个桥臂，g₁和g₃同时通、断，g₂和g₄同时通、断。全桥逆变电路的作用是四个IGBT在SPWM调制技术的控制下将外部输入的直流电U_d(如光伏电池发出的直流电、整流器输出的直流电等等)逆变成某一频率或可变频率的交流电供给负载。本发明选用的开关器件为西门康(SEMIKRON)公司生产的SKM400GB176D模块，该模块最大耐压值为1700V，额定电流为400A)，封装有上下桥臂两个IGBT及其续流二极管，所以全桥逆变电路需要两个SKM400GB176D模块(G1、G2)。

SPWM调制技术控制下的全桥逆变电路输出电压中除期望输出的基波电压外，还含有频率为载波频率整数倍的高频谐波。为了将高频谐波滤除掉，本发明采用低通滤波电路，频率较低的基波可以通过低通滤波电路且幅值没有衰减，频率较高的谐波经过低通滤波电路后幅值会大幅衰减。如图1所示，L_f为滤波电感，C_f为滤波电容，R_L为L_f的内阻。

输出电压采样电路如图2所示，包括变压器、比例放大电路、电压信号抬升电路和限幅电路，输出电压采样电路的作用是将逆变电源的输出电压信号(基波电压峰值为311V)转换为0V～2.14V范围内的电压信号，并输送给DSP的AD模块。本发明选用的DSP型号为TMS320F2808，此芯片内部含有16路12位AD转换模块，取其中一路采集交流电压信号。逆变电源输出电压信号经导线连接至标号为“Inverter Voltage”的接线端子，基波峰值电压为311V的输出电压信号经过自制的变比为220∶9、工作频率范围为50Hz～600Hz的变压器，转换成峰值为12.73V的交流电压，再经过分压电阻R1、R2分压后输出峰值为6.36V的交流信号。6.36V的交流信号通过一个比例放大电路，将此电压信号转换到-1.07～1.07V范围内。之后，电压信号通过一个信号抬升电路，将前一级的输出电压抬高1.07V，使电压信号范围为0V～2.14V。为了防止噪声等因素产生较大电压烧毁DSP芯片，在信号抬升电路的末端采用了型号为DAN217U芯片作为限幅电路，使电压信号限制在0V～3.3V安全电压范围内。输出电压采样电路中网络标号为VoltageADC的输出端接TMS320F2808芯片的ADCINA0引脚。

输出电流采样电路如图3所示，包括霍尔电流传感器、电流信号抬升电路和限幅电路，输出电流采样电路的作用是将逆变电源输出电流信号转换为0V～2.14V范围内的电压信号，并输送给DSP的AD模块。本发明采用莱姆(LEM)公司生产的LT308-S7型电流霍尔传感器，单相逆变电源的负载导线穿过T1，按照2000∶1的转化率将输出电流缩小后输出，输出仍为交流电流信号。缩小后的交流电流信号经过并联电阻R3、R4、R5、R9、R10、R11转换为-1.07～1.07V范围内的交流电压信号，然后再将电压信号通过一个信号抬升电路调整为0V～2.14V范围内，最后送给DSP的AD模块。同样，在输出电流采样电路的末端采用型号为DAN217U芯片作为限幅电路，使电压信号限制在0V～3.3V安全电压范围内。输出电流采样电路中网络标号为CurrentADC的输出端接TMS320F2808芯片的ADCINA1引脚。

SPWM驱动信号电平转换电路如图4所示，选用SN7407D芯片，TMS320F2808芯片中的PWM模块产生的SPWM信号(高电平为3.3V，低电平为0V)经过SN7407D芯片转换为符合IGBT驱动电路需要的电平信号，即高电平为15V，低电平为0V。网络标号分别为g1-PWM、g2-PWM、g3-PWM、g4-PWM的导线依次连接TMS320F2808芯片的EPWM1A、EPWM2A、EPWM3A、EPWM4A引脚。

IGBT驱动电路选用西门康(SEMIKRON)公司生产的型号为SKHI 23的驱动板。每块SKHI23驱动板可以驱动一个桥臂上的两个IGBT，所以需要两块SKHI 23驱动板Q1、Q2来驱动四个IGBT。图5为SKHI 23驱动板Q1与SKM400GB176D(G1)连接示意图，上桥臂驱动信号输入端X1.4和下桥臂驱动信号输入端X1.2分别连接SPWM驱动信号电平转换电路中网络标号为g1-DRIVE和g4-DRIVE的端子，接地端X1.10和X1.11接地；上桥臂集电极检测端X2.5、栅极驱动端X2.3、发射极检测端X2.1分别连接g1的集电极C、栅极G、发射极E；下桥臂集电极检测端X3.5、栅极驱动端X3.3、发射极检测端X3.1分别连接g4的集电极C、栅极G、发射极E。SKHI 23驱动板Q2与SKM400GB176D(G2)的连接与Q1和G1的连接相同。

显示电路如图6所示，显示电路选用型号为OCM4X8C 8的液晶模块，TMS320F2808芯片通过GPIO模块与液晶模块OCM4X8C 8通信，以各级菜单的形式，实时显示逆变装置的输出电压、输出电流、输出功率、功率因数等参数。OCM4X8C 8是一款128*64点的汉字图形点阵液晶显示模块，可显示汉字及图形，内置8192个中文汉字。液晶模块OCM4X8C_8的三个控制端口RS、RW、EN分别与TMS320F2808芯片的GPIO16、GPIO3、GPIO1相连接；八个数据端口D0、D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7分别与TMS320F2808芯片的GPIO5、GPIO15、GPIO14、GPIO31、GPIO30、GPIO33、GPIO12、GPIO32相连接；液晶模块的BLA背光引脚与TMS320F2808芯片的GPIO26引脚相连接，用于控制液晶模块的背光时间，节省能量。

按键电路如图7所示，包括9个四角按键，9个四角按键与DSP的GPIO端口相连，组成九路独立键盘，低电平有效。按键功能分别为复位键(KEY0)、运行键(KEY1)、停止键(KEY2)、确定键(KEY3)、返回键(KEY4)、右键(KEY5)、左键(KEY6)、上键(KEY7)、下键(KEY8)。上述九个按键分别连接TMS320F2808芯片的GPIO8、GPIO22、GPIO11、GPIO4、GPIO23、GPIO19、GPIO17、GPIO7。操作人员可以通过此按键与显示单元配合，查看、设置逆变电源的各个参数。

本发明采用的FPGA型号为XC3S250E。TMS320F2808芯片与XC3S250E芯片之间采用SPI(串行外围设备接口)进行通信，两者的引脚接线如图8所示，TMS320F2808芯片的SPISIMOA、SPISOMIA、SPICLKA、SPISTEA引脚分别连接XC3S250E芯片的IO_L8N_3、IO_L8P_3、IO_L9P_3、IO/VREF_3引脚。

电源电路如图9所示，包括5V转3.3V电路、5V转1.8V电路、5V转2.5V电路和5V转1.2V电路；电源电路为DSP芯片和FPGA芯片提供所需的电源。如图9a)所示，采用电源芯片TPS75833将外部输入+5V电压转换为稳定的+3.3V模拟电源和数字电源输出，为减小模拟电源与数字电源之间的干扰采用滤波电感L1进行隔离，网络标号为+3.3VA模拟电源接到TMS320F2808芯片的V_DDA2、V_DDALO引脚，网络标号为+3.3VD数字电源接到TMS320F2808芯片的V_DDIO引脚和XC3S250E芯片的VCCO_0、VCCO_1、VCCO_2、VCCO_3引脚。如图9b)所示，采用电源芯片TPS76801Q将外部输入+5V电压根据R33与R34的比例转换为稳定的+1.8V模拟电源和数字电源输出，网络标号为+1.8VA模拟电源接的TMS320F2808芯片的V_DD1A18、V_DD2A18引脚，网络标号为+1.8VD数字电源接的TMS320F2808芯片的V_DD引脚。如图9c)所示，采用电源芯片TPS76825Q将外部输入+5V电压转换为稳定的+2.5V数字电源输出，并连接XC3S250E芯片的VCCAU引脚。如图9d)所示，采用电源芯片TPS76801Q将外部输入+5V电压根据R24与R25的比例转换为稳定的+1.2V数字电源输出，并连接XC3S250E芯片的VCCINT引脚。

采用上述单相逆变电源进行瞬时谐波提取及补偿的控制方法，流程如图16所示，具体步骤如下：

步骤1：对单相逆变电源的输出电压和输出电流进行采样，送至DSP中的AD模块。AD模块对输入的模拟信号离散化转化为数字量。DSP的AD模块的采样周期为T，则第k(k＝0，1，2，……，∞)个采样周期T时刻的输出电压采样值为V(kT)、输出电流采样值为I(kT)。

步骤2：：DSP通过SPI将电压采样值V(kT)、输出电流采样值I(kT)发送给FPGA。

步骤3：采用瞬时谐波估算法建立复合观测器，分别对电压采样值V(kT)、输出电流采样值I(kT)中的直流分量、基波分量、各次谐波分量进行估算。

瞬时谐波估算法是利用复合观测器从周期信号(V(kT)或I(kT))中在线估算各次谐波。

首先假设周期信号为y(kT)，y(kT)可以看作是直流信号y₀(kT)和角频率为mω(ω为基波角频率，谐波次数m＝1，2，L，N)的正弦信号y_m(kT)之和的模型，这些分量可以写成一个N+1维的空间向量y(kT)＝[y₀(kT)，y₁(kT)，y₂(kT)，...，y_m(kT)，...，y_N(kT)]，即

$y\left(\mathrm{kT}\right)=\underset{m=0}{\overset{m=N}{\mathrm{\Σ}}}{y}_m\left(\mathrm{kT}\right)---\left(1\right)$

假设周期信号中有N+1状态向量x(kT)＝[x₀(kT)，x₁(kT)，x₂(kT)，...，x_m(kT)，...x_N(kT)]，

可以用如下状态方程描述此周期信号：

$\left\{\begin{array}{c}x\left((k+1)T\right)=\mathrm{Ax}\left(\mathrm{kT}\right)\\ y\left(\mathrm{kT}\right)=\mathrm{Cx}\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right.----\left(2\right)$

其中状态转移矩阵 $A=\left[\begin{array}{ccccccc}{A}_0& 0& 0& -& 0& -& 0\\ 0& A_1& 0& -& 0& -& 0\\ 0& 0& A_2& -& 0& -& 0\\ -& -& -& -& -& -& -\\ 0& 0& 0& -& A_m& -& 0\\ -& -& -& -& -& -& -\\ 0& 0& 0& -& 0& -& A_N\end{array}\right],$ 输出矩阵C＝[1 1 0 10--1 0]。

当m＝0时，式(2)中的第0个子块的状态方程为

$\left\{\begin{array}{c}{x}_0\left((k+1)T\right)=A_0{x}_0\left(\mathrm{kT}\right)\\ y_0\left(\mathrm{kT}\right)=C_0{x}_0\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right.----\left(3\right)$

其中状态转移矩阵A₀＝1，输出矩阵C₀＝1。

当m＞0时，式(2)中的第m个子块的状态向量

输出向量y_m(kT)＝x_m1(kT)，状态方程为

$\left\{\begin{array}{c}{x}_m\left((k+1)T\right)=A_m{x}_m\left(\mathrm{kT}\right)\\ y_m\left(\mathrm{kT}\right)=C_m{x}_m\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right.----\left(4\right)$

其中状态转移矩阵 $A_m=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\α}}_m& {\mathrm{\α}}_m-1\\ {\mathrm{\α}}_m+1& {\mathrm{\α}}_m\end{array}\right],$ 中间变量α_m＝cos(mωT)，输出矩阵C_m＝[1 0]。

复合观测器是一个闭环系统，这个系统有一个开环部分是由N个单一观测器以并列方式组成的，一个单一观测器对应一次谐波。状态向量 $\hat{x}\left(\mathrm{kT}\right)=[{\hat{x}}_0\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{x}}_1\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{x}}_2\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{x}}_m\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{x}}_N\left(\mathrm{kT}\right)]$ 是x(kT)的估计量，输出向量 $\hat{y}\left(\mathrm{kT}\right)=[{\hat{y}}_0\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{y}}_1\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{y}}_2\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{y}}_m\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{y}}_N\left(\mathrm{kT}\right)]$ 是y(kT)的估计量，误差向量

复合状态观测器的状态方程为：

$\left\{\begin{array}{c}\hat{x}\left((k+1)T\right)=F\hat{x}\left(\mathrm{kT}\right)+\mathrm{De}\left(\mathrm{kT}\right)\\ \hat{y}\left(\mathrm{kT}\right)=G\hat{x}\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right.---\left(5\right)$

其中状态转移矩阵 $F=\left[\begin{array}{ccccccc}{F}_0& 0& 0& -& 0& -& 0\\ 0& F_1& 0& -& 0& -& 0\\ 0& 0& F_2& -& 0& -& 0\\ -& -& -& -& -& -& -\\ 0& 0& 0& -& F_m& -& 0\\ -& -& -& -& -& -& -\\ 0& 0& 0& -& 0& -& F_N\end{array}\right],$ 输出矩阵G＝[1 1 0 1 0--1 0]，误差矩阵D＝[d₀，(d₁₁，d₁₂)(d₂₁，d₂₂)...(d_m1，d_m2)...(d_N1，d_N2)]^T。

当m＝0时，式(5)中的第0个子块的状态方程为

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{x}}_0\left((k+1)T\right)=F_0{\hat{x}}_0\left(\mathrm{kT}\right)+D_{0}e\left(\mathrm{kT}\right)\\ {\hat{y}}_0\left(\mathrm{kT}\right)=G_0{\hat{x}}_0\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right.---\left(6\right)$

其中状态转移矩阵F₀＝A₀，输出矩阵G₀＝C₀，误差矩阵D₀＝d₀。

当m＞0时，式(5)中的第m个子块状态方程为

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{x}}_m\left((k+1)T\right)=F_m{\hat{x}}_m\left(\mathrm{kT}\right)+D_{m}e\left(\mathrm{KT}\right)\\ {\hat{y}}_m\left(\mathrm{kT}\right)=G_m{\hat{x}}_m\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right.---\left(7\right)$

其中状态转移矩阵F_m＝A_m，输出矩阵G_m＝C_m，误差矩阵D_m＝[d_m1 d_m2]。

以瞬时谐波估算法为基础分别建立电压复合观测器和电流复合观测器，以估算电压采样值V(kT)、输出电流采样值I(kT)中的直流分量、基波分量、各次谐波分量。

电压复合观测器的动态方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{x}}_V\left((k+1)T\right)=F{\hat{x}}_V\left(\mathrm{kT}\right)+De\left(\mathrm{kT}\right)\\ \hat{V}\left(\mathrm{kT}\right)=G{\hat{x}}_V\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right.---\left(8\right)$

其中状态向量 ${\hat{x}}_V\left(\mathrm{kT}\right)={[\hat{x}}_{V0}\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{x}}_{V1}\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{x}}_{V2}\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{x}}_{\mathrm{Vm}}\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{x}}_{\mathrm{VN}}\left(\mathrm{kT}\right)]$ 是输出电压状态向量的估计量，输出向量 $\hat{V}\left(\mathrm{kT}\right)=[{\hat{V}}_0\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{V}}_1\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{V}}_2\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{V}}_m\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{V}}_N\left(\mathrm{kT}\right)]$ 是输出电压的估计量。

当m＝0时，式(8)中的第0个子块(直流电压)的状态方程为

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{x}}_{V0}\left((k+1)T\right)=F_0{\hat{x}}_{V0}\left(\mathrm{kT}\right)+D_{0}e\left(\mathrm{kT}\right)\\ {\hat{V}}_0\left(\mathrm{kT}\right)=G_0{\hat{x}}_{V0}\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right.---\left(9\right)$

其中状态变量

是输出电压中直流电压状态变量的估计量，输出向量

是输出电压中直流分量的估计量。

当m＞0时，式(8)中的第m个子块(第m次谐波电压)的状态方程为

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{x}}_{\mathrm{Vm}}\left((k+1)T\right)=F_m{\hat{x}}_{\mathrm{Vm}}\left(\mathrm{kT}\right)+D_{m}e\left(\mathrm{kT}\right)\\ {\hat{V}}_m\left(\mathrm{kT}\right)=G_m{\hat{x}}_{\mathrm{Vm}}\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right.---\left(10\right)$

其中状态变量

是输出电压中第m次谐波电压分量状态变量的估计量，输出向量

是输出电压中第m次谐波电压的估计量。

电流复合观测器的动态方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{x}}_I\left((k+1)T\right)=F{\hat{x}}_I\left(\mathrm{kT}\right)+De\left(\mathrm{kT}\right)\\ \hat{I}\left(\mathrm{kT}\right)=G{\hat{x}}_I\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right.---\left(11\right)$

其中状态向量 ${\hat{x}}_I\left(\mathrm{kT}\right)=[{\hat{x}}_{I0}\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{x}}_{I1}\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{x}}_{I2}\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{x}}_{\mathrm{Im}}\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{x}}_{\mathrm{IN}}\left(\mathrm{kT}\right)]$ 是输出电流状态向量的估计量，输出向量 $\hat{I}\left(\mathrm{kT}\right)=[{\hat{I}}_0\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{I}}_1\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{I}}_2\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{I}}_m\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{I}}_N\left(\mathrm{kT}\right)]$ 是输出电流的估计量。

当m＝0时，式(11)中的第0个子块(直流电流)的状态方程为

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{x}}_{I0}\left((k+1)T\right)=F_0{\hat{x}}_{I0}\left(\mathrm{kT}\right)+D_{0}e\left(\mathrm{kT}\right)\\ {\hat{I}}_0\left(\mathrm{kT}\right)=G_0{\hat{x}}_{I0}\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right.---\left(12\right)$

其中状态变量

是输出电流中直流电流状态变量的估计量，输出向量

是输出电流中直流分量的估计量。

当m＞0时，式(11)中的第m个子块(第m次谐波电流)的状态方程为

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{x}}_{\mathrm{Im}}\left((k+1)T\right)=F_m{\hat{x}}_{\mathrm{Im}}\left(\mathrm{kT}\right)+D_{m}e\left(\mathrm{kT}\right)\\ {\hat{I}}_m\left(\mathrm{kT}\right)=G_m{\hat{x}}_{\mathrm{Im}}\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right.---\left(13\right)$

其中状态变量是输出电流中第m次谐波电流分量状态变量的估计量，输出向量

是输出电流中第m次谐波电流的估计量。

电压复合观测器和电流复合观测器的原理分别如图11和图12所示。在FPGA芯片中实现电压复合观测器和电流复合观测器，因为在FPGA中程序模块是并行运行，所以可以非常快速地估计出V(kT)和I(kT)中的直流、基波、3次谐波、5次谐波至11次谐波分量的同相分量和正交分量。其中基波电压的同相分量为V_Fsin＝A_Vsin(ωkT+φ_V)、正交分量为V_Fcos＝A_Vcos(ωkT+φ_V)，A_V是基波电压峰值，φ_V是基波电压初相角，基波电流的同相分量为I_Fsin＝A_I sin(ωkT+φ_I)、正交分量为I_F cos＝A_I cos(ωkT+φ_I)，A_I是基波电流峰值，φ_I基波电流初相角。

步骤4：根据电流复合观测器的估算结果，计算滤波电感的谐波总压降即谐波前馈补偿量。

滤波电感内阻上的压降V_RL＝R_L·i_h(i_h为总谐波电流)很容易计算，滤波电感上的压降V_hL＝L_f·di_h/dt直接计算比较困难，可以用电流复合观测器的估算结果来计算。第m次谐波的感抗为mωL_f，由谐波电流造成的电感两端的压降由下式计算：

$V_{\mathrm{hL}}=\underset{m=2}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left[\mathrm{m\ω}{L}_f\right]\·I_m\cos \left(\mathrm{m\ωkT}\right)---\left(14\right)$

其中I_m为第m次谐波电流。

输出电流减去基波电流再乘以滤波电感内阻即可得到负载电流在滤波电感内阻上的压降。根据公式(11)利用各次谐波的正交分量分别求得负载电流各次谐波在电感上产生的谐波压降，然后求和得到谐波压降之和。所以，滤波电感谐波总压降为V_drop＝R_f·i_h+V_hL。即前馈补偿量V_drop＝R_f·i_h+V_hL。

步骤5：根据电压复合观测器的估算结果，计算高频谐波电压即噪声反馈补偿量。

输出电压减去直流电压和基波电压为高频谐波电压，即

V_h＝V(kT)-V₀(kT)-V_Fsin(kT)(15)

其中V₀(kT)为输出电压的直流电压。

步骤6：FPGA将V_Fsin、V_Fcos、I_Fsin、I_Fcos、V_drop、V_h发送给DSP芯片。

步骤7：进行基于D-Q模型的基波跟踪控制，得到单相逆变电源的基波控制量。

在离散控制系统中，设立同相参考量α＝sin ωkT(D轴)和正交参考量β＝cosωkT(Q轴)为坐标轴的坐标系。假设单相逆变电源的理想输出电压为

(A_U为理想基波电压峰值，

为理想基波电压初相角)，与其对应的正交向量为

根据Park变换得到D轴与Q轴电压分量C_U1、C_U2。

基波电压的同相分量V_Fsin和正交分量V_Fcos根据Park变换得到D轴与Q轴电压分量C_V1、C_V2。Park变换公式如下所示：

C_U1、C_U2为理想输出电压的D轴与Q轴给定信号，C_V1、C_V2为实际输出电压的D轴与Q轴参考量，因此可以建立基于D轴与Q轴的电压环双回路的控制策略。在电压环双回路中分别引入独立的PI控制器，可以消除稳态误差。稳态的理想要求是当k→∞时，(C_U1-C_V1)→0，(C_U2-C_V2(t))→0。

在电压单环基础上增设电流内环，利用电流内环快速、及时的抗扰动性来有效地抑制负载扰动对输出电压的影响。经过两个PI控制器处理得到D轴与Q轴的电压控制量，此控制量又作为电流环D轴与Q轴的参考基准。基波电流的同相分量I_Fsin和正交分量I_Fcos经过PARK变换后得到D轴与Q轴电流分量C_I1、C_I2。

因为电压环的PI控制器保证了在线性区域输出电压幅值的精度，所以对于电流环，一个有固定增益的简单比例控制器是足够的。经过比例控制器P计算后得到D轴与Q轴的控制量K_D、K_Q，再经过反PARK变换后得到单相逆变电源的基波控制量

步骤8：进行谐波补偿控制。

当逆变电源带非线性负载时，输出电压不是一个标准的正弦波，这是由于负载电流含有大量低次奇次谐波，低次奇次谐波电流在滤波电感上产生谐波压降。将滤波电感上产生谐波压降V_drop作为前馈控制量叠加到基波控制量上，以补偿因非线性负载引起的输出波形的畸变。前馈控制只能针对特定的负载谐波电流引起的谐波压降进行补偿，而输出电压的谐波有一部分不是因为负载谐波电流造成的，因此前馈控制属于部分谐波补偿。

步骤9：噪声反馈补偿控制，通过噪声反馈补偿量对输出信号的谐波及噪声信号进行补偿；

输出电压中出含有谐波外还含有外部噪声干扰，假定所有谐波的总和也属于外部噪声输入，相当于一个噪声信号叠加基波上。噪声和控制信号都获得单位增益。如果可以在噪声信号附近建立反馈控制回路，并且噪声有一个独立的高反馈增益H，那么闭环增益K为

$K=\frac{1}{1+H}---\left(19\right)$

高反馈增益H越大K变的很小，因此噪声的影响可以忽略不计。反馈控制可以对反馈回路包围的全部噪声信号进行补偿，可以弥补前馈控制的不足。

步骤10：计算输出波形控制量，产生SPWM波形，输出SPWM控制信号。

输出波形控制量包含基波控制量、前馈补偿量和噪声反馈补偿量。

V_con＝V_F+V_drop-V_h(20)

以输出波形控制量V_con为调制波、幅值为U_d频率为f_c的三角波为载波，在DSP的PWM模块中实现SPWM调制技术，产生SPWM波。

步骤11：将DSP输出的SPWM控制信号电平转换后送至IGBT驱动电路，最终驱动IGBT。

步骤12：全桥逆变电路工作调整输出电压。

本发明控制方法的控制原理如图15所示。

图17为本实施例的瞬时谐波估算及补偿型单相逆变电源接全波整流负载后输出的波形图，为一个标准的正弦波，用fluke电能质量分析仪测得的输出电压的性能指标：有效值为220V，频率为50.86，峰值为308V，THD为2.7％(＜5％)。

Claims (1)

1.一种瞬时谐波估算及补偿型单相逆变电源的控制方法，所述的瞬时谐波估算及补偿型单相逆变电源包括：全桥逆变电路、滤波电路、输出电压采样电路、输出电流采样电路、SPWM驱动信号电平转换电路、IGBT驱动电路、显示电路、按键电路、DSP、FPGA和电源电路；

所述全桥逆变电路包括一个直流侧滤波电容和四个全控型开关器件IGBT，四个IGBTg₁、g₂、g₃、g₄中，g₁和g₄构成一个桥臂，g₂和g₃构成一个桥臂，g₁和g₃同时通、断，g₂和g₄同时通、断；

所述滤波电路为低通滤波电路；

所述输出电压采样电路包括变压器、比例放大电路、电压信号抬升电路和限幅电路，变压器的输出端经分压电阻后与比例放大器的输入端相连，比例放大器的输出端与电压信号抬升电路的输入端相连，电压信号抬升电路的输出端连接限幅电路，该限幅电路输出端作为输出电压采样电路的输出端与DSP的AD转换引脚相连；

所述输出电流采样电路包括霍尔电流传感器、电流信号抬升电路和限幅电路，霍尔电流传感器的输出端经过并联电阻与电压信号抬升电路输入端相连，电压信号抬升电路输出端连接限幅电路，该限幅电路输出端作为输出电流采样电路的输出端与DSP的AD转换引脚相连；

所述SPWM驱动信号电平转换电路的输入端与DSP的PWM端口相连；

所述IGBT驱动电路选用两个驱动板，每块驱动板驱动全桥逆变电路桥臂；的两个IGBT；

所述显示电路的控制端口与DSP的GPIO端口相连；

所述按键电路包括9个四角按键，9个四角按键与DSP的GPIO端口相连，组成九路独立键盘，低电平有效；

所述DSP与FPGA之间采用串行外围设备接口进行通信，DSP的SPI引脚与FPGA相应的IO引脚相连；

所述电源电路为DSP和FPGA提供所需电源，包括5V转3.3V电路、5V转1.8V电路、5V转2.5V电路和5V转1.2V电路；

其特征在于：该控制方法具体步骤如下：

步骤1：对单相逆变电源的输出电压和输出电流进行采样，送至DSP中的AD模块，AD模块对输入的模拟信号离散化转化为数字量；

DSP的AD模块的采样周期为T，则第k(k=0,1,2,……,∞)个采样周期T时刻的输出电压采样值为V(kT)、输出电流采样值为I(kT)；

步骤2：DSP通过SPI将电压采样值V(kT)、输出电流采样值I(kT)发送给FPGA；

步骤3：采用瞬时谐波估算法建立复合观测器，分别对电压采样值V(kT)、输出电流采样值I(kT)中的直流分量、基波分量、各次谐波分量进行估算；

瞬时谐波估算法利用复合观测器从周期信号V(kT)或I(kT)中在线估算各次谐波；

首先假设周期信号为y(kT)，y(kT)看作是直流信号y₀(kT)和角频率为mω(ω为基波角频率，谐波次数m=1,2,…,N)的正弦信号y_m(kT)之和的模型，这些分量写成一个N+1维的空间向量y(kT)=[y₀(kT),y₁(kT),y₂(kT),…,y_m(kT),…,y_N(kT)]，即

$y\left(\mathrm{kT}\right)=\underset{m=0}{\overset{m=N}{\mathrm{\Σ}}}{y}_m\left(\mathrm{kT}\right)---\left(1\right)$

假设周期信号中有N+1状态向量x(kT)=[x₀(kT),x₁(kT),x₂(kT),…,x_m(kT),…,x_N(kT)]，

此周期信号状态方程如下：

$\left\{\begin{array}{c}x\left((k+1)T\right)=\mathrm{Ax}\left(\mathrm{kT}\right)\\ y\left(\mathrm{kT}\right)=\mathrm{Cx}\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}---\left(2\right)\right.$ 其中状态转移矩阵 $A=\left[\begin{array}{ccccccc}{A}_0& 0& 0& -& 0& -& 0\\ 0& A_1& 0& -& 0& -& 0\\ 0& 0& A_2& -& 0& -& 0\\ -& -& -& -& -& -& -\\ 0& 0& 0& -& A_m& -& 0\\ -& -& -& -& -& -& -\\ 0& 0& 0& -& 0& -& A_N\end{array},,\right]$ 输出矩阵C＝[1 1 0 1 0 - - 1 0]；

当m=0时，式(2)中的第0个子块的状态方程为

$\left\{\begin{array}{c}{x}_0\left((k+1)T\right)=A_0{x}_0\left(\mathrm{kT}\right)\\ y_0\left(\mathrm{kT}\right)=C_0{x}_0\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}---\left(3\right)\right.$

其中状态转移矩阵A₀=1，输出矩阵C₀=1；

当m>0时，式(2)中的第m个子块的状态向量 $x_m\left(\mathrm{kT}\right)=\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{x}_{m1}\left(\mathrm{kT}\right)\\ x_{m2}\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}\right]\end{array},$ 输出向量y_m(kT)=x_m1(kT)，状态方程为

$\left\{\begin{array}{c}{x}_m\left((k+1)T\right)=A_m{x}_m\left(\mathrm{kT}\right)\\ y_m\left(\mathrm{kT}\right)=C_m{x}_m\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}---\left(4\right)\right.$ 其中状态转移矩阵 $A_m=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\α}}_m& {\mathrm{\α}}_m-1\\ {\mathrm{\α}}_m+1& {\mathrm{\α}}_m\end{array}\right],$ 中间变量α_m=cos(mωT)，输出矩阵C_m＝[1 0]；

复合观测器是一个闭环系统，这个系统有一个开环部分是由N个单一观测器以并列方式组成的，一个单一观测器对应一次谐波，状态向量

是x(kT)的估计量，输出向量

是y(kT)的估计量，误差向量

复合状态观测器的状态方程为：

$\left\{\begin{array}{c}\hat{x}\left((k+1)T\right)=F\hat{x}\left(\mathrm{kT}\right)+\mathrm{De}\left(\mathrm{kT}\right)\\ \hat{y}\left(\mathrm{kT}\right)=G\hat{x}\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}---\left(5\right)\right.$

其中状态转移矩阵 $F\left[\begin{array}{ccccccc}{F}_0& 0& 0& -& 0& -& 0\\ 0& F_1& 0& -& 0& -& 0\\ 0& 0& F_2& -& 0& -& 0\\ -& -& -& -& -& -& -\\ 0& 0& 0& -& F_m& -& 0\\ -& -& -& -& -& -& -\\ 0& 0& 0& -& 0& -& F_N\end{array},,\right]$ 输出矩阵G=[1 1 0 1 0 - - 1 0]，差矩阵D=[d₀,(d₁₁,d₁₂)(d₂₁,d₂₂)…(d_m1,d_m2)…(d_N1,d_N2)]^T，

当m=0时，式（5）中的第0个子块的状态方程为

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{x}}_0\left((k+1)T\right)=F_0{\hat{x}}_0\left(\mathrm{kT}\right)+D_{0}e\left(\mathrm{kT}\right)\\ {\hat{y}}_0\left(\mathrm{kT}\right)=G_0{\hat{x}}_0\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}---\left(6\right)\right.$

其中状态转移矩阵F₀=A₀，输出矩阵G₀=C₀，误差矩阵D₀=d₀；

当m>0时，式（5）中的第m个子块状态方程为

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{x}}_m\left((k+1)T\right)=F_m{\hat{x}}_m\left(\mathrm{kT}\right)+D_{m}e\left(\mathrm{kT}\right)\\ {\hat{y}}_m\left(\mathrm{kT}\right)=G_m{\hat{x}}_m\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}---\left(7\right)\right.$

其中状态转移矩阵F_m=A_m，输出矩阵G_m=C_m，误差矩阵Dm＝[dm1 dm2]；

以瞬时谐波估算法为基础分别建立电压复合观测器和电流复合观测器，以估算电压采样值V(kT)、输出电流采样值I(kT)中的直流分量、基波分量、各次谐波分量；

电压复合观测器的动态方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{x}}_V\left((k+1)T\right)={F\hat{x}}_V\left(\mathrm{kT}\right)+De\left(\mathrm{kT}\right)\\ \hat{V}\left(\mathrm{kT}\right)=G{\hat{x}}_V\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}---\left(8\right)\right.$

其中状态向量 ${\hat{x}}_V\left(\mathrm{kT}\right)=[{\hat{x}}_{V0}\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{x}}_{V1}\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{x}}_{V2}\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{x}}_{\mathrm{Vm}}\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{x}}_{\mathrm{VN}}\left(\mathrm{kT}\right)]$ 是输出电压状态向量的估计量，输出向量 $\hat{V}\left(\mathrm{kT}\right)=[{\hat{V}}_0\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{V}}_1\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{V}}_2\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{V}}_m\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{V}}_N\left(\mathrm{kT}\right)]$ 是输出电压的估计量，

当m=0时，式(8)中的第0个子块即直流电压的状态方程为

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{x}}_{V0}\left((k+1)T\right)=F_0{\hat{x}}_{V0}\left(\mathrm{kT}\right)+D_{0}e\left(\mathrm{kT}\right)\\ {\hat{V}}_0\left(\mathrm{kT}\right)=G_0{\hat{x}}_{V0}\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}---\left(9\right)\right.$ 其中状态变量

是输出电压中直流电压状态变量的估计量，输出向量

是输出电压中直流分量的估计量；

当m>0时，式(8)中的第m个子块即第m次谐波电压的状态方程为

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{x}}_{\mathrm{Vm}}\left((k+1)T\right)=F_m{\hat{x}}_{\mathrm{Vm}}\left(\mathrm{kT}\right)+D_{m}e\left(\mathrm{kT}\right)\\ {\hat{V}}_m\left(\mathrm{kT}\right)=G_m{\hat{x}}_{\mathrm{Vm}}\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}---\left(10\right)\right.$

其中状态变量

是输出电压中第m次谐波电压分量状态变量的估计量，输出向量

是输出电压中第m次谐波电压的估计量；

电流复合观测器的动态方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{x}}_I\left((k+1)T\right)=F{\hat{x}}_I\left(\mathrm{kT}\right)+De\left(\mathrm{kT}\right)\\ \hat{I}\left(\mathrm{kT}\right)=G{\hat{x}}_I\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}---\left(11\right)\right.$ 其中状态向量 ${\hat{x}}_I\left(\mathrm{kT}\right)=[{\hat{x}}_{I0}\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{x}}_{I1}\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{x}}_{I2}\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{x}}_{\mathrm{Im}}\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{x}}_{\mathrm{IN}}\left(\mathrm{kT}\right)]$ 是输出电流状态向量的估计量，输出向量 $\hat{I}\left(\mathrm{kT}\right)=[{\hat{I}}_0\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{I}}_1\left(\mathrm{kT}\right),{\hat{I}}_2\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{I}}_m\left(\mathrm{kT}\right),...,{\hat{I}}_N\left(\mathrm{kT}\right)]$ 是输出电流的估计量；

当m=0时，式(11)中的第0个子块即直流电流的状态方程为

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{x}}_{I0}\left((k+1)T\right)=F_0{\hat{x}}_{I0}\left(\mathrm{kT}\right)+D_{0}e\left(\mathrm{kT}\right)\\ {\hat{I}}_0\left(\mathrm{kT}\right)=G_0{\hat{x}}_{I0}\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}---\left(12\right)\right.$ 其中状态变量

是输出电流中直流电流状态变量的估计量，输出向量是输出电流中直流分量的估计量；

当m>0时，式(11)中的第m个子块即第m次谐波电流的状态方程为

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{x}}_{\mathrm{Im}}\left((k+1)T\right)=F_m{\hat{x}}_{\mathrm{Im}}\left(\mathrm{kT}\right)+D_{m}e\left(\mathrm{kT}\right)\\ {\hat{I}}_m\left(\mathrm{kT}\right)=G_m{\hat{x}}_{\mathrm{Im}}\left(\mathrm{kT}\right)\end{array}---\left(13\right)\right.$

其中状态变量

是输出电流中第m次谐波电流分量状态变量的估计量，输出向量

是输出电流中第m次谐波电流的估计量；

步骤4：根据电流复合观测器的估算结果，计算滤波电感的谐波总压降即谐波前馈补偿量；

滤波电感内阻上的压降V_RL=R_L·i_h，i_h为总谐波电流，根据电流复合观测器的估算结果来计算滤波电感上的压降V_hL=L_f·di_h/dt，第m次谐波的感抗为mωL_f，由谐波电流造成的电感两端的压降由下式计算：

$V_{\mathrm{hL}}=\underset{m=2}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left[{\mathrm{m\ωL}}_f\right]\·I_m\cos \left(\mathrm{m\ωkT}\right)---\left(14\right)$

其中I_m为第m次谐波电流，L_f为滤波电感，C_f为滤波电容，R_L、R_C分别为L_f和C_f的内阻；

输出电流减去基波电流再乘以滤波电感内阻即可得到负载电流在滤波电感内阻上的压降，根据公式(11)利用各次谐波的正交分量分别求得负载电流各次谐波在电感上产生的谐波压降，然后求和得到谐波压降之和，因此滤波电感谐波总压降为V_drop=R_L·i_h+V_hL，即前馈补偿量V_drop=R_L·i_h+V_hL；

步骤5：根据电压复合观测器的估算结果，计算高频谐波电压即噪声反馈补偿量；

输出电压减去直流电压和基波电压为高频谐波电压，即

V_h=V(kT)-V₀(kT)-V_Fsin(kT)   (15)

其中V₀(kT)为输出电压的直流电压；

步骤6：FPGA将基波电压的同相分量V_Fsin、基波电压的正交分量V_Fcos、基波电流的同相分量I_Fsin、基波电流的正交分量I_Fcos、V_drop、V_h发送给DSP，其中基波电压的同相分量为V_Fsin=A_Vsin(ωkT+φ_V)、基波电压的正交分量为V_Fcos=A_Vcos(ωkT+φ_V)，A_V是基波电压峰值，φ_V是基波电压初相角，基波电流的同相分量为I_Fsin=A_Isin(ωkT+φ_I)、基波电流的正交分量为I_Fcos=A_Icos(ωkT+φ_I)，A_I是基波电流峰值，φ_I基波电流初相角；

步骤7：进行基于D-Q模型的基波跟踪控制，得到单相逆变电源的基波控制量；

步骤8：进行谐波补偿控制；

将滤波电感上产生谐波总压降V_drop作为前馈控制量叠加到基波控制量上，以补偿因非线性负载引起的输出波形的畸变；

步骤9：噪声反馈补偿控制，通过噪声反馈补偿量对输出信号的谐波及噪声信号进行补偿；

步骤10：计算输出波形控制量，产生SPWM波形，输出SPWM控制信号；

输出波形控制量包含基波控制量、谐波前馈补偿量和噪声反馈补偿量；

V_con=V_Fcon+V_drop-V_h   (20)

以输出波形控制量V_con为调制波、幅值为U_d频率为f_c的三角波为载波，在DSP的PWM模块中实现SPWM调制技术，产生SPWM控制信号；

步骤11：将DSP输出的SPWM控制信号电平转换后送至IGBT驱动电路，最终驱动IGBT；

步骤12：全桥逆变电路工作，调整输出电压。

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