CN102598537B - 在无线通信系统中发送/接收参考信号的方法和装置 - Google Patents

Abstract

所公开的是一种用于发送参考信号的方法和装置。在用于在无线通信系统中发送参考信号的基站装置中，处理器为分配给每个层的资源元素(RE)生成相同的加扰序列，以用于参考信号传输，并且扩展或覆盖沃尔什(Walsh)码，使得针对该资源元素生成的加扰序列在时间轴上可以是彼此正交的，以便生成参考信号序列。在这里，基于多个资源块(RB)或者基于资源块对在频率轴上应用了通过处理器进行的沃尔什码扩展或覆盖，使得能够在资源块之间或在成对的资源块之间映射具有相互不同的序列值的相互不同的序列。经由每个层，传输模块将如此生成的参考信号序列所应用于的参考信号发送到用户设备。

Description

在无线通信系统中发送/接收参考信号的方法和装置

技术领域

本发明涉及一种无线通信系统，并且更具体地涉及一种用于使用生成的参考信号序列来发送/接收参考信号的方法和装置。

背景技术

给出对于3GPPLTE(第三代合作伙伴计划长期演进；在下文中被称为“LTE”)的描述，以作为本发明所能够应用于的示例性移动通信系统。

图1图示了作为示例性移动通信系统的E-UMTS(演进型通用移动电信系统)网络。E-UMTS是从UMTS(通用移动通信系统)演进来的系统，并且用于E-UMTS的基本标准化当前由3GPP来执行。E-UMTS能够被认为是LTE系统。UMTS和E-UMTS的技术规范的详情分别参考“第三代合作伙伴计划；无线接入网络技术规范组”的版本7和版本8。

参考图1，E-UMTS包括位于用户设备(UE)、e节点B以及网络(E-UTRAN)的终端处并且与外部网络链接的接入网关(AG)。e节点B能够同时地发送用于广播服务、多播服务和/或单播服务的多个数据流。

一个或多个小区属于一个e节点B。小区被设置为1.25、2.5、5、10、15以及20MHz的带宽中的一个，并且向多个UE提供下行链路或上行链路传输服务。可以配置不同的小区使得它们提供不同的带宽。e节点B控制到多个UE的数据的传输和到从多个UE的数据的接收。通过将有关下行链路数据的下行链路调度信息发送到UE，e节点B将其中下行链路数据将被发送的时域/频域、编码方案、数据大小、包括混合自动重传请求(HARQ)的信息等用信号发送到对应的UE。

通过将有关上行链路数据的上行链路调度信息发送到UE，e节点B将能够被UE使用的时域/频域、编码方案、数据大小、包括HARQ的信息等发送到UE。可以在e节点B之间使用用于用户流量或控制流量传输的接口。核心网(CN)能够由AG和用于UE的用户注册的网络节点来构成。AG基于配置有多个小区的跟踪区域(TA)来管理UE的移动性。

尽管无线通信技术已经被基于宽带码分多址(WCDMA)而被发展成为LTE，但是对用户和公共载体的需求和期望不断地增加。此外，无线接入技术正在不断地发展，并且因此需要技术的演进来提高竞争力。技术的演进包括每比特的成本的减少、服务可用性方面的增加、频带的灵活使用、简单的结构和开放的接口、适当的UE功耗等。

最近，3GPP已经执行了对于遵循LTE的技术的标准化。在本说明书中这个技术被称为“先进的LTE”或“LTE-A”。LTE与LTE-A之间的主要区别之一是系统带宽。LTE-A旨在支持多达100MHz的宽带。为了实现这个，使用了用于使用多个频率块实现宽带的载波聚合或带宽聚合。载波聚合将多个频率块用作一个逻辑频带以获得更宽的频带。能够基于在LTE中使用的系统块带宽来定义每个频率块的带宽。每个频率块使用分量载波来发送。

然而，LTE-A还未讨论当八个层承载参考信号时，生成用于每个层中的参考信号传输的参考序列的方法。

发明内容

技术问题

本发明的目的是提供一种用于在无线通信系统中发送/接收参考信号的方法。

本发明的另一目的是提供一种用于在无线通信系统中发送/接收参考信号的装置。

待通过本发明解决的技术问题不限于上述技术问题，并且从以下的描述中，本领域的技术人员能够清楚地理解在上文中未提到的其它技术问题。

技术解决方案

在本发明的方面，一种用于在无线通信系统中在e节点B处发送参考信号的方法包括：使用第一m序列和第二m序列来生成用于每个层的伪随机序列；使用所生成的伪随机序列和沃尔什码来生成参考信号序列；以及针对每个层，将针对每个层生成的参考信号序列所应用于的参考信号发送到用户设备(UE)，其中，使用序列初始化值来生成伪随机序列，使用无线电帧中的时隙号、物理层小区ID值、以及指示通过频率区分的层索引组的值来生成该序列初始化值。

在本发明的另一方面，用于在无线通信系统中在e节点B处发送参考信号的方法包括：为分配给每个层的资源元素(RE)生成相同的加扰序列，以用于参考信号传输；通过扩展或覆盖沃尔什码而生成参考信号序列，使得针对RE生成的加扰序列在时间轴上是彼此正交的；以及经由每个层将所生成的参考信号序列所应用于的参考信号发送到UE，其中，基于多个资源块(RB)或基于资源块对在频率轴上应用了该沃尔什码扩展或覆盖，使得具有相互不同的序列值的相互不同的序列被映射在资源块之间或在成对的资源块之间。

在沃尔什码扩展和覆盖中，在多个资源块对的第一资源块中，沃尔什码元素可以应用于第一码分复用(CDM)组，使得该沃尔什码元素在该时间轴的方向上、被一对一映射到分配给第一资源块的第一子载波的RE，在该时间轴的相反方向上、被一对一映射到第二子载波的RE，以及在该时间轴的方向上、被一对一映射到第三子载波的RE，并且在多个资源块对的第二资源块中，该沃尔什码元素可以适用于第一CDM组，使得该沃尔什码元素在该时间轴的相反方向上、被一对一映射到分配给第二资源块的第一子载波的RE，在该时间轴的方向上、被一对一映射到第二子载波的RE，以及在该时间轴的相反方向上、被一对一映射到第三子载波的RE。

在第一和第二资源块对中，该沃尔什码元素可以以与适用于第一CDM组的沃尔什码元素的次序不同的次序而被应用于第二CDM组。

在参考信号序列的生成中，可以在频率轴上基于两个资源块对来重复具有不同的序列值的不同序列。

CDM组的沃尔什码元素可以作为(1，1，1，1)而应用于层1，作为(1，-1，1，-1)而应用于层2，作为(1，1，-1，-1)而应用于层3，以及作为(1，-1，-1，1)而应用于层4。

在本发明的另一方面，用于在无线通信系统中发送参考信号的e节点B装置包括：处理器，所述处理器使用第一m序列和第二m序列来生成用于每个层的伪随机序列，并且使用所生成的伪随机序列和沃尔什码来生成参考信号序列；以及传输模块，所述传输模块针对每个层，将针对每个层生成的参考信号序列已经应用于的参考信号发送到UE，其中，该处理器使用序列初始化值来生成该伪随机序列，使用无线电帧中的时隙号、物理层小区ID值、以及指示通过频率区分的层索引组的值来生成该序列初始化值。

在本发明的另一方面，用于在无线通信系统中发送参考信号的e节点B装置包括：处理器，所述处理器为分配给每个层的资源元素(RE)生成相同的加扰序列，以用于参考信号传输，并且通过扩展或覆盖沃尔什码来生成参考信号序列，使得针对RE生成的加扰序列在时间轴上是彼此正交的；以及传输模块，所述传输模块经由每个层将所生成的参考信号序列已经应用于的参考信号发送到UE，其中，该处理器的沃尔什码扩展或覆盖基于多个资源块(RB)或基于资源块对而在频率轴上被应用，使得具有相互不同的序列值的相互不同的序列被映射在资源块之间或在成对的资源块之间。

有益效果

根据本发明的用于生成并且发送参考信号序列的方法能够显著地改进3GPPLTE-A系统中的e节点B和UE的通信性能。

应当理解的是，本发明的前面的一般描述和以下具体描述都是示例性的和解释性的，并且旨在提供对如权利要求所述的本发明的进一步解释。

附图说明

被包括以提供对本发明的进一步理解并且被并入这里构成本申请的一部分的附图示出本发明的实施例，并且与说明一起用于解释本发明的原理。在附图中：

图1图示了作为示例性移动通信系统的E-UMTS网络；

图2图示了基于3GPP无线接入网络的UE与E-UTRAN之间的无线接口协议的控制平面和用户平面的结构；

图3是与对在3GPP系统中使用的物理信道和使用该物理信道的通用信号传输方法所进行的描述相关的图；

图4图示了在为移动通信系统之一的3GPPLTE系统中使用的示例性无线电帧结构；

图5图示了3GPPLTE系统的下行链路和上行链路子帧结构；

图6图示了用于3GPPLTE系统中的下行链路的时频资源栅格(grid)结构；

图7图示了多输入多输出(MIMO)通信系统建模；

图8图示了N_T个T_X天线与R_X天线i之间的信道；

图9图示了用于SC-FDMA和OFDMA的一般系统结构；

图10图示了用于3GPPLTE系统的示例性上行链路SC-FDMA系统结构；

图11图示了用于3GPPLTE系统的示例性上行链路SC-FDMA传输帧结构；

图12图示了用于基于SC-FDMA的MIMO系统的数据信号映射关系的示例；

图13图示了用于3GPPLTE系统的示例性参考信号图案；

图14图示了在RB内为DRS层1和2所编码复用的示例性RE图案；

图15图示了用于生成DRS序列的示例性方法；

图16图示了用于生成DRS序列的示例性方法；

图17图示了用于生成DRS序列的示例性方法；

图18图示了用于在RB内生成序列的示例性方法；

图19图示了用于生成DRS序列的示例性方法；

图20图示了用于在RB内生成序列的示例性方法；

图21图示了用于在RB内生成DRS序列的示例性方法；

图22图示了在两个小区的情况下，用于使用DRS序列发送DRS的示例性方法；

图23图示了用于在RB内生成序列的示例性方法；

图24图示了在两个小区的情况下用于使用DRS序列发送DRS的示例性方法；

图25图示了将预编码应用到两个DRS层、将DRS层映射到四个Tx天线、以及发送DRS层的示例性方法，和当使用该方法发送DRS时OFDM符号之间的功率差别；

图26图示了用于生成DRS序列的示例性方法；

图27图示了用于使用根据图26中所示的方法生成的DRS序列发送DRS的示例性方法；

图28(a)和28(b)图示了用于生成DRS序列的示例性方法；

图29(a)和29(b)图示了用于生成DRS序列的示例性方法；

图30图示了在两个小区的情况下使用DRS序列发送DRS信号的示例；

图31图示了图26中所示的DRS序列生成方法的替代方法；

图32(a)和32(b)图示了用于针对每个OFDM符号生成DRS序列的示例性方法；

图33图示了与图32(a)和32(b)中所示的方法有关的序列映射方法；

图34(a)图示了用于特定DRS层的示例性正交码覆盖码图案；

图34(b)和34(c)图示了用于在RB中使用沃尔什码的示例；

图35图示了用于在频率CDMRE集合中映射沃尔什码的示例性方法；

图36(a)和36(b)图示了用于两个层的跳码的示例；

图37图示了用于两个层的跳码的示例；

图38(a)和38(b)图示了用于四个层的跳码的示例；

图39图示了用于生成两个序列的示例性方法；

图40图示了在两个小区的情况下使用DRS序列发送DRS的示例；

图41图示了在两个小区的情况下使用DRS序列发送DRS的示例；

图42图示了在两个小区的情况下使用DRS序列发送DRS的示例；

图43(a)图示了使用生成的DRS序列发送DRS的示例；

图43(b)图示了根据图43(a)中所示的传输方案的发送功率；

图44图示了使用生成的DRS序列发送DRS的示例；

图45图示了用于将CDM码分配给每个层的示例性方法；

图46(a)图示了发送DMRS序列的示例；

图46(b)图示了根据图46(a)的传输方案的发送功率；

图47图示了示例性DRS序列映射方法；

图48图示了使用生成的DRS序列发送DRS的示例；

图49图示了应用将沃尔什码应用于DMRS的示例性方法；

图50和51图示了将沃尔什码应用于四个DMRS的示例性方法；

图52图示了示例性DMRS序列映射方法；以及

图53是根据本发明的实施例的装置50的方框图。

具体实施方式

现在将参考附图对本发明的优选实施例进行详细的参考。参考附图，将在下文中给出的具体描述旨在解释本发明的示例性实施例，而不是旨在示出能够根据本发明来实现的仅有的实施例。例如，虽然以下具体描述包括特定细节以便提供本发明的完全理解，但是对本领域的技术人员而言将显而易见的是可以在没有这样的特定细节的情况下来实现本发明。例如，在假定正使用第三代合作伙伴计划长期演进(3GPPLTE)移动通信系统的情况下给出了以下具体描述。然而，除3GPPLTE系统固有的特定特征之外，描述适用于任何其它的移动通信系统。

在某些情况下，已知的结构和设备被省略，或以集中在结构和设备的重要的特征的方框图形式来示出已知的结构和设备，以便不使本发明的概念混淆。在本说明书全文中，将使用相同的附图标记指代相同或类似的部分。

在以下描述中，用户设备(UE)被假定为指的是诸如移动站(MS)、先进的移动站(AMS)等的移动或固定的用户终端设备，并且术语“基站(BS)”被假定指代与UE进行通信的诸如NodeB、增强的节点B(eNB或e节点B)、接入点(AP)等的网络终端的任何节点。

在移动通信系统中，UE可以在下行链路上从e节点B接收信息，并且在上行链路上将信息发送到e节点B。MS发送或接收的信息包括数据和各种类型的控制信息。根据MS发送或接收的信息的类型和用途存在许多物理信道。

在本文中所描述的技术、装置以及系统能够被用在各种无线接入技术中，诸如码分多址(CDMA)、时分多址(TDMA)、正交频分多址(OFDMA)、单载波频分多址(SC-FDMA)等。CDMA可以使用诸如通用陆地无线电接入(UTRA)或者CDMA2000的无线电技术来实现。TDMA可以使用诸如全球移动通信系统(GSM)/通用分组无线业务(GPRS)/增强型数据速率GSM演进(EDGE)的无线电技术来实现。OFDMA可以使用诸如电子及电气工程师协会(IEEE)802.11(Wi-Fi)、IEEE802.16(WiMAX)、IEEE802-20、演进的UTRA(E-UTRA)等的无线技术来实现。UTRA是通用移动通信系统(UMTS)的一部分。第三代合作伙伴计划(3GPP)长期演进(LTE)是使用E-UTRA的演进型UMTS(E-UMTS)的一部分。3GPPLTE在下行链路中采用OFDMA，并且在上行链路中采用SC-FDMA。先进的LTE(LTE-A)是3GPPLTE的演进。

为了清楚，本发明集中在3GPPLTE/LTE-A。然而，本发明的技术特征不限于此。

图2图示了基于3GPP无线接入网络的UE与E-UTRAN之间的无线接口协议的控制平面和用户平面的结构。

参考图2，控制平面是通过其发送用于UE120的和用于管理呼叫的网络的控制消息的通路。用户平面是在应用层生成的数据，即，音频数据、因特网分组数据等通过其的通路。

物理层，即，第一层使用物理信道向更高的层提供信息传输服务。物理层通过传送信道，和与更高的层相对应的媒体存取控制(MAC)层链接。通过传送信道来在MAC层与物理层之间发送数据。经由在发射机与接收机的物理层之间的物理信道发送数据。物理层将时间和频率用作为无线资源。具体地，在下行链路中物理层通过正交频分多址(OFDMA)来调制，并且在上行链路中使用单载波频分多址(SC-FDMA)来调制。

与第二层相对应的MAC层通过逻辑信道，向与更高的层相对应的无线链路控制(RLC)层提供服务。RLC层支持可靠的数据传输。RLC层的功能可以被实现为MAC层中的功能块。第二层的分组数据集中协议(PDCP)层执行用于使用窄带宽在无线接口中减少对诸如IPv4或IPv6的IP分组的有效率的传输不必要的控制信息的头部压缩功能。

与第三层的最低层相对应的无线资源控制(RRC)层仅在控制平面中定义。RRC层控制与无线承载的配置、重新配置、以及释放相关联的逻辑信道、传送信道以及物理信道。无线承载意指为UE与网络之间的数据传输通过第二层提供的服务。对于这个，UE和网络的RRC层交换RRC消息。当UE和网络的RRC层是RRC连接时，UE处于RRC连接模式中，而当它们不是RRC连接时处于空闲模式中。与RRC层的更高的层相对应的非接入阶(NAS)层执行会话管理和移动性管理。

构成e节点B110的一个小区被设置为1.25、2.5、5、10、15以及20MHz的带宽中的一个，并且向UE提供下行链路或上行链路传输服务。不同的小区可以被配置成提供不同的带宽。

用于将数据从网络发送到UE的下行链路传送信道包括承载系统信息的广播信道(BCH)、承载寻呼消息的寻呼信道(PCH)、发送用户流量或控制消息的下行链路共享信道(SCH)等。下行链路多播或广播服务的流量或控制消息能够通过下行链路SCH、或通过单独的下行链路多播信道(MCH)来发送。用于将数据从UE发送到网络的上行链路传送信道包括发送初始控制消息的随机接入信道(RACH)和承载用户流量或控制消息的上行链路共享信道(SCH)。位于传送信道之上并且被映射到该传送信道的逻辑信道包括广播控制信道(BCCH)、寻呼控制信道(PCCH)、公用控制信道(CCCH)、多播控制信道(MCCH)、多播流量信道(MTCH)等。

图3图示了在3GPP系统和使用物理信道的通用信号传输方法中使用的物理信道。

参考图3，当UE上电或者进入新的小区时，该UE执行包括与e节点B的同步的获取的初始小区搜索(S310)。对于初始小区搜索而言，该UE从e节点B接收主同步信道(P-SCH)和次同步信道(S-SCH)，并且获取与e节点B的同步和来自P-SCH和S-SCH的诸如小区标识(ID)的信息。然后UE可以从e节点B接收物理广播信道(PBCH)并且从PBCH获取小区内的广播信息。在初始小区搜索步骤中，UE可以通过接收下行链路参考信号(DLRS)来检查下行链路信道状态。

在完成初始小区搜索之后，UE可以通过根据在PDCCH上承载的信息，接收物理下行链路控制信道(PDCCH)和接收物理下行链路共享信道(PDSCH)来获取更多的特定系统信息(S320)。

随后，UE可以执行随机接入过程(S330至S360)以便完成到BS的接入。对于该随机接入过程，UE可以在物理随机接入信道(PRACH)上发送前导(S330和S350)，并且在与其相对应的PDCCH和PDSCH上接收对该前导的响应消息(S340和S360)。如果随机接入过程是基于争用的，则UE可以额外地执行争用决议过程。

在上述随机接入过程之后，UE可以在通用上行链路/下行链路信号传输过程中接收PDCCH/PDSCH(S370)并且发送物理上行链路共享信道(PUSCH)/物理上行链路控制信道(PUCCH)(S380)。UE发送到e节点B的控制信息包括下行链路/上行链路肯定应答/否定-ACK(ACK/NACK)信号、信道质量指示(CQI)、预编码矩阵索引(PMI)、以及秩指示(RI)。在3GPPLTE系统的情况下，UE能够通过PUSCH和/或PUCCH发送诸如CQI/PMI/RI的控制信息。

图4图示了在作为移动通信系统之一的3GPPLTE系统中使用的示例性无线电帧结构。

参考图4，无线电帧具有10ms(327200·T_s)的长度并且包括10个子帧。每个子帧具有1ms的长度并且包括两个时隙。每个时隙具有0.5ms(15360·T_s)的长度。在这里，T_s表示采样时间，并且被表示为T_s＝1/(15kHz×2048)＝3.2552×10^-8(大约33ns)。一个时隙包括多个OFDM符号或SC-FDMA符号和频域中的多个资源块。

在LTE中，一个资源块包括12个子载波×7(6)OFDM符号或SC-FDMA符号。作为用于数据传输的单位时间的传输时间间隔(TTI)能够使用一个或多个子帧来配置。示出无线电帧的结构仅用于示例性的目的。因此，无线电帧中包括的子帧的数目或子帧中包括的时隙的数目或时隙中包括的OFDM符号或SC-FDMA符号的数目可以以各种方式来修改。

图5图示了用于作为移动通信系统之一的3GPPLTE系统的下行链路和上行链路子帧的结构。

参考图5(a)，在时域中下行链路子帧包括两个时隙。位于下行链路子帧内的第一时隙的前部分中的最多三个OFDM符号对应于待被分配有控制信道的控制区。剩余的OFDM符号对应于待被分配有物理下行链路共享信道(PDSCH)的数据区。

在3GPPLTE中使用的下行链路控制信道的示例包括物理控制格式指示信道(PCFICH)、物理下行链路控制信道(PDCCH)、物理混合-ARQ指示信道等。PCFICH在子帧的第一个OFDM符号处发送并且携带有关用于子帧内的控制信道的传输的OFDM符号的数目(即，控制区的大小)的信息。通过PDCCH发送的控制信息被称为下行链路控制信息(DCI)。DCI包括用于任意UE组的上行链路资源分配信息、下行链路资源分配信息、上行链路发送(Tx)功率控制命令等。PHICH携带用于上行链路混合自动重传(HARQ)的肯定应答(ACK)/否定应答(NACK)信号。也就是说，PHICH携带响应于通过UE发送的上行链路数据的ACK/NACK信号。

将给出PDCCH的描述。

PDCCH可以携带PDSCH的资源分配和传送格式(DL许可)、PUSCH的资源分配信息(UL许可)、一组有关任意UE组内的个体UE的Tx功率控制命令、网际协议语音(VoIP)的激活等。能够在控制区内发送多个PDCCH。UE能够监控多个PDCCH。PDCCH使用一个或若干连续的控制信道元素(CCE)的聚合来配置，并且能够在经历子块交错之后通过控制区来发送。CCE是用来基于无线电信道的状态给PDCCH提供编码速率的逻辑分配单位。CCE对应于多个资源元素组。PDCCH的格式和PDCHH的可用比特的数目被根据CCE的数量与由CCE提供的编码速率之间的相关性来确定。

在PDCCH上发送的控制信息被称为DCI。表1示出了根据DCI格式的DCI。

[表1]

DCI格式0对应于上行链路资源分配信息，DCI格式1和DCI格式2对应于下行链路分配信息，并且DCI格式3和DCI格式3A对应于有关任意UE组的上行链路发送功率控制命令。

参考图5(b)，在频域中上行链路子帧能够被划分为控制区和数据区。控制区分配有用于承载上行链路控制信息的物理上行链路控制信道(PUCCH)。数据区分配有用于承载用户数据的物理上行链路共享信道(PUSCH)。为了维持单载波属性，一个UE不同时地发送PUCCH和PUSCH。用于一个UE的PUCCH被分配给子帧中的RB对。属于该RB对的RB占用相应的两个时隙中的不同的子载波。分配给PUCCH的RB对在时隙边界上是跳频的。

图6图示了用于作为移动通信系统之一的3GPPLTE系统中的下行链路的时频资源栅格结构。

参考图6，在每个时隙中发送的下行链路信号可以通过包括个子载波和个OFDM符号的资源栅格来描述。在这里，表示DL时隙中的RB的数目，并且表示构成一个RB的子载波的数目。表示下行链路时隙中的OFDM符号的数目。取决于小区的下行链路传输带宽并且必须满足在这里，表示由无线通信系统所支持的最小下行链路带宽，而表示由无线通信系统所支持的最大下行链路带宽。虽然并且但是它们不限于此。在一个时隙中包括的OFDM符号的数目可以取决于循环前缀(CP)长度和子载波间隔。在多天线传输的情况下，能够每个天线端口定义一个资源栅格。

用于每个天线端口的资源栅格中的每个资源元素(RE)可以由时隙中的索引对(k，l)来唯一地标识。在这里，k是频域索引并且具有的值中的一个值，并且l是时域索引并且具有的值中的一个值。

图6中所示的RB被用来描述特定物理信道与RE之间的映射关系。RB能够被划分为物理资源块(PRB)和虚拟资源块(VRB)。

PRB被定义为时域中的个连续的OFDM符号和频域中的个连续的子载波。和可以是预定义的值。例如，和能够按表2中所示的来给出。因此，一个PRB包括个RE。一个PRB可以对应于时域中的一个时隙，并且对应于180kHz，但PRB不限于此。

[表2]

PRB具有频域内范围从0至的值。频域中一个时隙内的PRB数目n_PRB与RE(k，l)之间的关系满足

VRB和PRB具有相同的大小。VRB能够被划分为局部式VRB(LVRB)和分布式VRB(DVRB)。对于每个类型的VRB而言，单个VRB数目n_VRB被分配给一个子帧内的两个时隙中的一对VRB。换句话说，属于构成一个子帧的两个时隙中的第一个时隙的VRB分配有0至的索引中的一个索引，而属于两个时隙中的第二时隙的VRB也分配有个索引中的一个索引。

将给出MIMO技术的描述。MIMO技术是多输入多输出技术的缩写。MIMO技术使用多个传输(Tx)天线和多个接收(Rx)天线来改进Tx/Rx数据的效率，反之先前常规的技术一般使用单个Tx天线和单个Rx天线。换句话说，MIMO技术允许无线通信系统的传输端或接收端使用多个天线，使得能够改进容量或性能。为了描述的方便，术语“MIMO”还能够被认为是多天线技术。

更详细地，MIMO技术不依靠单个天线通路来接收单个总消息，其收集经由若干天线接收的多个数据片，并且使得总消息完整。因此，MIMO技术能够提高特定范围内的数据传输速率，或者能够增加以特定数据传输速率的系统范围。

下一代移动通信技术要求比常规移动通信技术的数据传送速率更高的数据传送速率，使得能够预期的是，有效的MIMO技术对下一代移动通信技术来说是必不可少的。在这个假设下，MIMO通信技术是待应用于移动通信终端或中继器的下一代移动通信技术，并且能够扩展数据通信范围的范围，使得其能够克服由于各种的有限的情况而导致的其它移动通信系统的传输数据的受限量。

同时，来自能改进数据的传送效率的各种技术之中的MIMO技术能够大大地提高通信容量的量和Tx/Rx性能，而不用分配额外的频率或增加额外的功率。由于这些技术优点，大多数公司或开发者的区域对这个MIMO技术给予很大地关注。

图7图示了通用MIMO通信系统。

参考图7，如果Tx天线的数目增加到N_T，并且同时Rx天线的数目增加到N_R，则MIMO通信系统的理论信道传输容量与天线的数目成比例地增加，不同于其中仅发射机或接收机使用若干天线的上述情况，使得传送速率和频率效率能够大大地增加。在这种情况下，通过增加的信道传输容量而获取的传送速率等于当使用单个天线时所获取的最大传送速率(Ro)和速率增量(Ri)的乘积，并且理论上能够增加。速率增量(Ri)能够通过以下等式1来表示：

[等式1]

R_i＝min(N_T，N_R)

将在下文中详细地描述用于在上述MIMO系统中使用的通信方法的数学建模。

首先，如能够从图7中所见的，假定存在N_T个Tx天线和N_R个Rx天线。

在Tx信号的情况下，在使用N_T个Tx天线的条件下传输信息片的最大数目是N_T，使得Tx信号能够通过以下等式2中所示的特定向量来表示：

[等式2]

$s={[s_1,s_2,\·\·\·,s_{N_T}]}^T$

同时，单独的传输信息片s₁、s₂、...、S_NT可以具有不同的传输功率。在这种情况下，如果单独的传输功率通过p₁、p₂、...、p_NT来表示，则具有调整的传输功率的传输信息能够通过以下等式3中所示的特定向量来表示。

[等式3]

$\hat{s}={[{\hat{s}}_1,{\hat{s}}_2,\·\·\·,{\hat{s}}_{N_T}]}^T={[P_1{s}_1,P_2{s}_2,\·\·\·,P_{N_T}{s}_{N_T}]}^T$

在等式3中，是传输功率的对角矩阵，并且能够通过以下等式4来表示。

[等式4]

具有调整的传输功率的信息向量被乘以权重矩阵W，使得待实际上发送的N_T个传输(Tx)信号x₁、x₂、...、x_NT被配置。在这种情况下，权重矩阵适用于根据传输信道状况而适当地将传输信息分布到单独的天线上。上述传输信号x₁、x₂、...、x_NT能够通过使用向量x的以下等式5来表示。

[等式5]

在等式5中，w_ij是第i个Tx天线与第j个Tx信息之间的权重，并且W是指示该权重的矩阵。矩阵W被称作权重矩阵或预编码矩阵。

同时，能够根据两种情况以不同方式来考虑上述Tx信号(x)，即，其中使用空间分集的第一种情况和其中使用空间复用的第二种情况。

在使用空间复用的情况下，不同的信号被复用并且经复用的信号被发送到目的地，使得信息向量s的元素具有不同的值。否则，在使用空间分集的情况下，相同的信号被经由若干信道通路而重复地发送，使得信息向量s的元素具有相同的值。

不必说，还可以考虑空间复用方案和空间分集方案的组合。换句话说，根据空间分集方案，相同的信号经由三个Tx天线来发送，而剩余的信号被空间复用并且然后发送到目的地。接下来，如果使用N_R个Rx天线，则单独的天线的Rx信号y₁、y₂、...、y_NR能够通过以下等式6中所示的特定向量y来表示。

[等式6]

$y={[y_1,y_2,\·\·\·,y_{N_R}]}^T$

当在MIMO无线通信系统中对信道进行建模时，可以根据Tx和Rx天线的索引来区分它们。第j个Tx天线与第i个Rx天线之间的信道通过h_ij来表示。值得注意地，在h_ij中Rx天线的索引在Tx天线的索引之前。信道可以被全体地表示为向量或矩阵。描述了向量表示法的示例。

图8图示了从N_T个Tx天线至第i个Rx天线的信道。

如图8中所示，从N_T个Tx天线至第i个Rx天线的信道可以通过以下等式7来表示。

[等式7]

$h_i^T=[h_{i1},h_{i2},\·\·\·,h_{{\mathrm{iN}}_T}]$

因此，从N_T个Tx天线至N_R个Rx天线的所有信道可以通过以下等式8来表示。

[等式8]

实际的信道经历上述信道矩阵H，并且然后与加性高斯型白噪声(AWGN)相加。加到N_R个Rx天线的被给出为以下向量。

[等式9]

$n={[n_1,n_2,\·\·\·,n_{N_R}]}^T$

根据上述数学建模，所接收到的信号向量被给出为：

[等式10]

表示信道状态的信道矩阵H中的行和列的数目被根据Rx和Tx天线的数目来确定。具体地，信道矩阵H中的行的数目等于Rx天线的数目N_R，而信道矩阵H中的列的数目等于Tx天线的数量N_T。因此，信道矩阵H是N_R×N_T大小的。

矩阵的秩被定义为该矩阵中的不相关行的数目与不相关列的数目之间的较小者。因此，矩阵的秩不大于该矩阵的行或列的数目。信道矩阵H的秩rank(H)满足以下约束。

[等式11]

rank(H)≤min(N_T，N_R)

另一方面，能够观察到预编码矩阵的属性。未考虑到预编码矩阵的信道矩阵H能够通过以下等式12来表示。

[等式12]

一般而言，如果给出最小均方误差(MMSE)接收机，则第k个接收到的信号与干扰的噪声比(STNR)ρ_k被定义为等式13。

[等式13]

${\mathrm{\ρ}}_k={\mathrm{SINR}}_k=h_k^H{(N_0{I}_{N_R}+\underset{i\≠k}{\overset{N_R}{\underset{i=1}{\mathrm{\Σ}}}}{h}_i{h}_i^H)}^{-1}{h}_k$

然而，反映在预编码矩阵上的有效信道能够通过使用等式14中所示的W来表示。

[等式14]

$\tilde{H}=\mathrm{HW}=\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\→}{h}}_1^T\\ {\stackrel{\→}{h}}_1^T\\ \·\\ \·\\ \·\\ {\stackrel{\→}{h}}_{N_R}^T\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}{w}_1& w_2& \·\·\·& w_{N_R}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{\stackrel{\→}{h}}_1^T{w}_1& {\stackrel{\→}{h}}_1^T{w}_2& \·\·\·& {\stackrel{\→}{h}}_1^T{w}_{N_R}\\ {\stackrel{\→}{h}}_2^T{w}_1& {\stackrel{\→}{h}}_2^T{w}_2& \·\·\·& {\stackrel{\→}{h}}_2^T{w}_{N_R}\\ \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·\\ {\stackrel{\→}{h}}_{N_R}^T{w}_1& {\stackrel{\→}{h}}_{N_R}^T{w}_2& \·\·\·& {\stackrel{\→}{h}}_{N_R}^T{w}_{N_R}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cccc}{\tilde{h}}_1& {\tilde{h}}_2& \·\·\·& {\tilde{h}}_{N_T}\end{array}\right]$

因此，假设使用了MMSE接收机，第k个有效接收到的SNIRρ_k被定义为以下等式15。

[等式15]

${\widetilde{\mathrm{\ρ}}}_k={\mathrm{SINR}}_k={\tilde{h}}_k^H{(N_0{I}_{N_R}+\underset{i\≠k}{\overset{N_R}{\underset{i=1}{\mathrm{\Σ}}}}{\tilde{h}}_i{\tilde{h}}_i^H)}^{-1}{\tilde{h}}_k$

$=\left[\begin{array}{cccc}{w}_k^H{\stackrel{\→}{h}}_1^{*}& w_k^H{\stackrel{\→}{h}}_2^{*}& \·\·\·& w_k^H{\stackrel{\→}{h}}_{N_R}^{*}\end{array}\right]{(N_0{I}_{N_R}+\underset{i\≠k}{\overset{N_R}{\underset{i=1}{\mathrm{\Σ}}}}{\tilde{h}}_i{\tilde{h}}_i^H)}^{-1}\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\→}{h}}_1^T{w}_k\\ {\stackrel{\→}{h}}_2^T{w}_k\\ \·\\ \·\\ \·\\ {\stackrel{\→}{h}}_{N_R}^T{w}_k\end{array}\right]$

在这里，能够基于理论背景，根据预编码矩阵的变化来观察有关接收到的SINR的一些效用。首先，能够对一个预编码矩阵中的列置换的效用进行校验。换句话说，在第i个列向量w_i与第j个列向量w_j之间的置换的情况下，经置换的预编码矩阵能够通过以下等式16来表示。

[等式16]

$\hat{W}=\left[\begin{array}{ccccccc}{w}_1& \·\·\·& w_j& \·\·\·& w_i& \·\·\·& w_{N_R}\end{array}\right]$

因此，具有预编码矩阵W的有效信道和具有预编码矩阵的所置换的有效信道能够分别通过等式17来表示。

[等式17]

$\tilde{H}=\mathrm{HW}=\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\→}{h}}_1^T\\ {\stackrel{\→}{h}}_1^T\\ \·\\ \·\\ \·\\ {\stackrel{\→}{h}}_{N_R}^T\end{array}\right]\left[\begin{array}{ccccccc}{w}_1& \·\·\·& w_i& \·\·\·& w_j& \·\·\·& w_{N_R}\end{array}\right]\left[\begin{array}{ccccccc}{\stackrel{\→}{h}}_1^T{w}_1& \·\·\·& {\stackrel{\→}{h}}_1^T{w}_i& \·\·\·& {\stackrel{\→}{h}}_1^T{w}_j& \·\·\·& {\stackrel{\→}{h}}_1^T{w}_{N_T}\\ {\stackrel{\→}{h}}_2^T{w}_1& \·\·\·& {\stackrel{\→}{h}}_2^T{w}_i& \·\·\·& {\stackrel{\→}{h}}_2^T{w}_j& \·\·\·& {\stackrel{\→}{h}}_2^T{w}_{N_T}\\ \·& \·& \·& \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·& \·& \·& \·\\ {\stackrel{\→}{h}}_{N_R}^T{w}_1& \·\·\·& {\stackrel{\→}{h}}_{N_R}^T{w}_i& \·\·\·& {\stackrel{\→}{h}}_{N_R}^T{w}_j& \·\·\·& {\stackrel{\→}{h}}_{N_R}^T{w}_{N_T}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{ccccccc}{\tilde{h}}_1& \·\·\·& {\tilde{h}}_i& \·\·\·& {\tilde{h}}_j& \·\·\·& {\tilde{h}}_{N_T}\end{array}\right]$

$\hat{H}=H\hat{W}=\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\→}{h}}_1^T\\ {\stackrel{\→}{h}}_1^T\\ \·\\ \·\\ \·\\ {\stackrel{\→}{h}}_{N_R}^T\end{array}\right]\left[\begin{array}{ccccccc}{w}_1& \·\·\·& w_j& \·\·\·& w_i& \·\·\·& w_{N_R}\end{array}\right]\left[\begin{array}{ccccccc}{\stackrel{\→}{h}}_1^T{w}_1& \·\·\·& {\stackrel{\→}{h}}_1^T{w}_j& \·\·\·& {\stackrel{\→}{h}}_1^T{w}_i& \·\·\·& {\stackrel{\→}{h}}_1^T{w}_{N_T}\\ {\stackrel{\→}{h}}_2^T{w}_1& \·\·\·& {\stackrel{\→}{h}}_2^T{w}_j& \·\·\·& {\stackrel{\→}{h}}_2^T{w}_i& \·\·\·& {\stackrel{\→}{h}}_2^T{w}_{N_T}\\ \·& \·& \·& \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·& \·& \·& \·\\ {\stackrel{\→}{h}}_{N_R}^T{w}_1& \·\·\·& {\stackrel{\→}{h}}_{N_R}^T{w}_j& \·\·\·& {\stackrel{\→}{h}}_{N_R}^T{w}_i& \·\·\·& {\stackrel{\→}{h}}_{N_R}^T{w}_{N_T}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{ccccccc}{\tilde{h}}_1& \·\·\·& {\tilde{h}}_j& \·\·\·& {\tilde{h}}_i& \·\·\·& {\tilde{h}}_{N_T}\end{array}\right]$

根据等式17，即使置换了两个列向量，接收到的SINR值本身除次序之外未被改变，使得信道容量/和速率可以是恒定的。因此类似于等式14和15，能够获取经置换的有效信道和第k个接收到的SINR。

[等式18]

[等式19]

${\widehat{\mathrm{\ρ}}}_k={\mathrm{SINR}}_k={\hat{h}}_k^H{(N_0{I}_{N_R}+\underset{i\≠k}{\overset{N_R}{\underset{i=1}{\mathrm{\Σ}}}}{\hat{h}}_i{\hat{h}}_i^H)}^{-1}{\hat{h}}_k$

根据等式19，注意的是，干扰和噪声部分彼此相等，如等式20所示：

[等式20]

${(N_0{I}_{N_R}+\underset{i\≠k}{\overset{N_R}{\underset{i=1}{\mathrm{\Σ}}}}{\hat{h}}_i{\hat{h}}_i^H)}^{-1}=\left[\begin{array}{cccc}{a}_{11}^k& a_{12}^k& \·\·\·& a_{{1N}_R}^k\\ a_{21}^k& a_{22}^k& \·\·\·& a_{2N_R}^k\\ \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·\\ a_{N_{R}1}^k& a_{N_{R}2}^k& \·\·\·& a_{N_R{N}_R}^k\end{array}\right]$

最新接收到的SINR能够通过以下等式21来表示。

[等式21]

${\widehat{\mathrm{\ρ}}}_k={\mathrm{SINR}}_k={\hat{h}}_k^H{(N_0{I}_{N_R}+\underset{i\≠k}{\overset{N_R}{\underset{i=1}{\mathrm{\Σ}}}}{\hat{h}}_i{\hat{h}}_i^H)}^{-1}{\hat{h}}_k={\hat{h}}_k^H\left[\begin{array}{cccc}{a}_{11}^k& a_{12}^k& \·\·\·& a_{1N_R}^k\\ a_{21}^k& a_{22}^k& \·\·\·& a_{2N_R}^k\\ \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·\\ a_{N_{R}1}^k& a_{N_{R}2}^k& \·\·\·& a_{N_R{N}_R}^k\end{array}\right]{\hat{h}}_k$

$=\underset{i=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{w}}_k{\stackrel{\→}{h}}_i^{*}\×a_{\mathrm{ij}}\×{\stackrel{\→}{h}}_j^T{\hat{w}}_k$

其次，能够对将e^-jθ(0≤θ≤2π)复用到一个预编码矩阵中的特定列向量的效用进行校验。简单地，±1，±j可以是如一些示例的可能的值。

在其中e^-jθ所被复用到第k个列的能够通过以下等式22来表示。

[等式22]

${\tilde{W}}_k=e^{-\mathrm{j\θ}}{\hat{W}}_k$

在这里，接收到的SINR能够通过以下等式23来表示。

[等式23]

${\widetilde{\mathrm{\ρ}}}_k=\underset{i=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{w}}_k{\stackrel{\→}{h}}_i^{*}\×a_{\mathrm{ij}}\×{\stackrel{\→}{h}}_j^T{\tilde{w}}_k$

$=\underset{i=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{+\mathrm{j\θ}}{\hat{w}}_k{\stackrel{\→}{h}}_i^{*}\×a_{\mathrm{ij}}\×{\stackrel{\→}{h}}_j^T{e}^{-\mathrm{j\θ}}{\hat{w}}_k$

$=\underset{i=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{w}}_k{\stackrel{\→}{h}}_i^{*}\×a_{\mathrm{ij}}\×{\stackrel{\→}{h}}_j^T{\hat{w}}_k$

$={\widehat{\mathrm{\ρ}}}_k$

作为等式23的结果，能够观察到的是，仅将e^-jθ复用到预编码矩阵中的特定列向量在接收SINR和信道容量/和速率方面是无用的。

图9图示了用于OFDMA和SC-FDMA的通用系统结构。

在基于OFDM或SC-FDMA的通用MIMO天线系统中，数据信号在传输符号内经过复杂的映射关系。首先，待发送的数据被分开为码字。对于大多数应用而言，码字将等同于由媒体接入控制(MAC)层所给出的传输块。每个码字使用诸如Turbo编码或截尾卷积码的信道编码器来单独地编码。在编码之后，码字是匹配到适当的大小的速率，并且然后映射到层。对于SC-FDMA传输而言，对每个层而言完成了离散傅里叶变换(DFT)预编码，而对于OFDM传输而言如图9中所示未应用DFT变换。

因此，每个层中的DFT变换的信号被乘以预编码向量/矩阵，并且映射到Tx天线端口。注意，Tx天线端口可以是通过天线虚拟化再次映射到实际物理天线的一个端口。

单载波信号(诸如SC-FDMA传输信号)的通用立方度量(CM)比多载波信号低得多。这个通用概念对于峰值平均功率比(PAPR)也相同。CM和PAPR这二者与发射机的功率放大器(PA)必须支持的动态范围有关。在相同的PA下，具有较低CM或PAPR然后具有某些其它形式的信号的任何传输信号能够以更高的发送功率来发送。相反地，如果PA的最大功率被固定，并且发射机想发送高CM或PAPR信号，则其必须减少略微多于低CM信号的发送功率。为什么单载波信号具有比多载波信号更低的CM的原因是在多载波信号中，多个数量的信号被重叠并且有时导致信号的同相相加。这个可能性能够产生大的信号幅度。这就是为什么OFDM系统具有大的PAPR或CM值的原因。

如果最后得到的信号y仅由信号符号x₁组成，则这个信号可以被认为是如同y＝x₁的单载波信号。但是如果最后得到的信号y由多个信号符号x₁、x₂、x₃、...、x_N组成，则信号可以被认为是诸如y＝x₁+x₂+x₃+...+x_N的多载波信号。PAPR或CM与相干地一起添加在最后得到的信号波形中的信号符号的数目成比例，但是在特定数量的信息符号之后，该值趋于饱和。因此如果最后得到的信号波形由单载波信号的少量添加产生，则CM或PAPR将比多载波信号少得多，但略微高于纯单载波信号。

图10图示了用于3GPPLTE系统的示例性上行链路SC-FDMA系统结构，并且图11图示了用于3GPPLTE系统的示例性上行链路SC-FDMA传输帧结构。

在版本8LTE系统中，采用了用于上行链路SC-FDMA的系统结构和传输帧，如图10和图11中所示的。基本传输单元是一个子帧。两个时隙构成一个子帧，并且取决于循环前缀配置(例如，正常的CP或扩展的CP)，时隙中的SC-FDMA的数目是7或6。在每个时隙中存在至少一个参考信号SC-FDMA符号，其不被用于数据传输。在单个SC-FDMA符号内存在多个子载波。资源元素(RE)是映射到单个子载波的复合信息符号。在使用DFT变换预编码的情况下，由于DFT变换大小和在传输中使用的子载波的数目对于SC-FDMA是相同的，所以RE是映射到DFT变换索引的单个信息符号。

在LTE-A系统中，对于上行链路传输，考虑了多达四层的空间复用。在上行链路单用户空间复用中，能够在每上行链路分量载波的子帧中从被调度的终端发送多达两个传输块。取决于传输层的数目，根据与版本8LTE下行链路空间复用相同的原理，与传输块的教导相关联的调制符号被映射到一个或两个层上。此外，在缺少或存在空间复用的情况下，DFT预编码的OFDM被采用为用于上行链路数据传输的多址方案。在多个分量载波的情况下，每分量载波存在一个DFT。在LTE-A中，具体而言，在每个分量载波上支持频率连续的和频率非连续的资源分配二者。

图12图示了用于基于SC-FDMA的MIMO系统的数据信号映射关系的示例。

如果码字的数目是N_c并且层的数目是N_L，则N_c个数量的信息符号，或多个N_c数目的信息符号将被映射到N_L个数量的符号或多个N_L。用于SC-FDMA的DFT变换预编码不改变层的大小。当对层执行预编码时，信息符号的数目将通过N_T与N_L矩阵乘法从N_L改变到N_T。通常空间复用的数据的传输“秩”等于在给定的传输瞬间内传输数据的层的数量(图12的示例中的N_L)。

为了未来的通信系统支持诸如1Gbps的极其高数据速率，需要支持诸如秩8数据传输的更高的秩数据传输。对于待被正确地发送并且接收的空间层复用的信息，需要用于调制和信道估计的良好设计的参考信号序列。考虑控制信号布置和对于后IE测量所需要的其它参考信号，用于空间层复用的数据信息设计的参考信号序列是复杂的和困难的。本发明提出一种在包含数据信息的RB中插入专用参考信号序列的方法。

在诸如LTE的特定通信系统中，用于数据解调的参考信号(RS)和用于多个空间层的信道估计能够被插入在如图13中所示的子帧中的RE中。

将给出移动通信系统中的发射机与接收机之间发送的和且接收的RS的描述。

在无线通信系统中，当分组(或者信号)被从发射机发送到接收机时，考虑到无线电信道的性质，在传输期间分组可能失真。为了成功地接收该信号，接收机应该使用信道信息补偿所接收到的信号的失真。为了使接收机能够获取信道信息，发射机发送对发射机和接收机二者都已知的信号，并且接收机基于在无线电信道上接收的信号的失真来获取信道信息的知识。这个信号被称作参考信号或导频信号。

对于从发射机到接收机的分组传输而言，通常已经使用了单个Tx天线和单个Rx天线。然而，大多数最近的移动通信系统通过采用多个Tx天线或多个Rx天线来改进传输和接收数据效率。在通过多个天线来传输和接收数据，以用于在移动通信系统的发射机或接收机处的容量增加和通信性能提高的目的情况下，参考信号针对每个Tx天线而存在。接收机能够使用用于每个Tx天线的参考信号来成功地接收从每个Tx天线发送的信号。

在移动通信系统中，根据它们的用途，参考信号被主要地分类为两个。参考信号包括用于信道信息获取的参考信号，和用于数据解调的参考信号。由于前者被用于UE，以获取到下行链路的信道信息，所以其需要在宽带内发送，并且甚至通过不在特定子帧中接收下行链路数据的UE来接收和测量。此外，用于信道测量的这个参考信号能够被用于切换测量。当e节点B发送下行链路信号时，后者通过具有对应的资源的e节点B来发送。UE能够通过接收这个参考信号来执行信道估计和数据解调。用于数据解调的参考信号需要在其中发送数据的区中发送。

作为移动通信系统之一的版本8LTE系统定义了两种类型的用于单播服务的下行链路参考信号，即，用于获取关于信道状态和切换的测量的信息的公用RS(CRS)，和用于数据解调的专用RS(DRS)(对应于UE专用参考信号)。在版本8LTE系统中，UE专用RS被仅用于数据解调，而CRS被用于信道信息获取和数据解调二者。CRS是小区特定的参考信号，并且e节点B通过宽带发送用于每个子帧的CRC。CRS被针对根据e节点B的Tx天线的数目的最多四天线端口来发送。例如，当e节点B的Tx天线的数目为2时，发送用于天线端口#0和#1的CRS；反之当e节点B的Tx天线的数目为4时，发送用于天线端口#0和#3的CRS。

图13(a)、13(b)以及13(c)图示了用于3GPPLTE系统的示例性RS图案。

图13(a)、13(b)以及13(c)示出了一个RB内的RS布局。在该RB内，可以存在针对不同的目的而发送的多个RS。图13中所示的公用参考信号(CRS)是小区公用参考信号，其被跨越整个系统带宽发送。CRS能够被用于数据传输的解调、信道估计、信道跟踪、小区检测以及额外的目的。专用参考信号(DRS)是能够被用于数据解调的参考信号，并且其仅在其中UE正在接收数据传输的RB中发送。DRS被发送为UE特定的信号，因此通常UE可能不认识其它UE的DRS传输。为了支持多达N个空间层数据传输，应该存在多达N个DRS。

在以下示例中，假定系统支持多个8个空间层数据传输。对于支持良好的多用户MIMO(MU-MIMO)传输的系统而言，被发送用于每个UE的DRS应该是八正交的或者具有非常好的相关性属性。此外，支持多达8层的系统将能够为每个层发送DRS，其中UE的不同组合可以专有地使用一个或多个层，以用于其数据传输。在LTE-A系统中，DRS可以被称作数据解调RS(DMRS)。

用于每个层的DRS能够以若干方法进行复用。这些方法可以是码分复用(CDM)、频分复用(FDM)、以及时分复用(TDM)的组合。图13(a)、13(b)以及13(c)示出基于CDM和FDM的DRS复用的示例。考虑用于层1和层2的12个RE(DRS层3和4或甚至层5、6、7以及8将采用映射DRS序列的类似方法)，单个RB内的12个RE如图14中所示。

图14图示了被单个RB中的码复用的DRS层1和2占用的示例性RE图案。

参考图14，诸如沃尔什-哈达玛码的码能够被应用在RE1410和1420上(即，在RE1410上乘+1并且在RE1420上乘+1，或在RE1410上乘+1并且在RE1420上乘-1，使得时域中的两个连续的RE被重新乘以沃尔什码)。将对有关实际的DRS序列将如何应用于每个DRSRE的方法进行描述。一般而言，分配用于特定UE的RB可以是对于在系统中使用可用的整个RB的子集。

图15图示了用于生成DRS序列的示例性方法。

参考图15，在整个系统带宽内，例如，一些RB能够被分配给特定UE以用于调度。如图15中所示，e节点B能够生成等于与整个系统带宽相对应的RB大小的DRS序列。e节点B能够使用与从所有生成的DRS序列中分配给UE的RB相对应的DRS序列来执行针对特定UE的调度。

图16图示了用于生成DRS序列的另一示例性方法。

参考图16，与图15中所示的DRS序列生成方法有区别，e节点B能够生成等于分配给特定UE的数据RB的大小的DRS序列。在这种情况下，e节点B能够通过诸如MU-MIMO的空间域复用来对分配有不同的RB的多个UE进行调度。当空间域复用的UE被分配有不同的RB时，生成了用于每个UE的DRS序列，使得在空间复用的RB中使用的序列将是不同的。

如图16(a)中所示，由斜线表示的部分是被分配来将DRS发送到特定UE的RB。e节点B能够通过应用等于分配给特定UE的数据RS的大小的RS序列来生成DRS序列。

图16(b)示出了其中e节点B为作为UE的UE1和UE2中的每一个生成不同的DRS序列的情况。在这种情况下，用于每个UE的DRS将不是正交的，并且导致差的信道估计以及最终导致性能损失。为了对用于多个UE的每个传输层利用正交的DRS，用于码复用的层的DRS需要具有相同的序列。在用于频率复用的层的DRS情况下不必具有相同的序列。

图17图示了用于生成DRS序列的示例性方法。

存在针对分配的RB中的每一个生成DRS序列的方法。用于DRS的序列能够针对每个分配的RB来生成。为了随机化在每个RB中使用的序列图案，不同的DRS序列被针对每个RB来生成。针对不同的RB生成不同的序列的方式之一是将RB索引放置作为序列生成功能的初始化值的一部分。

将参考图18给出为用于一个RB内的CDM的RE集而添加(或插入)序列的三个方法的描述。

图18(a)、18(b)以及18(c)图示了用于生成一个RB内的序列的示例性方法。

图18(a)、18(b)以及18(c)中所示的序列生成方法生成用于一个RB内的CDM的RE集的序列。

图18(a)中所示的第一序列生成方法生成用于码复用的DRSRE层的单个DRS序列。在这个第一序列生成方法中，长序列被生成并且映射到对所有CDMDRS层公共的DRSRE位置。对于每个DRS层而言，不同的沃尔什码被应用(沃尔什覆盖)来给出不同的DRS层之间的正交性。在乘以沃尔什码的RE上具有不同的序列元素的可能性和具有长序列的优点是DRSRE被有效地随机化，并且导致对其它小区的更多的随机的干扰。

图18(b)中所示的第二序列生成方法生成用于乘以码的DRSRE层的一个或多个DRS序列。在第二序列生成方法中，长序列被生成，并且映射到相同的序列在其中沃尔什码将要被应用(沃尔什扩展)的资源上重复的DRSRE位置。用于每个层的序列可以是不同的。对于每个DRC层而言，不同的沃尔什码被应用来给出不同的DRS层之间的正交性。在这个方法中，由于相同的序列沿着其中应用了沃尔什码的RE而重复，所以不同的层能够具有不同的DRS序列，并且仍然在不同的DRS层之间具有正交性。这使得能够实现甚至在不同的小区之间的可能的正交DRS传输，其中，DRS序列是不同的。在第二序列映射方法中，层索引可以是对DRS序列生成初始化值的输入。

图18(c)中所示的第三序列生成方法是图18(a)和18(b)的第一与第二序列生成方法之间的混合方法。可能不同的DRS序列被映射到DRSRE，以用于乘以沃尔什码的RE集合中的每个元素。在图18(c)中所示的示例中，两个不同的DRS序列被映射到DRSRE位置，使得在不同的DRS序列上应用了沃尔什码。在这个方法中，可能能够配置该DRS序列，使得第二DRS序列实际上与第一DRS序列相同。在不同的DRS序列被配置成相同的的情况下，第三序列生成方法能够被看成为第二序列生成方法。在DRS序列彼此不同的事件中，第三序列生成方法可以类似于第一序列生成方法。这个方法可以被配置成随机化其它小区之间的DRS干扰，并且维持小区之间的DRS传输的正交性。

在第三序列生成方法中，层索引和乘以沃尔什码的RE集合指示之间的可能相同的或不同的DRS序列可以是对DRS序列生成初始化值的输入。

图19图示了用于生成DRS序列的示例性方法。

在第二方法中，用于DRS的序列被针对整个系统带宽而生成，并且每个分配的RB使用长DRS序列的子部分。描述了插入用于CDM的RE集合的序列的三个方法。

图20(a)、20(b)以及20(c)图示了用于在一个RB内生成序列的示例性方法。

图20(a)、20(b)以及20(c)示出了在一个RB内插入用于CDM方案的RE集合的序列的方法。

在图20(a)中描绘了第一序列生成方法。长DRS序列被生成，并且长DRS序列的一部分被用于特定RB的DRS。能够将长DRS序列从最低频率位置的子载波映射到最高频率位置的子载波。取决于哪一个RB正被用于数据传输，用于特定RB的DRS序列将使用已经被映射到整个系统带宽的长DRS序列中的一部分。在第一序列生成方法中，相同的DRS序列被用于其中乘以了单组沃尔什码(沃尔什扩展)的不同的OFDM符号。这允许层之间的不同的DRS序列，并且仍然赋予DRS层之间的正交性，以及额外地赋予不同的小区之间的DRS正交性。

在图20(b)中示出的第二序列生成方法中，生成了长DRS序列，并且该长DRS序列中的一部分被用于特定RB的DRS。能够将长DRS序列从最低频率位置的子载波映射到最高频率位置的子载波。取决于哪一个RB正被用于数据传输，用于特定RB的DRS序列将使用已经被映射到整个系统带宽的长DRS序列中的一部分。在第二序列生成方法中，可能不同的DRS序列被用于其中乘以了单组沃尔什码的不同的OFDM符号。在这种情况下，用于被码分复用的层中的每一个的基本DRS序列是相同的，并且不同的DRS层在给定的基本DRS序列的顶端上使用不同的沃尔什码。

用于被频分复用的不同的层的DRS能够具有基本DRS序列。能够通过具有用于每个OFDM符号的不同的DRS序列来应用第二序列生成方法。层索引、OFDM符号索引、以及可能的时隙号(或子帧号)可以是对长DRS序列生成初始化值的输入。

此外，对于第二序列生成方法，系统能够将用于不同的OFMD符号的DRS序列配置为相同，使得如图20(a)中所示的第一序列生成方法一样，相同的DRS序列被用于被用沃尔什码组相乘的RE。在图20(b)的示例中，DRS序列b_i和d_i分别可以与DRS序列a_i和c_i相同。这使图20(a)中所示的第一序列生成方法能够如图20(b)中所示的第二序列生成方法一样被配置。在这种情况下，用于不同的OFDM符号配置指示的相同的或不同的DRS序列可以是对DRS序列生成初始化值的输入。

图20(c)中所示的第三序列生成方法基本上是第一和第二序列生成方法的元素与元素的乘法。由如图20(c)的左部中所示的方法生成的DRS序列对应于一个RB，并且由如图20(c)的右部中所示的方法生成的DRS序列也对应于一个RB。能够将RB中生成的元素相乘，以重新生成DRS序列。在这种情况下，能够重复用于两个RB的DRS序列的生成。如果3GPPLTE系统具有与12个RB相对应的系统带宽，则用于两个RB的DRS序列的生成能够被重复六次。

在这个方法中，能够通过在所有的RE中具有不同的序列值的不同的RS序列来额外地对沃尔什扩展RS序列进行加扰。使用这个方法，由于次RS序列加扰而导致减少了由于沃尔什扩展RS序列而导致的干扰随机化效应损失(在DRSOFDM符号上的相同的序列)。第三序列生成方法还能够通过使两个输入字段变到控制不同的序列属性的序列生成值和单个RS序列来实现。如果小区的组正在协作使得组内的小区共享不同的沃尔什码，并且同时在不同的组中的小区需要被随机化，则第三序列生成方法是特别有用的。

将给出生成DRS序列所需要的序列初始化值的描述。

为了支持有效的MU-MIMO，DRS序列不能够使用UEID来初始化，而是仅使用小区ID、子帧号(或时隙号)、OFDM符号(在子帧或时隙内)索引，层索引、正常的或扩展的CP指示等等(即，用于不同的OFDM符号配置指示的相同的或不同的DRS序列)的组合来初始化。额外的序列初始化参数可以是层索引(在CDMDRS层内计算)和频率偏移索引(在FDMDRS层之间计算，以便区分被映射到完全不同的RE时频位置集合的DRS)。

此外，能够以沃尔什码随着时间的推移扩展DRS序列，或将沃尔什码覆盖(乘以)到DRS序列的方式，来将DRS序列映射到DRS层RE。由于沃尔什码扩展序列赋予更好的正交性属性，而沃尔什覆盖的序列赋予更好的交叉相关性属性。在DRS映射处理中利用沃尔什码的方法中对系统进行配置是可能的。

在这里，假定所有DRS序列使用伪随机二进制序列生成器来生成。伪随机序列通过长度31的Gold序列来定义。输出的长度M_PN的序列c(n)，其中n＝0，1，...，M_PN-1，通过以下等式24来定义。

[等式24]

c(n)＝(x₁(n+N_C)+x₂(n+N_C))mod2

x₁(n+31)＝(x₁(n+3)+x₁(n))mod2

x₂(n+31)＝(x₂(n+3)+x₂(n+2)+x₂(n+1)+x₂(n))mod2

其中N_C＝1600和第一m序列将使用x₁(0)＝1，x₁(n)＝0，n＝1，2，...，30来初始化。

第二m序列的初始化使用取决于序列的应用的值来通过表示。在这里，x₁(i)表示Gold序列生成器的第一m序列而x₂(i)表示Gold序列生成器的第二m序列。除非指定，否则Gold序列的初始化值将描绘第二m序列的初始化值。

对于所有DRS序列生成方法而言，本发明建议具有层索引值，其指示所有CDM/FDMDRSRS集合中的CDMRE集合中的哪一个集合被用作序列生成初始化值的一部分。在这里，并非所有层索引指示值必须针对于所有DRS层是不同的。一些DRS层能够具有相同的层索引指示。层索引指示能够被表示为频率偏移指示。

在图18(a)和18(b)中图示的第一和第二序列生成方法中，可用的DRS序列生成函数及其初始化值能够通过以下等式25和26来表示。

[等式25]

$r_{N_{\mathrm{rb}}}\left(m\right)=w\left(m\right)\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c\left(2m\right))+\mathrm{jw}\left(m\right)\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c(2m+1))$

m＝0，1，2，...，11

在这里，N_rb表示对应的PDSCH传输的资源块索引，并且w(m))表示乘到DRS序列的沃尔什码。以下通过等式26来给出序列初始化值的示例，其中表示floor(地板)函数，其中，为小于或等于n_s/2的值。

[等式26]

在图18(c)中图示的第三序列映射方法中，可用的DRS序列生成函数及其初始化值能够通过以下等式27和28来表示。在这里，N_FO是DRS层索引的函数，并且被用作为指示通过频率区分的层组的值。

[等式27]

$r_{l^{\′},N_{\mathrm{rb}}}\left(m\right)=w\left(m\right)\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c\left(2m\right))+\mathrm{jw}\left(m\right)\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c(2m+1))$

在这里，N_rd表示对应的PDSCH传输的资源块索引，w(m)表示乘到DRS序列的沃尔什码，N_layer是用于基本DRS序列的层索引，并且l′是作为OFDM符号索引的函数的DRS序列索引。在RB使用相同的两个DRS序列索引将是可能的。不同的DRS层可以具有相同的基本序列，以便应用沃尔什码并且赋予它们之间的正交性。示例性序列初始化值通过以下等式28来给出。

[等式28]

在这里，n_S是无线电帧内的时隙号，表示物理层小区ID，以及N_FO是DRS层索引的函数，并且表示用于通过频率区别彼此不同的层索引组的值。

在图20(a)中图示的第一序列生成方法中，可用的DRS序列生成函数及其初始化值能够通过以下等式29和30来表示。等式29表示生成DRS序列的示例，并且等式30表示用于生成该DRS序列的初始值。

[等式29]

$r_{l,n_s}\left(m\right)=w_{l,n_s}\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c\left(2m\right))+j{w}_{l,n_s}\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c(2m+1)),m=\mathrm{0,1},...,{3N}_{\mathrm{RB}}^{\max ,\mathrm{DL}}-1$

在这里，l是时隙内的OFDM符号号，n_S是一个无线电帧内的时隙号，并且是乘以应用于具有有时隙号n_S的索引l的OFDM符号的加扰码序列的沃尔什码。

[等式30]

在这里，l′是为OFDM符号索引的函数的DRS序列索引，并且N_layer是用于基本DRS序列的层索引。不同的DRS层可以具有相同的基本序列，以便应用沃尔什码并且赋予它们之间的正交性。DRS序列可以是计算包含子帧内的DRSRE的OFDM符号的索引。在不同的OFMD符号中的特定DRS序列具有相同的DRS序列的情况中，l′值可以被选择为相同的，其导致生成相同的序列。如果两个不同的DRS序列正被用于RB内的DRS层，则N_dmrs可以是诸如2的值。特定层具有附加插入到如由以下等式31和32表示的初始化值中的不同的基本序列层信息。

[等式31]

$r_{l,n_s}\left(m\right)=w_{l,n_s}\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c\left(2m\right))+j{w}_{l,n_s}\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c(2m+1)),m=\mathrm{0,1},...,{3N}_{\mathrm{RB}}^{\max ,\mathrm{DL}}-1$

在这里，n_s是无线电帧内的时隙号，是物理层小区ID，以及是乘到应用于具有有时隙号n_s的索引l的OFDM符号的序列的沃尔什码。l是时隙内的OFDM符号号。

由于DRS是专用参考信号，所以可以不必区分正常的CP与扩展的CP之间的序列，因此没有CP信息被输入到初始化值中。示例性序列初始化值能够通过以下等式32来给出。

[等式32]

$c_{\mathrm{init}}=2^{10}\·(7\·(n_s+1)+l+1)\·(2\·N_{\mathrm{ID}}^{\mathrm{cell}}+1)+2^1\·N_{\mathrm{ID}}^{\mathrm{cell}}+N_{\mathrm{FO}}$

在这里，n_s是无线电帧内的时隙号，是物理层小区ID，并且N_FO是用于指示层索引组的值，其为DRS层索引的函数。层索引组能够通过频率来区分。也就是说，N_FO是为DRS层索引的函数的频率偏移指示(或0或1)。对于具有DRS层的系统，仅仅多达两个N_FO值能够被固定为0。N_FO值的示例被示出在以下表3、4以及5中。

[表3]

层索引(从1数)	NFO值
		1、2、5或7	0
3、4、6或8	1

[表4]

层索引(从1数)	NFO值
		1、2、5或6	0
3、4、7或8	1

[表5]

层索引(从1数)	NFO值
		1、2、3或4	0
5、6、7或8	1

在图20(b)中图示的第二序列生成方法中，可用的DRS序列生成函数及其初始化值能够通过以下等式33和34来表示。

[等式33]

$r_{l^{\′},n_s}\left(m\right)=w_{l^{\′},n_s}\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c\left(2m\right))+j{w}_{l^{\′},n_s}\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c(2m+1)),m=\mathrm{0,1},...,{3N}_{\mathrm{RB}}^{\max ,\mathrm{DL}}-1$

在这里，l′是作为OFDM符号索引的函数的DRS序列索引，并且表示乘到具有时隙n_S的DRS序列索引l′的沃尔什码。

[等式34]

在这里，l′是为OFDM符号索引的函数的DRS序列索引。DRS序列索引可以是计算包含子帧内的DRSRE的OFDM符号的索引。在不同的OFMD符号中的特定DRS序列具有相同的DRS序列的情况中，l′值可以被选择为相同的，其导致生成相同的序列。特定层具有额外地插入到初始化值中的不同的基本序列层信息。这个能够通过以下等式35来表示。

[等式35]

图20(c)中所示的第二序列映射方法能够以三个方式来实现。

第一实施方式方法将具有通过不同的初始化值初始化的两个Gold码序列。用于生成DRS序列的示例通过以下等式36来表示。

[等式36]

$r_{l^{\′},n_s}^1\left(m\right)=w_{l^{\′},n_s}\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c\left(2m\right))+j{w}_{l^{\′},n_s}\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c(2m+1)),m=\mathrm{0,1},...,{3N}_{\mathrm{RB}}^{\max ,\mathrm{DL}}-1$

$r_{l^{\′},n_s}^2\left(m\right)=w_{l^{\′},n_s}\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c\left(2m\right))+j{w}_{l^{\′},n_s}\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c(2m+1)),m=\mathrm{0,1},...,{3N}_{\mathrm{RB}}^{\max ,\mathrm{DL}}-1$

$r_{l^{\′},n_s}\left(m\right)=r_{l^{\′},n_s}^1\left(m\right)\·r_{l^{\′},n_s}^2\left(m\right)$

在这里，和是分别使用用不同的初始化值初始化的Gold序列重新生成的DRS序列。

以下是用于第一序列的可能的Gold码初始化属性。

1.每个码分复用的层有不同的序列

2.每个频分复用的层有不同的序列

3.沃尔什码相乘的RE之间有相同的序列

4.小区之间有不同的序列

用于第一序列的初始化值能够通过以下等式37、38以及39中的一个来表示。

[等式37]

[等式38]

[等式39]

$c_{\mathrm{init}}^2=2^{26}\·N_{\mathrm{layer}}+2^{10}\·(n_s+1)\·(2\·N_{\mathrm{ID}}^{\mathrm{cell}}+1)+2^1\·N_{\mathrm{ID}}^{\mathrm{cell}}+N_{\mathrm{FO}}$

以下是用于第二序列的可能的Gold码初始化属性。

1.所有码分复用的层有相同的序列

2.每个频分复用的层有相同的或不同的序列

3.沃尔什码相乘的RE之间有不同的序列

4.小区之间有不同的序列

用于第二序列的初始化值能够通过以下等式40、41、42以及43中的一个来表示。

[等式40]

[等式41]

[等式42]

[等式43]

在该示例中，在等式40至43中表达的用于第二序列的初始化值能够被重新排序并且映射。例如，如按以下方式来定义：这将允许第一与第二序列之间的不同的序列生成，以便在创建了类似的初始化值的情况中创建不同的序列。

在图20(c)的序列生成方法中，RS序列中的一个通过小区ID、OFDM索引(或DRSOFDM符号计数/索引)、层索引以及频率偏移索引的组合来初始化。其它RS序列通过N_I个OFDM符号索引(或DRSOFDM符号计数/索引)的组合来初始化。第一RS序列将在沃尔什码相乘的RE上具有相同的RS序列，而第二RS序列将在沃尔什码复用的RE上不具有相同的RS序列。

值N_I可以是协作多点(CoMP)小区标识号或多个小区共享的值。值N_I需要被用信号发送到UE，以便UE正确地接收RS序列。这意味着，第一初始化值的基本属性在所有包括DRS的OFDM符号上未改变，而第二初始化值在所有包括DRS的OFDM符号上发生改变。

图21图示了用于在一个RB中生成DRS序列的示例性方法。

图21示出了其中针对层生成了不同的序列，并且使用了沃尔什扩展的情况。在图21中，在所有CDMDRS层上使用了不同的序列，并且不同的沃尔什码被用来保持DRS层上的正交性。用于每个CDMDRS层的每个序列通过沃尔什码来扩展。这意味着对于通过沃尔什码扩展的单个RE，使用了相同的序列值而不是沃尔什码元素相乘值。

图22图示了用于使用生成了两个小区的DRS序列来发送DRS的示例性方法。

在图22的右边所示的通过接收机接收的信号的等式和针对在Rx天线端口处接收的信号的信道估计能够通过以下等式44和45来表示。

[等式44]

r₀＝h₀·a_i+h₁·b_i+h₂·c_i+h₃·d_i+n₀

r₁＝h₀·a_i-h₁·b_i+h₂·c_i-h₃·d_i+n₁

在这里，h₀、h₁、h₂、以及h₃表示有效的信道系数，a_i和b_i表示加扰码序列，以及表示n₀和n₁噪声。

[等式45]

${\tilde{h}}_0=(r_0+r_1)\·a_i^{*}/2$

$=(h_0\·a_i+h_1\·b_i+h_2\·c_i+h_3\·d_i+n_0+h_0\·a_i-h_1\·b_i+h_2\·c_i-h_3\·d_i+n_1)\·a_i^{*}/2$

$=({2h}_0\·a_i+2h_2\·c_i+n^{\′})\·a_i^{*}/2$

$=h_0+h_2\·c_i\·a_i^{*}+n^{\′\′}$

$=h_0+z_1+n^{\′\′}$

从等式44和45，能够看见的是所估计的有效信道系数具有仅一个干扰系数Z₁。因而，在接收机处估计的有效信道系数受到干扰系数的影响。

图23图示了用于在一个RB中生成序列的示例性方法。

图23示出了在其中e节点B生成用于层的相同的序列，并且使用沃尔什扩展的情况。在图23中，跨越所有的CDMDRS层使用了不同的序列，并且跨越DRS层使用不同的沃什码来保持正交性。图23中所示的方法中利用的序列的示例允许小区之间的区间干扰随机化最大化。

图24图示了用于使用两个小区被为其生成的DRS序列来发送DRS的示例性方法。

所接收的信号等式和所估计的信道出于用于接收Rx天线端口的观点。

由在图24的右边所示的接收机接收的信号，和针对在Rx天线端口处接收的信号的信道估计的等式能够通过以下等式46和47来表示。

[等式46]

r₀＝(h₀+h₁)·s_i+(h₂+h₃)·X_i+n₀

r₁＝(h₀-h₁)·s_i+1+(h₂-h₃)·X_i+1+n₁

在这里，h0、h1、h2、以及h3表示有效的信道系数，ai和bi表示加扰码序列，而n0和n1表示噪声。

[等式47]

${\tilde{h}}_0=(r_0\·s_i^{*}+r_1\·s_{i+1}^{*})/2$

$=((h_0+h_1)+(h_2+h_3)\·x_i\·s_i^{*}+n_0\·s_i^{*}+(h_0-h_1)+(h_2-h_3)\·x_{i+1}\·s_{i+1}^{*}+n_1\·s_{i+1}^{*})/2$

$=h_0+(h_2\·x_i\·s_i^{*}+h_3\·x_i\·s_i^{*}+h_2\·x_{i+1}\·s_{i+1}^{*}-h_3\·x_{i+1}\·s_{i+1}^{*}+n^{\′})/2$

$=h_0+z_1+z_2+z_3+z_4+n^{\′\′}$

从等式45能够看见的是，所估计的有效信道系数具有四个不同的系数Z₁、Z₂、Z₃以及Z₄，其中，随机化的系数可以彼此相消从而导致针对h₀的更精确的信道估计。从等式中，能够知道的是，图23中图示的序列映射方法具有四倍于图21中图示的序列映射方法的随机化效果。

为了将自来自其它小区的DRS序列的干扰随机化最大化，DRS序列理想上应该在所有RE中具有随机值，但是同时为了保持DRS层之间的正交性应该在所有DRS层中使用相同的DRS序列。在所有层中具有相同的DRS序列带来的问题是在特定预编码环境下，沃尔什码导致OFDM符号之间的严重的功率差异。

图25(a)和25(b)图示了将预编码应用到两个DRS层并且将DRS层映射到四个Tx天线的示例性方法，和当使用该方法发送DRS时邻近的OFDM符号之间的功率差异。

参考图25(a)，发射机能够将预编码应用到两个DRS层，并且通过四个Tx天线发送该DRS层。当应用图25中所示的预编码时，针对每个符号通过各自的Tx天线而发送的信号被示出在图25(a)的右边部分。在发射机以这个方式发送信号的情况中，邻近OFDM符号之间的功率差异可以大约近似为2.25dB，如图25(b)中所示。

图26图示了用于生成DRS序列的示例性方法。

在图26的方法中，用于每个层的不同的序列被沃尔什码扩展，并且然后沃尔什码扩展序列被加扰。

图26中表示为‘a’的第一个序列被用来区分CDM层之间的序列。表示为‘s’的第二个序列被用来区分更高层指示的标识之间的序列。更高层指示的标识可以是如下的标识，诸如小区ID、CoMP小区组ID、或为了根据相应的标识来区分DRS序列而给出的其它标识。期望的是，表示为‘a’的第一序列不改变在沃尔什码集相乘的RE(例如，两个OFDM符号连续的RE)之间的值。在第一序列的顶部上能够乘以沃尔什码。有效地，这能够通过扩展(将沃尔什码乘到创建更长的序列的序列)在其中RE被针对具有沃尔什-哈达玛码的DRS来定位的时域中的第一序列来实现。表示为‘s’的第二序列随机地改变所有RE中的值。第二序列对层是不变的，并且因此在所有层中使用相同的公用序列。

图27图示了用于使用根据图26中示出的方法生成的DRS序列来发送DRS的示例性方法。

由在图27的右边示出的接收机接收到的信号和对于在Rx天线端口处接收的信号而估计的信道的等式能够通过以下等式48和49来表示。

[等式48]

r₀＝(h₀·a_i+h₁·b_i)·s_i+(h₂·c_i+h₃·d_i)·x_i+n₀

r₁＝(h₀·a_i-h₁·b_i)·s_i+1+(h₂·c_i-h₃·d_i)·x_i+1+n₁

[等式49]

${\tilde{h}}_0=(r_0\·s_i^{*}+r_1\·s_{i+1}^{*})\·a_i^{*}/2$

$=((h_0\·a_i+h_1\·b_i)+(h_2\·c_i+h_3\·d_i)\·x_i\·s_i^{*}+n_0\·s_i^{*}+(h_0\·a_i-h_1\·b_i)+(h_2\·c_i-h_3\·d_i)\·x_{i+1}\·s_{i+1}^{*}+n_1\·s_{i+1}^{*})\·a_i^{*}/2$

$=h_0+(h_2\·c_i\·x_i\·s_i^{*}+h_3\·d_i\·x_i\·s_i^{*}+h_2\·c_i\·x_{i+1}\·s_{i+1}^{*}-h_3\·d_i\·x_{i+1}\·s_{i+1}^{*}+n^{\′})\·a_i^{*}/2$

$=h_0+z_1+z_2+z_3+z_4+n^{\′\′}$

从等式48和49中能够看见的是，所估计的有效信道系数具有四个不同的系数Z₁、Z₂、Z₃以及Z₄，其中随机化的系数可以彼此相消从而导致针对h₀的更精确的信道估计。从等式中，能够知道的是图27中图示的序列映射方法具有和图23中图示的序列映射方法相同级别的干扰随机化效果，和四倍于参考图21描述的序列映射方法的随机化效果。

图28(a)和28(b)图示了用于生成DRS序列的示例性方法。

第一层序列能够通过如下面定义的Gold码序列来生成。或者，第一序列可以是固定的序列，其中与第一层序列相比，用于第二、第三以及第四层的序列被定义为具有某些固定相位偏移的单位圆复数值。例如，如图28(a)中所示，如果第一层的序列被定义为在其中，序列的示例表示值中的元素是在RB内(在沃尔什扩展之前)的{{+1，+1，+1}，{+1，+1，+1}}，则用于第二层的序列可以被定义为

具体而言，假定用于第一层的第一序列是全部是‘1’({{+1，+1，+1}，{+1，+1，+1}})，用于其它层的第一序列能够被定义为 其中k是层索引(从1开始数)，n是RB索引，而f1至f6表示RB内的时间/频率RE索引。用于除了第一层之外的层的单位圆的值的示例是Zadoff-Chu序列，诸如 $e^{{\mathrm{j\θ}}_{k,f}}=e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kf}(f+1)}$ 或 $e^{{\mathrm{j\θ}}_{k,f}}=e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}{\mathrm{kf}}^2}.$

此外，用于每个层的第一序列能够使用固定的相位偏移单位圆复数值序列和从诸如Gold码的序列生成的随机复数值的组合来生成。这样的示例被示出在图29(a)和29(b)中。图29(a)和29(b)图示了用于生成DRS序列的示例性方法。

能够以不同的方式重新定义图21、23以及26中图示的序列生成方法。图26的序列映射方法针对不同的层利用不同的序列，而在时间上的序列未改变(而不是沃尔什码相乘因子)。或者，图24的序列映射方法针对不同的层利用相同的序列，而在时间上的序列改变。图21的序列映射方法具有来自其它小区的干扰随机化带来的潜在问题，而图23的序列映射方法具有在e节点B处的PA设计带来的潜在问题。图26的序列映射方法通过针对不同的层使用不同的序列和使用横跨时间的不同的序列来包含图21和23的序列映射方法。为了保持正交性，为图26的序列映射方法生成了两种类型的序列。序列中的一个将在层之间制造不同的序列，而其它序列制造横跨时间的不同的序列。此外，两种序列类型的值可以在频率上改变。

能够以各种方式实现图26的序列映射方法。第一实施方法将针对相应的层生成不同的序列，使用沃尔什码扩展序列，以及然后乘以对于所有层所公用的第二序列。第二实施方法将生成用于层的公用序列，使用沃尔什码覆盖该序列，以及然后乘以彼此不同的第二序列。其它可替代的实施方法需要重新组织第一和第二序列的序列映射和沃尔什码的乘法。

或者，能够针对相应的层生成不同的序列，并且能够将alamouti编码应用到序列。

图30图示了使用在两个小区中生成的DRS序列发送DRS信号的示例。

在这个方法中，针对相应的层生成了不同的序列，并且将alamouti编码应用到每个序列对，以便实现层之间的正交性。这个方法允许实现来自不同的小区的良好的干扰随机化，并且同时有效地针对相应层而实现不同的序列。

图31图示了图26中所示的DRS序列映射方法的可替代的示例。

图26的序列映射方法能够与序列的一部分相乘在一起，以形成最终的DRS序列。换句话说，该方法通过扩展层特定的序列，并且以层公用加扰序列乘以沃尔什扩展层特定的序列的某些部分来生成整个的DRS序列(在LTE-A系统中被称为DMRS序列)。具体地，第二序列能够被乘以通过沃尔什码有效地扩展的第一序列的部分。其可以通过在仅对和图31中的示例所示的一样的沃尔什扩展序列(第一序列)的一部分进行加扰的第二序列的一部分中具有“1”来实现。

图32(a)和32(b)图示了用于生成用于每个OFDM符号的DRS序列的示例性方法。

参考图32(a)，在这个DRS映射方法中，根据包含该DRS的每个OFDM符号中的最大带宽来生成用于在用于每个层的DRS中使用的第一序列和/或第二序列的序列。

用于分配给每个UE的RB的序列使用为整个带宽生成的长序列的子集部分。最终的序列能够被定义为通过以下等式50所表示的。最终的序列将是无线电帧内的子帧(或时隙)号，和该子帧内的OFDM符号号的函数。

[等式50]

$r_{l^{\′},n_s}^1\left(m\right)=w_{l^{\′},n_s}\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c\left(2m\right))+j{w}_{l^{\′},n_s}\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c(2m+1)),m=\mathrm{0,1},...,{3N}_{\mathrm{RB}}^{\mathrm{DL}}-1$

$r_{l^{\′},n_s}^2\left(m\right)=w_{l^{\′},n_s}\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c\left(2m\right))+j{w}_{l^{\′},n_s}\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c(2m+1)),m=\mathrm{0,1},...,{3N}_{\mathrm{RB}}^{\mathrm{DL}}-1$

$r_{l^{\′},n_s}\left(m\right)=w_{l^{\′},n_s}\left(m\right)\·r_{l^{\′},n_s}^1\left(m\right)\·r_{l^{\′},n_s}^2\left(m\right)$

在这里，和是使用用不同的初始化值初始化的Gold序列生成的DRS序列。

参考图32(b)，能够为每个子帧生成DRS序列。在这个序列映射方法中，根据每个子帧中的最大带宽来生成用于在用于每个层的DRS中使用的第一序列和/或第二序列的序列。此外，在将该序列映射到下一个RB之前，生成的长序列将被映射到RB内的所有RE。用于RB的序列使用针对整个带宽生成的长序列中的子集部分。最终的序列能够被定义为通过以下等式51表示的。最终的序列将是无线电帧内的子帧(或时隙)号，和该子帧内的OFDM符号号的函数。

[等式51]

$r_{n_s}^1\left(m^{\′}\right)=w_{l^{\′},n_s}\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c\left(2m^{\′}\right))+j{w}_{l^{\′},n_s}\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c(2m^{\′}+1)),m^{\′}=\mathrm{0,1},...,{6N}_{\mathrm{RB}}^{\mathrm{DL}}-1$

$r_{n_s}^2\left(m\right)=w_{l^{\′},n_s}\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c\left(2m\right))+j{w}_{l^{\′},n_s}\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c(2m+1)),m=\mathrm{0,1},...,{12N}_{\mathrm{RB}}^{\mathrm{DL}}-1$

$r_{n_s}\left(m\right)=w_{l^{\′},n_s}\left(m\right)\·r_{n_s}^1\left(m^{\′}\right)\·r_{n_s}^2\left(m\right)$

在图32(b)中所示的序列映射方法中，由于第一序列通过沃尔什-哈达玛码来扩展的事实的原因，用于第一和第二序列的序列长度是彼此不同的。在最后所扩展的第一序列将具有和第二序列相同的序列长度。

图33更详细图示了与图32(a)和32(b)中所示的方法有关的序列映射方法。

通常地，序列首先频率映射到RB内，并且然后映射到包含DRSRE的OFDM符号。以所有CDMDRS层被映射到频率，并且然后被映射到包括DRSRE的OFDM符号RE组的这样的方式执行了加扰序列映射。通过利用这个方法，当UE仅已经部分地接收到下行链路子帧时，随着UE生成DRS序列，UE能够开始对信道进行估计。

将给出沃尔什码随机化的描述。

为了解决在假定特定预编码矩阵的情况下的用于特定Tx天线端口的高功率传输，可以考虑在整个频域上使用循环移位沃尔什码。这意味着从单个DRS层的角度来看，在频率上的沃尔什码相乘的RE将改变。具体地，乘到RE组的沃尔什码将是循环移位沃尔什码。假定使用2的沃尔什码长度，并且用于给定的沃尔什码的两个正交的码被定义为W_0，1和W_1，1。此外，循环移位正交码能够被表示为W_0，2和W_1，2。

W_0，1＝{+1，+1}

W_1，1＝{+1，-1}

W_0，2＝{+1，+1}

W_1，2＝{-1，+1}

假定使用沃尔什码长度4，并且用于给定的沃尔什码的四个正交的码被定义W_0，1和W_1，1。此外，循环移位正交码被定义为W_0，k、W_1，k、W_2，k以及W_3，k，其中k是循环移位值。

W_0，1＝{+1，+1，+1，+1}

W_1，1＝{+1，-1，+1，-1}

W_2，1＝{+1，+1，-1，-1}

W_3，1＝{+1，-1，-1，+1}

W_0，2＝{+1，+1，+1，+1}

W_1，2＝{-1，+1，-1，+1}

W_2，2＝{+1，-1，-1，+1}

W_3，2＝{-1，-1，+1，+1}

W_0，3＝{+1，+1，+1，+1}

W_1，3＝{+1，-1，+1，-1}

W_2，3＝{-1，-1，+1，+1}

W_3，3＝{-1，+1，+1，-1}

W_0，4＝{+1，+1，+1，+1}

W_1，4＝{-1，+1，-1，+1}

W_2，4＝{-1，+1，+1，-1}

W_3，4＝{+1，+1，-1，-1}

每个DRS层使用沃尔什码W_n，m来乘以DRS序列，其中，n表示DRS层索引，并且m是子载波索引的函数。一个示例是m＝kmod2或m＝kmode4，其中k是仅对携带DRS的子载波进行计数的子载波索引。这意味着用于RB内的特定DRS层的正交码覆盖码可以在RB之间变化。

图34(a)图示了用于特定DRS层的示例性正交码覆盖码图案，并且图34(b)和34(c)图示了在RB内的沃尔什码使用的示例。

从单个Tx天线的角度来看，通过针对每个子载波乘以不同的循环移位沃尔什码(使得循环沃尔什码图案将在2或4个RB之后重复自身)帮助减少ODM符号之间的功率差异。

这是因为造成OFDM符号之间的功率差异的如图25(b)中所示的功率集中符号(预编码之后的2*S_i符号)基本上在多个OFDM符号之间被交织。这个通过在时间上对功率集中符号进行随机化而减轻单个OFDM符号中的功率集中。

图35图示了用于在频率CDMRE组中映射沃尔什码的示例性方法。

对使用图35中所示的方法的随机化方法进行描述。能够在频率CDMRE组或时频CDMRE组中不同地映射沃尔什码。一个示例将针对特定第一RB对(或1RB)时间前向映射CDMRE组中的沃尔什元素，并且针对邻近第一RB对的第二RB对时间逆向映射不同的CDMRE组中的沃尔什码元素。

应用到第一RB对和邻近第一RB对的第二RB对的沃尔什码元素对应于沃尔什码组元素。多个CDM组可以针对一个或多个RB对而存在。例如，CDM组1和CDM组2可以针对每个RB对而存在。假定将被应用到每个RB对的沃尔什码集合是{a，b，c，d}。当沃尔什码被应用到第一RB对中的特定CDM组(例如，CDM组1)时，沃尔什码集合{a，b，c，d}中的沃尔什码元素a、b、c以及d能够被映射到RE使得沃尔什码元素a、b、c以及d在时间轴的方向上被一对一映射(应用)到RE，在与时间轴的方向相反的方向上被一对一映射到RE，并且然后在时间轴的方向上被一对一映射到RE。

当将沃尔什码应用到邻近第一RB对的第二RB对中的特定CDM组(例如，CDM组1)时，沃尔什码集合{a，b，c，d}中的沃尔什码元素a、b、c以及d能够被映射到RE，使得沃尔什码元素a、b、c以及d首先在与时间轴的方向相反的方向上被一对一映射到RE，在时间轴的方向上被一对一映射到RE，并且然后在与时间轴的方向相反的方向上被一对一映射到RE。

在第一和第二RB对中，以跳变方式将沃尔什码应用到CDM组1和CDM组2。例如，当沃尔什码元素a、b、c以及d在时间轴的方向上被一对一映射到第一RB对的CDM组1中的RE时，沃尔什码元素a、b、c以及d能够以CDM组1跳变形式而在时间轴的方向上被一对一映射到CDM组2中的RE(也就是说，应用到CDM组1和CDM组2的沃尔什码元素的顺序是彼此不同的)。这个跳变也能够被应用到第二RB对。如上文所描述，具有跳变形式的沃尔什码元素能够被应用到每个RB中的每个CDM组。为了随机化层之间的码干扰，能够利用用于时频CDMRE集合中的每个层的码跳变。在这个方法中，每个层使用特定时频CDMRE集合(CDM被应用到的RE的集合)中的沃尔什码。

图36(a)和36(b)图示了用于两层的码跳变的示例。

在36(a)和36(b)中所示的示例中，使用了沃尔什码长度2，W_0，0表示沃尔什码{+1，+1}，并且W_1，0表示{+1，-1}。如果在特定时频CDMRE集合中使用的沃尔什码被表示为W_k(其中k表示码索引)，则k值可以是频率或时频的函数。一个示例是使k＝(I_RB+I_freq+n_s)mod2，其中I_RB是RB索引，n_s是时隙索引，以及I_freq是能够取值0、1以及2的RB内的CDMRE集合的频率索引。其它示例是k＝(I_RBmod3+I_freq)。

图37图示了用于两层的码跳变的示例。

在图37中所示的示例中，使用了沃尔什码长度4。当沃尔什码是W_k时，k表示码索引。沃尔什码W_k的示例能够被表示为如下。

W₀＝{+1，+1，+1，+1}

W₁＝{+1，-1，+1，-1}

W₂＝{+1，+1，-1，-1}

W₃＝{+1，-1，-1，+1}

或者

W₀＝{+1，+1，+1，+1}

W₁＝{+1，-1，+1，-1}

W₂＝{+1，-1，-1，+1}

W₃＝{+1，+1，-1，-1}

此外，能将频率或时频CDMRE集合内的跳变和沃尔什码映射结合在一起，其在上文中提到。

当应用图35中所示的沃尔什码映射随机化，并且使用沃尔什码长度4时，层之间的序列未被随机化。

图38(a)和38(b)图示了用于四层的沃尔什码跳变的示例。

从图38(a)中能够看见的是，在层1与层4之间未完成值的随机化。对于这个特定情况，能考虑针对所有层之间的符号随机化而利用基于DFT的码。如果如图38(b)所示使用基于DFT的正交码，则能够针对层的任何组合实现值的有效随机化。在这里，可以能够使用DFT的变换的码序列，以替代下文中提到的DFT序列值(DFT矩阵的列向量)。

$M_{\mathrm{DFT}}=\left[\begin{array}{cccc}+1& +1& +1& +1\\ +1& +j& -1& -j\\ +1& -1& +1& -1\\ +1& +j& -1& +j\end{array}\right]$

代替将DFT矩阵的列向量用作为码，以赋予层之间的正交性，能够使用M’的列向量(其中M′＝U·M_DFT，并且U是酉矩阵)。注意，也能够在码跳变中利用基于DFT的码，以及本说明书中提到的其它特征。

参考图38(a)，当图35中所示的沃尔什码映射随机化被应用到图38(a)中所示的沃尔什码映射，并且使用沃尔什码长度4时，如上文所描述，层之间的序列未被随机化。参考图35描述的沃尔什码元素能够通过下面4*4矩阵来表示，其能够被应用到图38的沃尔什码映射。

$W_4=\left(\begin{array}{cccc}1& 1& 1& 1\\ 1& -1& 1& -1\\ 1& 1& -1& -1\\ 1& -1& -1& 1\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cccc}a& b& c& d\end{array}\right)$

在这个4*4矩阵中，在层中沃尔什码元素(a，b，c，d)可以变化。例如，沃尔什码元素(a，b，c，d)在层1中是与4*4矩阵的第一列相对应的(1，1，1，1)、在层2中是与4*4矩阵的第二列相对应的(1，-1，1，-1)、在层3中是与4*4矩阵的第三列相对应的(1，1，-1，-1)、以及在层4中是与4*4矩阵的第四列相对应的(1，-1，-1，1)。

能够使用和图35中图示的方法相同的方法将沃尔什码元素(a，b，c，d)映射到用于每个层的多个RB对(例如，第一和第二RB对)。

参考图38(a)，(a，b，c，d)＝(1，1，1，1)在时间轴的方向上被映射到RE，(1，1，1，1)在与时间轴的方向相反的方向上被映射到RE，并且然后在层2中(1，1，1，1)在时间轴的方向上被映射到RE。虽然图38(a)仅示出了用于层1中的两个子载波的RE，但是沃尔什码元素被应用到用于一个RB对中的一个CDM组的三个子载波，如上文所提到的。在层3中，(a，b，c，d)＝(1，1，-1，-1)被在时间轴的方向上映射到RE，(1，1，-1，-1)被在与时间轴的方向相反的方向上映射到RE，并且然后(1，1，-1，-1)被在时间轴的方向上映射到RE。

如上文所描述，能够映射图38(a)中应用的沃尔什码序列，使得其被重复多个频率单位(例如，两个RB)。

将给出序列初始化值的描述。

假定使用伪随机二值序列生成器来生成所有DRS序列。伪随机序列通过长度31的Gold序列来定义。长度M_PN的输出序列c(n)，能够通过以下等式52来定义，其中n＝0，1，...，M_PN-1。

[等式52]

c(n)＝(x₁(n+N_C)+x₂(n+N_C))mod2

x₁(n+31)＝(x₁(n+3)+x₁(n))mod2

x₂(n+31)＝(x₂(n+3)+x₂(n+2)+x₂(n+1)+x₂(n))mod2

在这里，N_C＝1600并且第一m序列应该使用x₁(0)＝1，x₁(n)＝0，n＝1，2，...，30来初始化。

第二m序列的初始化通过使用取决于序列的应用的值由来表示。在这里，x₁(i)表示Gold序列生成器的第一m序列，并且x₂(i)表示Gold序列生成器的第二m序列。除非指定，Gold序列的初始化值描绘了第二m序列的初始化值。根据这个观点，用于c^k(n)的初始化值被表示为

图39图示了用于生成两个序列的示例性方法。

加载到用于第一和第二序列的初始化值的移位寄存器的初始化参数使用用于每个参数的移位寄存器字段。此外，加载到第一序列的初始化参数不应该与加载到第二序列的初始化参数一起根据移位寄存器位置而共同在内部。这将确保两个序列不生成相同的序列值。等式53表示生成序列的示例。

[等式53]

$r_{l^{\′},n_s}^1\left(m\right)=\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c^1\left(2m\right))+j\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c^1(2m+1)),m=\mathrm{0,1},...,3N_{\mathrm{RB}}^{\mathrm{DL}}-1$

$r_{l^{\′},n_s}^1\left(m\right)=\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c^1\left(2m\right))+j\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c^1(2m+1)),m=\mathrm{0,1},...,3N_{\mathrm{RB}}^{\mathrm{DL}}-1$

$r_{l^{\′},n_s}\left(m\right)=w_{l^{\′},n_s}\left(m\right)\·r_{l^{\′},n_s}^1\left(m\right)\·r_{l^{\′},n_s}^2\left(m\right)$

在这里，和表示使用用不同的初始化值初始化的Gold序列而生成的DRS序列，l′是作为OFDM符号索引的函数的DRS序列索引，而表示时隙号n_S的待乘以DRS序列索引l′的沃尔什码。

负责在不同的DRS层之间对值进行加扰的第一序列可能需要初始化值中的参数的以下组合。N_layer是层索引，N_layer是小区ID，n_s是无线电帧内的时隙索引，l是子帧内的OFDM符号索引，并且k是子帧中的DRSOFDM符号索引。

负责在不同的更高层指示的ID之间对值进行加扰的第二序列可能需要初始化值中的参数的以下组合。N_LH-ID是更高层指示的ID(例如，小区ID、CoMP组ID等)，N_cellid是小区ID，n_s是无线电帧内的时隙索引，1是子帧内的OFDM符号索引，并且k是子帧内的OFDM符号索引。

示例性初始化值能够通过以下等式54和55来表示。

[等式54]

$c_{\mathrm{init}}^1=N_{\mathrm{layer}}\·2^{i_3}+l\·2^{i_4}$

[等式55]

$c_{\mathrm{init}}^1=N_{\mathrm{layer}}\·2^{i_3}+k\·2^{i_4}$

$c_{\mathrm{init}}^2=N_{\mathrm{HL}-\mathrm{ID}}\·2^{i_1}+(4\·n_s+k+1)\·({2N}_{\mathrm{HL}-\mathrm{ID}}+1)\·2^{i_2}$

在等式54和55中，应该选择初始化值i₁、i₂、i₃以及i₄使得加载在初始化值的移位寄存器上的信息被加载到不同移位寄存器位置中(例如，i₁＝7，i₂＝16，i₃＝0，并且i₄＝3，假定N_layer是3个比特，N_HL-ID是9个比特，l能够取从0到13的值，K能够取从0到3的值，并且n_s能够取从0到20的值)。

描述了另一示例性序列映射方法。以下等式56表示生成序列的示例。

[等式56]

$r_{n_s}^1\left(m^{\′}\right)=w_{l^{\′},n_s}\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c^1\left({2m}^{\′}\right))+j{w}_{l^{\′},n_s}\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c^1({2m}^{\′}+1)),m^{\′}=\mathrm{0,1},...,6N_{\mathrm{RB}}^{\mathrm{DL}}-1$

$r_{n_s}^2\left(m\right)=\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c^2\left(2m\right))+j\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c^2(2m+1)),m=\mathrm{0,1},...,12N_{\mathrm{RB}}^{\mathrm{DL}}-1$

$r_{n_s}\left(m\right)=r_{n_s}^1\left(m^{\′}\right)\·r_{n_s}^2\left(m\right)$

在这里，l′是为OFDM符号索引的函数的DRS序列索引，并且表示待乘以时隙号n_S的DRS序列索引l′的沃尔什码。

负责在不同的DRS层之间对值进行加扰的第一序列可能需要初始化值中的参数的以下组合。N_layer是层索引，而N_cellid是小区ID。

负责在不同的更高层指示的ID之间对值进行加扰的第二序列可能需要初始化值中的参数的以下组合。N_LH-ID是更高层指示的ID(例如，小区ID、CoMP组ID等)，并且N_cellid是小区ID，n_s是无线电帧内的时隙索引。

示例性初始化值能够通过以下等式57来表示。

[等式57]

$c_{\mathrm{init}}^1=N_{\mathrm{layer}}\·2^{i_3}$

$c_{\mathrm{init}}^2=N_{\mathrm{HL}-\mathrm{ID}}\·2^{i_1}+(n_s+1)\·({2N}_{\mathrm{HL}-\mathrm{ID}}+1)\·2^{i_2}$

在这个示例中，应该选择初始化值i₁、i₂以及i₃使得加载在初始化值的移位寄存器上的信息被加载到不同移位寄存器位置中(例如，i₁＝3，i₂＝12，并且i₃＝0，假定N_layer是3个比特，N_HL-ID是9个比特的信息)。

替代性序列生成和映射方法

可能还能够通过生成等于分配的RB的序列长度来生成并且映射第一序列(记录为层特定的沃尔什备用序列)。同样地同时，能够通过生成等于系统带宽(或甚至可能等于被说明书所支持的最大RB大小)的序列长度来生成并且映射第二序列(记录为层公共序列)。在这种情况下，序列初始化值能够通过以下等式58来表示。

[等式58]

$r_{n_s}^1\left(m^{\′}\right)=w_{l^{\′},n_s}\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c^1\left({2m}^{\′}\right))+j{w}_{l^{\′},n_s}\·\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c^1({2m}^{\′}+1)),m^{\′}=\mathrm{0,1},...,6N_{\mathrm{allocated}\·\mathrm{RB}}-1$

$r_{n_s}^2\left(m\right)=\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c^2\left(2m\right))+j\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2\·c^2(2m+1)),m=\mathrm{0,1},...,12N_{\mathrm{RB}}^{\mathrm{DL}}-1$

$r_{n_s}\left(m\right)=r_{n_s}^1\left(m^{\′}\right)\·r_{n_s}^2\left(m\right)$

负责对不同的DRS层之间的值进行加扰并且赋予DRS层之间的正交性的第一序列(记录为层特定的沃尔什扩展序列)可能需要初始化值中的参数的以下组合，其包括表示层索引的N_layer，表示小区ID的N_cellid、表示UEID的N_rnti以及表示无线电帧内的时隙索引的n_s。

负责对更高层指示ID之间的值进行加扰的第二序列(记录为层公用序列)可能需要初始化值中的参数的以下组合。参数包括表示更高层指示ID的N_LH-ID(例如，小区ID、CoMP组ID等)、表示小区ID的N_cellid以及表示无线电帧内的时隙索引的n_s。

示例性初始化值能够通过以下等式59来表示。

[等式59]

在上面的示例中，初始化值能够取值i₁＝0、i₂＝9、i₃＝30、i₄＝16以及i₅＝0，并且N_HL-ID是9个比特的信息。

甚至可以能够在用于第一序列的m序列中的一个中加载层索引(记录为层特定的沃尔什扩展序列)，并且在其它m序列中加载由小区ID、UEID以及子帧索引组成的值。

在这里，第一Gold码的第一m序列初始化值能够被表示为而第一Gold码的第二m序列初始化值能够被表示 $c_{\mathrm{init}}^{1-2}={\mathrm{\Σ}}_{i=0}^{30}{x}_2\left(i\right)\·2^i.$

在这里， $c_{\mathrm{init}}^{1-1}=N_{\mathrm{layer}}\·2^{i_3}+1,$ 并且或

在这个示例中，i₁＝0、i₂＝9、i₃＝1、i₄＝16、i₅＝0，并且N_HL-ID是9比特的信息。

描述将由进行小区间干扰的随机化的原因和随机化方法组成。

图40图示了使用两个小区被为其而生成的DRS序列来发送DRS的示例。

所接收的信号等式和出于用于Rx天线端口的角度所估计的信道被用公式表示为等式60和61，如图40的右边部分中所示。

[等式60]

r₀＝h₀·a_i+h₁·b_i+h₂·c_i+h₃·d_i+n₀

r₁＝h₀·a_i-h₁·b_i+h₂·c_i-h₃·d_i+n₁

在这里，h₀、h₁、h₂以及h₃表示有效的信道系数，a_i和c_i表示加扰码序列，而n₀和n₁表示噪声。

[等式61]

${\tilde{h}}_0=(r_0+r_1)\·a_i^{*}/2$

$=(h_0\·a_i+h_1\·b_i+h_2\·c_i+h_3\·d_i+n_0+h_0\·a_i-h_1\·b_i+h_2\·c_i-h_3\·d_i+n_1)\·a_i^{*}/2$

$=({2h}_0\·a_i+2h_2\·c_i+n^{\′})\·a_i^{*}/2$

$=h_0+h_2\·c_i\·a_i^{*}+n^{\′\′}$

$=h_0+z_1+n^{\′\′}$

${\tilde{h}}_1=(r_0-r_1)\·b_i^{*}/2$

$=(h_0\·a_i+h_1\·b_i+h_2\·c_i+h_3\·d_i+n_0-h_0\·a_i+h_1\·b_i-h_2\·c_i+h_3\·d_i-n_1)\·b_i^{*}/2$

$=({2h}_1\·b_i+2h_3\·d_i+n^{\′})\·b_i^{*}/2$

$=h_0+h_3\·d_i\·b_i^{*}+n^{\′\′}$

$=h_1+z_1^{\′}+n^{\′\′}$

图41图示了使用两个小区被为其而生成的DRS序列来发送DRS的示例。

所接收的信号等式和出于用于Rx天线端口的角度所估计的信道被用公式表示为等式62和63，如图41中所示。

[等式62]

r₀＝(h₀+h₁)·s_i+(h₂+h₃)·x_i+n₀

r₁＝(h₀-h₁)·s_i+1+(h₂-h₃)·x_i+1+n₁

在这里，h₀、h₁、h₂以及h₃表示有效的信道系数，s_i和x_i表示加扰码序列，并且n₀和n₁表示噪声。

[等式63]

${\tilde{h}}_0=(r_0\·s_i^{*}+r_1\·s_{i+1}^{*})/2$

$=((h_0+h_1)+(h_2+h_3)\·x_i\·s_i^{*}+n_0\·s_i^{*}+(h_0-h_1)+(h_2-h_3)\·x_{i+1}\·s_{i+1}^{*}+n_1\·s_{i+1}^{*})/2$

$=h_0+(h_2\·x_i\·s_i^{*}+h_3\·x_i\·s_i^{*}+h_2\·x_{i+1}\·s_{i+1}^{*}-h_3\·x_{i+1}\·s_{i+1}^{*}+n^{\′})/2$

$=h_0+z_1+z_2+z_3+z_4+n^{\′\′}$

${\tilde{h}}_1=(r_0\·s_i^{*}-r_1\·s_{i+1}^{*})/2$

$=((h_0+h_1)+(h_2+h_3)\·x_i\·s_i^{*}+n_0\·s_i^{*}-(h_0-h_1)-(h_2-h_3)\·x_{i+1}\·s_{i+1}^{*}-n_1\·s_{i+1}^{*})/2$

$=h_1+(h_2\·x_i\·s_i^{*}+h_3\·x_i\·s_i^{*}-h_2\·x_{i+1}\·s_{i+1}^{*}+h_3\·x_{i+1}\·s_{i+1}^{*}+n^{\′})/2$

$=h_1+z_1^{\′}+z_2^{\′}+z_3^{\′}+z_4^{\′}+n^{\′\′}$

在与图41有关的等式62和63的情况下，和与图40有关的等式60和61相比较，由于更多的干扰随机化因素的原因而导致来自其它小区的层间干扰被展开在整个所有层上。这个方法能够实现完全的干扰随机化。

图42图示了使用两个小区被为其而生成的DRS序列来发送DRS的示例。

图42中所示的方法能够实现和用于混合方法的沃尔什覆盖相同的干扰随机化效果。

所接收的信号等式和出于用于Rx天线端口的角度所估计的信道被用公式表示为等式64和65，如图42中所示。

[等式64]

r₀＝(h₀·a_i+h₁·b_i)·s_i+(h₂·c_i+h₃·d_i)·x_i+n₀

r₁＝(h₀·a_i-h₁·b_i)·s_i+1+(h₂·c_i-h₃·d_i)·x_i+1+n₁

在这里，h₀、h₁、h₂以及h₃表示有效的信道系数，s_i和x_i表示加扰码序列，并且n₀和n₁表示噪声。

[等式65]

${\tilde{h}}_0=(r_0\·s_i^{*}+r_1\·s_{i+1}^{*})\·a_i^{*}/2$

$=((h_0\·a_i+h_1\·b_i)+(h_2\·c_i+h_3\·d_i)\·x_i\·s_i^{*}+n_0\·s_i^{*}+(h_0\·a_i-h_1\·b_i)+(h_2\·c_i-h_3\·d_i)\·x_{i+1}\·s_{i+1}^{*}+n_1\·s_{i+1}^{*})\·a_i^{*}/2$

$=h_0+(h_2\·c_i\·x_i\·s_i^{*}+h_3\·d_i\·x_i\·s_i^{*}+h_2\·c_i\·x_{i+1}\·s_{i+1}^{*}-h_3\·d_i\·x_{i+1}\·s_{i+1}^{*}+n^{\′})\·a_i^{*}/2$

$=h_0+z_1+z_2+z_3+z_4+n^{\′\′}$

${\tilde{h}}_1=(r_0\·s_i^{*}-r_1\·s_{i+1}^{*})\·a_i^{*}/2$

$=((h_0\·a_i+h_1\·b_i)+(h_2\·c_i+h_3\·d_i)\·x_i\·s_i^{*}+n_0\·s_i^{*}-(h_0\·a_i-h_1\·b_i)-(h_2\·c_i-h_3\·d_i)\·x_{i+1}\·s_{i+1}^{*}-n_1\·s_{i+1}^{*})\·a_i^{*}/2$

$=h_1+(h_2\·c_i\·x_i\·s_i^{*}+h_3\·d_i\·x_i\·s_i^{*}-h_2\·c_i\·x_{i+1}\·s_{i+1}^{*}+h_3\·d_i\·x_{i+1}\·s_{i+1}^{*}+n^{\′})\·a_i^{*}/2$

$=h_1+z_1^{\′}+z_2^{\′}+z_3^{\′}+z_4^{\′}+n^{\′\′}$

图43(a)图示了使用生成的DRS序列来发送DRS的示例，并且图43(b)图示了根据图43(a)中所示的传输方案的发送功率。

在图43(b)中所示的特定预编码环境下，具有用于码分复用的两层(可能甚至四层)的相同的DRS序列能够遭受邻近OFDM符号之间的发送功率差异。

在图43(a)中，假定仅利用层公共序列。这意味着在每个层中使用相同的序列。此外，预编码矩阵[+1，-1，+1，-1；+1，+j，-1，+1]被用于针对占用带宽中的多数的UE的宽带预编码。与图43(b)中所示的其它OFDM符号相比较，由于预编码的沃尔什码组合而导致的最大发送功率差异可以具有多达+1dB～-1.25dB功率差异。在用于LTE-A的可能的情况中，其中四层能够被编码复用，所以可能的最大发送功率差异被进一步地增加到+2.4dB～-1.24dB。

图44图示了使用生成的DRS序列发送DRS的示例。

如图44中所示，如果在层中使用的序列被允许具有不同的序列值，则能够随机化功率集中和功率指零效果。在如图43中所示的预编码之后，当特定符号具有2*S_i(完全构造和)时，这个功率集中出现，并且当预编码矩阵的特定符号为0(完全破坏和)时，在特定频率子载波和OFDM符号位置中生成了功率指零。

由于序列值随着频率和时间而改变，所以完全构造和与破坏和被有效地随机化，并且能够避免最坏的情况场景(构造的或破坏和发生在整个带宽上)。因此为了避免特定天线端口的这个功率集中，来自每个层的序列应该是不同的，使得功率集中被分散在不同的RE之中，以及被优选地移除。

描述将由用于解决沃尔什码变化和均峰功率问题的方法组成。

图45图示了用于将CDM码分配给每个层的示例性方法。

当相同的序列被应用到所有层时，用于每个层的DMRS使用不同的CDM码来保持DMRS之间的正交性。为每个DMRS层指定CDM码的最简单的方法是针对所分配的RB内的所有的CDMRE集合将码{+1，+1}指定给第一层，并且将{+1，-1}指定给第二层，如图45中所示。

图46(a)图示了发送DMRS序列的示例，并且图46(b)图示了根据图46(a)的传输方案的发送功率。

用于相应的层的DMRS序列被乘以预编码元素，并且在一起复用。这意味着对于诸如[+1，+1]或[+1，-1]的特定预编码矩阵行向量，DMRS序列值被组合并且发送到物理天线端口上，如图46(b)中所示。从CDM码的组合到物理天线端口，特定预编码的RE可以具有零功率并且特定预编码的RE可以具有两倍的功率。

图46(a)示出了在预编码之前和在预编码之后在每个发送天线的DMRS序列。参考图45(b)，当假定应用了带宽预编码，并且发送了两层时，在特定OFMD符号中的物理天线端口内的所有的DMRSRE可以具有两倍的功率或零功率。此外，如果假定以CDM方式来复用四层并且发送，则特定OFDM符号中的特定DMRSRE可以具有四倍的功率并且其它DMRSRE可以具有零功率。图46(b)示出了用于每个OFDM符号的平均发送功率变化的特定物理天线端口的最坏的应用场景。

图47图示了示例性DRS序列映射方法。

在e节点B处，用于特定RE的功率的高峰均值(PA)是关键的问题。PA中的一些需要被设计成使得其能够在特定OFDM符号中发送更高的功率输出。根据这个观点，其对随机化CDM码是有利的，使得预编码的DMRS值在频率上变化。对CDM码进行随机化的一个方法是在携带DMRS的每个频率子载波中不同地映射沃尔什码，如图46中所示。

图48图示了使用生成的DRS序列发送DRS的示例。

来自Tx天线1的平均功率可以是子载波k和k+4中的RE的总和。尽管沃尔什码有助于稍微减轻峰值功率，但是其不完全消除该问题。因此，需要考虑解决峰值功率问题的更加通用的方法。

图49图示了用于对DMRS应用沃尔什码的示例性方法。

用于解决峰值功率问题的方法是针对第二层随机化沃尔什码。在携带DMRS的每个子载波中，沃尔什码能够被乘以不同的值，如图48中所示。如果实现了每个DMRS层的足够的随机化，则能够移除甚至对于四个CDM层的峰值功率问题。这意味着通过将每个沃尔什码乘以频域或时域中的特定值，能够随机化用于每个物理天线端口的预编码的DMRSRE。

图50和51图示了用于对四个DMRS应用沃尔什码的示例性方法。

如图50和51中所图示，不同的固定的序列被在频域中(或甚至在时域中，假定使用了长度2的沃尔什码)乘以每个DMRS层的沃尔什码。这允许每个DMRS的正交化，以及随机的峰值功率。

图52图示了示例性DMRS序列映射方法。

为了允许在UE侧处的有效的信道估计实现，用于DMRS的加扰码需要被映射在其中UE生成加扰码并且执行信道估计的方向。由于DMRSCDM码被应用在时域中，所以其可能对特定的UE实现是有利的，以将DMRS序列映射到所有的CDM对并且然后移到下一个频率子载波。图50中示出了所提议的映射方法。

由于在不同的CDMRE集上使用相同的沃尔什码导致的峰值功率问题可能对于e节点BPA设计来说挑剔的。为了解决这个问题，在每个层中使用的沃尔什码能够被乘以特定的(或甚至随机的)值，这允许预编码的DMRSRE的随机化。这将是可调整的解决方案，尤其是对于确定具有用于LTE版本10的四个CDMDMRS层而言更是如此。图50中示出了用于两个CDM层的这个方法的示例。能够通过映射DMRS加扰码来实现有效的UE信道估计实施方式，如图50中所示。

本发明中描述的术语1RB包括1个RB对。也就是说，1RB包括频域中的12个子载波和时域中的7个OFDM符号，然而，1个RB对包括时域中的14个OFDM符号。在本发明中，使用1RB使得其包括与1个RB对相对应的资源。

图53是根据本发明的实施例的装置50的方框图。

参考图53，装置50可以为UE或e节点B。装置50包括处理器51、存储器52、RF单元53、显示单元54以及用户接口单元55。

无线接口协议的层被实现在处理器51中。处理器51提供了控制平面和用户平面。能够在处理器51中实现每个层的功能。存储器52与处理器51连接，并且存储操作系统、应用程序、以及通用文件。

显示单元54显示各种信息，并且能够使用已知的元件，诸如液晶显示器(LCD)、有机发光二极管(OLED)等。

用户接口单元55能够被配置有诸如小键盘、触摸屏等已知的用户接口的组合。

RF单元53被与处理器51连接，并且发送/接收RF信号。RF单元53能够被划分成处理器传输模块(未示出)和接收模块(未示出)。

基于通信系统中熟知的开放系统互连(OSI)模型的低三层，UE与e节点B之间的RF接口协议的层能够被分类成第一层(L1)、第二层(L2)、以及第三层(L3)。

物理层属于第一层，并且通过物理信道提供信息传输服务。无线资源控制(RRC)层属于第三层，并且在UE与网络之间提供控制无线资源。UE和网络通过RRC层交换RRC消息。

在下文中所描述的本发明的实施例是本发明的元素和特征的结合。除非另外提到，否则元素或特征可以被认为是选择性的。可以不与其它元素或特征结合的情况下实践每个元素或特征。另外，可以通过结合元素和/或特征的部分来解释本发明的实施例。可以重新布置本发明的实施例中所描述的操作顺序。任何一个实施例的一些结构可以被包括在另一实施例中，并且可以用另一实施例的对应的结构来代替。对本领域的那些技术人员而言显而易见的是，在所附权利要求中没有明确地彼此引用的权利要求可以作为本发明的实施例的组合来呈现，或者通过在申请被提交之后的后续修改而被包括作为新权利要求。

可以使用各种装置，例如硬件、固件、软件或其组合来实现本发明的实施例。在硬件配置中，可以通过专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等中的一个或者多个来实现根据本发明的实施例的方法。

在固件或软件配置中，可以以模块、过程、函数等的形式来实现本发明的实施例。例如，软件代码可以存储在存储器单元中，并由处理器来执行。存储器单元位于处理器内部或外部，并且可以经由各种已知的装置将数据发送到处理器和从处理器接收数据。

本领域的技术人员将了解的是，在不偏离本发明的精神和本质特性的情况下，可以以除了本文中所陈述的那些之外的其它特定方式来实现本发明。上述实施例因此在所有方面被解释为说明性的而不是限制性的。本发明的范围应该由所附权利要求和它们的合法等同物来确定，而不是由上述描述来确定，并且落入所附权利要求的意义和等效范围内的所有改变均旨在被包含在其中。

工业适用性

根据本发明的用于在无线通信系统中发送/接收参考信号的装置和方法能够适用于无线通信系统，诸如3GPPLTE、LTE-A、IEEE802.16系统等。

Claims (9)

1.一种用于在无线通信系统中通过e节点B发送用户设备(UE)特定的参考信号的方法，所述方法包括：

由e节点B生成用于分配给UE特定的参考信号传输的第一层组的每个层的资源元素(RE)的参考信号序列；

由e节点B通过将用于所述第一层组的第一沃尔什码应用到所述参考信号序列来生成UE特定的参考信号序列；以及

由e节点B经由所述第一层组的每个层，将UE特定的参考信号序列所应用于的UE特定的参考信号在第一资源块(RB)对和第二RB对上发送到用户设备(UE)，其中，所述第二RB对在频域中与所述第一RB对邻近，以及

其中，所述第一沃尔什码包括所述第一层组的每个层的[abcd],

其中，所述第一层组的每个层的[abcd]包括用于第一层的[1111]、用于第二层的[1-11-1]、用于第三层的[11-1-1]和用于第四层的[1-1-11]，

其中，所述第一层组的每个层的[abcd]在时域的方向被顺序地一对一映射到分配给所述第一RB对的第一子载波的RE，所述第一层组的每个层的[abcd]在时域的相反方向被顺序地一对一映射到分配给所述第一RB对的第二子载波的RE，以及所述第一层组的每个层的[abcd]在时域的方向被顺序地一对一映射到分配给所述第一RB对的第三子载波的RE，以及

其中，所述第一层组的每个层的[abcd]在时域的相反的方向被顺序地一对一映射到分配给所述第二RB对的第一子载波的RE，所述第一层组的每个层的[abcd]在时域的方向被顺序地一对一映射到分配给所述第二RB对的第二子载波的RE，以及所述第一层组的每个层的[abcd]在时域的相反的方向被顺序地一对一映射到分配给所述第二RB对的第三子载波的RE。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述参考信号序列是与在整个带宽上生成的序列之中分配给所述UE的至少一个RB对相对应的序列。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一沃尔什码在频域方向以两个RB对为单位的相同的方法被重复地应用到所述参考信号序列。

4.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：

由e节点B生成用于分配给UE特定的参考信号传输的第二层组的每个层的资源元素(RE)的参考信号序列；

由e节点B通过将用于所述第二层组的第二沃尔什码应用到所述参考信号序列来生成UE特定的参考信号序列；以及

由e节点B经由所述第二层组的每个层，将UE特定的参考信号序列所应用于的UE特定的参考信号在第一RB对和第二RB对上发送到用户设备(UE)，

其中，所述第二层组的每个层的[cdab]在所述时域的方向上、顺序地被一对一映射到分配给所述第一RB对的第四子载波的RE，所述第二层组的每个层的[badc]在所述时域的方向上、顺序地被一对一映射到分配给所述第一RB对的第五子载波的RE，以及所述第二层组的每个层的[cdab]在所述时域的方向上、顺序地被一对一映射到分配给所述第一RB对的第六子载波的RE，以及

其中，所述第二层组的每个层的[badc]在所述时域的方向上、顺序地被一对一映射到分配给所述第二RB对的第四子载波的RE，所述第二层组的每个层的[cdab]在所述时域的方向上、顺序地被一对一映射到分配给所述第二RB对的第五子载波的RE，以及所述第二层组的每个层的[badc]在所述时域的方向上、顺序地被一对一映射到分配给所述第二RB对的第六子载波的RE。

5.一种在无线通信系统中通过UE接收用户设备(UE)特定的参考信号的方法，所述方法包括：

由所述UE经由第一层组的每个层，从e节点B在第一资源块(RB)对和第二RB对上接收应用有UE特定的参考信号序列的UE特定的参考信号，其中，所述第二RB对在频域与所述第一RB对邻近；

其中，通过应用所述第一层组的第一沃尔什码到参考信号序列来生成UE特定的参考信号序列，所述参考信号序列是分配给用于UE特定的参考信号传输的所述第一层组的每个层的用于资源元素(RE)的序列，

其中，所述第一沃尔什码包括所述第一层组的每个层的[abcd],

其中，所述第一层组的每个层的[abcd]包括用于第一层的[1111]、用于第二层的[1-11-1]、用于第三层的[11-1-1]和用于第四层的[1-1-11]，

其中，所述第一层组的每个层的[abcd]在时域的方向被顺序地一对一映射到分配给所述第一RB对的第一子载波的RE，所述第一层组的每个层的[abcd]在时域的相反的方向被顺序地一对一映射到分配给所述第一RB对的第二子载波的RE，以及所述第一层组的每个层的[abcd]在时域的方向被顺序地一对一映射到分配给所述第一RB对的第三子载波的RE，以及

其中，所述第一层组的每个层的[abcd]在时域的相反的方向被顺序地一对一映射到分配给所述第二RB对的第一子载波的RE，所述第一层组的每个层的[abcd]在时域的方向被顺序地一对一映射到分配给所述第二RB对的第二子载波的RE，以及所述第一层组的每个层的[abcd]在时域的相反的方向被顺序地一对一映射到分配给所述第二RB对的第三子载波的RE。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，所述参考信号序列是与在整个带宽上生成的序列之中分配给所述UE的至少一个RB对相对应的序列。

7.根据权利要求5所述的方法，进一步包括：

由所述UE经由第二层组的每个层，从e节点B在第一资源块(RB)对和第二RB对上接收应用有UE特定的参考信号序列的UE特定的参考信号，

其中，通过应用所述第二层组的第二沃尔什码到参考信号序列来生成UE特定的参考信号序列，所述参考信号序列是分配给用于UE特定的参考信号传输的所述第二层组的每个层的用于资源元素(RE)的序列，

其中，所述第二层组的每个层的[cdab]在所述时域的方向上、顺序地被一对一映射到分配给所述第一RB对的第四子载波的RE，所述第二层组的每个层的[badc]在所述时域的方向上、顺序地被一对一映射到分配给所述第一RB对的第五子载波的RE，以及所述第二层组的每个层的[cdab]在所述时域的方向上、顺序地被一对一映射到分配给所述第一RB对的第六子载波的RE，以及

其中，所述第二层组的每个层的[badc]在所述时域的方向上、顺序地被一对一映射到分配给所述第二RB对的第四子载波的RE，所述第二层组的每个层的[cdab]在所述时域的方向上、顺序地被一对一映射到分配给所述第二RB对的第五子载波的RE，以及所述第二层组的每个层的[badc]在所述时域的方向上、顺序地被一对一映射到分配给所述第二RB对的第六子载波的RE。

8.一种用于在无线通信系统中发送用户设备(UE)特定的参考信号的e节点B，所述e节点B包括：

参考信号序列生成单元，所述参考信号序列生成单元被配置成生成分配给用于UE特定的参考信号传输的第一层组的每个层的用于资源元素(RE)的参考信号序列，以及通过将所述第一层组的第一沃尔什码应用到参考信号序列来生成UE特定的参考信号序列；

UE特定的参考信号序列生成单元，所述UE特定的参考信号序列生成单元被配置成经由所述第一层组的每个层在第一资源块(RB)对和第二RB对上，将生成的UE特定的参考信号序列所应用于的UE特定的参考信号发送到用户设备(UE)，其中，所述第二RB对在频域中与所述第一RB对邻近，

其中，所述第一沃尔什码包括所述第一层组的每个层的[abcd],

其中，所述第一层组的每个层的[abcd]包括用于第一层的[1111]、用于第二层的[1-11-1]、用于第三层的[11-1-1]和用于第四层的[1-1-11]，

其中，所述第一层组的每个层的[abcd]在时域的方向被顺序地一对一映射到分配给所述第一RB对的第一子载波的RE，所述第一层组的每个层的[abcd]在时域的相反的方向被顺序地一对一映射到分配给所述第一RB对的第二子载波的RE，以及所述第一层组的每个层的[abcd]在时域的方向被顺序地一对一映射到分配给所述第一RB对的第三子载波的RE，以及

其中，所述第一层组的每个层的[abcd]在时域的相反的方向被顺序地一对一映射到分配给所述第二RB对的第一子载波的RE，所述第一层组的每个层的[abcd]在时域的方向被顺序地一对一映射到分配给所述第二RB对的第二子载波的RE，以及所述第一层组的每个层的[abcd]在时域的相反的方向被顺序地一对一映射到分配给所述第二RB对的第三子载波的RE。

9.一种在无线通信系统中接收UE特定的参考信号的用户设备(UE)，所述UE包括：

RF单元，所述RF单元被配置成经由第一层组的每个层在第一资源块(RB)对和第二RB对上从e节点B接收将生成的UE特定的参考信号序列所应用于的UE特定的参考信号，其中，所述第二RB对在频域中与所述第一RB对邻近，

其中，通过应用用于第一层组的第一沃尔什码到参考信号序列来生成UE特定的参考信号序列，所述参考信号序列是分配给用于UE特定的参考信号传输的所述第一层组的每个层的用于资源元素(RE)的序列，以及

其中，所述第一层组的每个层的[abcd]包括用于第一层的[1111]、用于第二层的[1-11-1]、用于第三层的[11-1-1]和用于第四层的[1-1-11]，

其中，所述第一层组的每个层的[abcd]在时域的方向被顺序地一对一映射到分配给所述第一RB对的第一子载波的RE，所述第一层组的每个层的[abcd]在时域的相反的方向被顺序地一对一映射到分配给所述第一RB对的第二子载波的RE，以及所述第一层组的每个层的[abcd]在时域的方向被顺序地一对一映射到分配给所述第一RB对的第三子载波的RE，以及

其中，所述第一层组的每个层的[abcd]在时域的相反的方向被顺序地一对一映射到分配给所述第二RB对的第一子载波的RE，所述第一层组的每个层的[abcd]在时域的方向被顺序地一对一映射到分配给所述第二RB对的第二子载波的RE，以及所述第一层组的每个层的[abcd]在时域的相反的方向被顺序地一对一映射到分配给所述第二RB对的第三子载波的RE。