CN102570975B - 一种频率自调节振荡器电路及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种频率自调节振荡器电路及方法。它是利用基于电荷的电容测量技术对振荡器电路中的振荡管子的寄生电容进行检测，并通过调节可变电容，来对该寄生电容引起的偏差进行补偿。本发明实现了振荡器电路的自检测和自校准，减小了MOS管寄生电容对振荡器电路电学特性的影响，提高了该振荡器的频率精确度和稳定度。

Description

一种频率自调节振荡器电路及方法
技术领域
本发明涉及一种振荡器电路，尤其涉及一种用于减小MOS管寄生电容对振荡器电路输出频率影响的频率自调节振荡器电路及方法。
背景技术
目前，为了提高振荡器的频率精确度和稳定度，主要是利用自动频率控制电路(Automatic Frequency Control)与振荡器构成闭合回路，通过频率负反馈作用，在经过AFC环多次循环调节后，最终使振荡器输出频率达到平衡。但是由于该方法主要是基于直接对电路输出进行补偿，并没有深入研究误差源的物理机制，因此传统方法在应用于对稳定性要求较高，频率在10GHz以上的高频电路时有一定的局限性。
发明内容
为了克服现有电路难以从底层物理机制上减小MOS管寄生电容对振荡器电路频率稳定性的影响，本发明提供一种针对MOS管寄生电容的振荡器电路的频率自调节装置及方法，本发明能够补偿MOS管寄生电容对振荡器电路输出频率的影响，从而实现电路的频率自调节，提高振荡器电路的频率精确度和稳定度。
本发明所采用的技术方案是：一种频率自调节振荡器电路，其特征在于，它主要由振荡器电路、伪反相器、模数转换器、数字信号处理器和数模转换器依次相连组成；数模转换器的输出端与振荡器电路相连。
进一步地，所述振荡器电路包括：五个MOS管M1-M5(M1、M2为PMOS管，M3、M4、M5为NMOS管)，两个电感L1、L2，两个可变电容C1、C2，三个开关S1、S2、S3等；其中，所述PMOS管M1的漏端与NMOS管M3的漏端相连，PMOS管M1的栅极与PMOS管M2的栅极相连，PMOS管M1的漏端和自身栅极相连，PMOS管M1和PMOS管M2的源端均与直流电压源相连；NMOS管M3的栅极接直流电压源；NMOS管M4的栅极与NMOS管M5的漏端相连，NMOS管M5的栅极接NMOS管M4的漏端；PMOS管M1、PMOS管M2、NMOS管M3、NMOS管M4和NMOS管M5的体端均与自身的源端相连；NMOS管M3、NMOS管M4和NMOS管M5的源端相连，连接处为检测信号输入端口P3；NMOS管M4和NMOS管M5的漏端为振荡器电路的输出端；开关S1的1端与开关S3的1端相连、开关S1的2端与开关S2的1端相连；开关S2的2端分别与电容C1和电感L1相连，电感L1的另一端分别与PMOS管M2的漏端和电感L2相连，电容C1与电容C2相连，电容C2的另一端与电感L2的另一端分别与开关S3的2端相连，电容C1与电容C2的连接处为频率调节节点K1，与数模转换器的输出端相连；开关S2的0端与NMOS管M4的漏端相连，开关S3的0端与NMOS管M5管的漏端相连。
进一步地，所述伪反相器包括一个PMOS管M6、一个NMOS管M7、一个电流表A1和一个固定电容C3等，它们的连接关系是：PMOS管M6和NMOS管M7的体端均与自身的源端相连，PMOS管M6的漏端分别与固定电容C3和NMOS管M7的漏端相连；电流表A1的正端与直流电压源相连，负端与PMOS管M6的源端相连；NMOS管M7的源端接地；固定电容C3的另一端与开关S1的0端相接；PMOS管M6的栅极为检测信号输入端口P1，NMOS管M7的栅极为检测信号输入端口P2。
一种上述振荡器电路的频率自调节方法，包括以下步骤：
(1)将振荡器电路中的开关S2和开关S3均打到1端，此时振荡器电路进入检测模式；
(2)开关S1用于选择分别对NMOS管M4、NMOS管M5的寄生电容进行检测：开关S1置于1端，对NMOS管M5的寄生电容进行检测；开关S1置于2端对NMOS管M4的寄生电容进行检测；通过以下子步骤对NMOS管M4、NMOS管M5的寄生电容进行检测：
(2.1)检测过程分为两步：第一步，从检测信号输入端口P1输入第一周期脉冲信号，检测信号输入端口P2输入第二周期脉冲信号，检测信号输入端口P3接地；第二步，从检测信号输入端口P1输入第一周期脉冲信号，检测信号输入端口P2输入第二周期脉冲信号，检测信号输入端口P3输入第三周期脉冲信号；其中，第二周期脉冲信号上升前第三周期脉冲信号已经下降到地电平，且第一周期脉冲信号下降前第三周期脉冲信号已经上升到电源电压值；
(2.2)在上述步骤2.1中，流过伪反相器中电流表A1的瞬时电流被模数转换器转换为数字信号，并记录在数字信号处理器中；
(2.3)数字信号处理器由记录的瞬时电流值分别计算得到NMOS管M4和NMOS管M5的寄生电容值：数字信号处理器首先分别对记录的瞬时电流值求其一周期内的平均电流值，得到I1、I2(分别对应于步骤2.1中的两个步骤)，再由公式求得电容CM的值，即NMOS管M5的寄生电容CM5和NMOS管M4的寄生电容CM4，式中，Vdd为直流电压源的电压值，C3为固定电容C3的电容值，f为检测信号的频率；
(3)在数字信号处理器中，将NMOS管M4的寄生电容CM4与NMOS管M5的寄生电容CM5串联，便得到NMOS管M4和NMOS管M5总的寄生电容在LC谐振回路中实际引入的电容偏差值ΔC；则可变电容C1和可变电容C2串联后总的电容值应设置为理论电容值减去电容偏差值C-ΔC，以使得LC谐振回路中的实际电容值为理论电容值C；最后由可变电容C1、C2的电容与极板电压方程计算得到电压VD，从而求得实际应加在节点K1上的电压值，式中，Cj0为可变电容C1，C2在两极板电压差为0时的电容值；VB为可变电容C1，C2的势垒电压；n为可变电容C1，C2的电容变化指数(由工艺决定)；数字信号处理器输出该数字电压到数模转换器中，转换为模拟电压信号，最终加到节点K1上；
(4)节点K1上的电压调整好后，将开关S2和开关S3置于2端，且检测信号输入端口P3接地，结束对NMOS管M4和NMOS管M5的寄生电容的检测，并使振荡器电路重新由NMOS管M4和NMOS管M5的漏端开始输出振荡信号。
本发明的有益效果是，本发明方法利用基于电荷的电容测量技术(Charge-Based Capacitor Measurement,CBCM)对振荡器电路中的振荡管子的寄生电容进行检测，并通过调节可变电容对该寄生电容引起的偏差进行补偿，最终实现振荡器电路输出频率的自调节。本发明通过自检测和自校准技术，减小MOS管寄生电容对振荡器输出频率的影响，从而从底层物理机制上改善了振荡器的频率精确度和稳定度。
附图说明
图1是本发明频率自调节振荡器电路的结构框图；
图2是图1所示振荡器电路和伪反相器的电路原理图；
图3本发明频率自调节振荡器电路中所应用的检测信号的波形图；
图4本发明频率自调节振荡器电路中数字信号处理器DSP的流程图；
图5本发明频率自调节方法的流程图。
具体实施方式
本发明利用基于电荷的电容测量技术(Charge-Based CapacitorMeasurement,CBCM)对振荡器电路中的振荡管子的寄生电容进行检测，并通过调节可变电容，来对该寄生电容引起的偏差进行补偿。
下面结合附图和实施例对本发明方法进一步说明。
如图1所示，本发明频率自调节振荡器电路由振荡器电路、伪反相器、模数转换器，数字信号处理器和数模转换器依次相连组成；数模转换器的输出端与振荡器电路相连。
本发明的振荡器电路在典型的负阻LC型振荡器电路的基础上，增加了三个开关S1、S2、S3。如图2所示，振荡器电路包括：五个MOS管M1-M5(M1、M2为PMOS管，M3、M4、M5为NMOS管)，两个电感L1、L2，两个可变电容C1、C2，三个开关S1、S2、S3。其中，PMOS管M1的漏端与NMOS管M3的漏端相连，PMOS管M1的栅极与PMOS管M2的栅极相连，PMOS管M1的漏端和自身栅极相连，用来给栅极提供电压。PMOS管M1和PMOS管M2的源端均与直流电压源相连。NMOS管M3的栅极接直流电压源。NMOS管M4的栅极与NMOS管M5的漏端相连，NMOS管M5的栅极接NMOS管M4的漏端。PMOS管M1、PMOS管M2、NMOS管M3、NMOS管M4、NMOS管M5的体端均与自身的源端相连。NMOS管M3、NMOS管M4和NMOS管M5的源端相连，连接处为检测信号输入端口P3；NMOS管M4和NMOS管M5的漏端为振荡器电路的输出端。开关S1的1端与开关S3的1端相连、开关S1的2端与开关S2的1端相连；开关S2的2端分别与电容C1和电感L1相连，电感L1的另一端分别与PMOS管M2的漏端和电感L2相连，电容C1与电容C2相连，电容C2的另一端与电感L2的另一端分别与开关S3的2端相连，电容C1与电容C2的连接处为频率调节节点K1，与数模转换器的输出端相连。开关S2的0端与NMOS管M4的漏端相连，开关S3的0端与NMOS管M5管的漏端相连。
如图2所示，伪反相器包括一个PMOS管M6、一个NMOS管M7，一个电流表A1，一个固定电容C3，它们的连接关系是：PMOS管M6和NMOS管M7的体端均与自身的源端相连，PMOS管M6的漏端分别与固定电容C3和NMOS管M7的漏端相连；电流表A1的正端与直流电压源相连，负端与PMOS管M6的源端相连；NMOS管M7的源端接地；固定电容C3的另一端与开关S1的0端相接；PMOS管M6的栅极为检测信号输入端口P1，NMOS管M7的栅极为检测信号输入端口P2。
本发明通过控制开关S2、S3可以使振荡器电路在振荡模式和检测模式之间进行切换。通过控制开关S1可以选择对不同振荡管的寄生电容进行检测。在振荡器电路检测模式(开关S2、S3置于1端)时，从检测信号输入端口P1、P2、P3分别输入规定波形信号(如图3所示)，则由电流表A1所记录的平均充放电电流信息以及固定电容C3的值，可以计算得到NMOS管M4和NMOS管M5的寄生电容值，以及该寄生电容值在LC谐振回路中引入的等效偏差电容的大小。之后通过调节可变电容C1和C2相连极板电压K1的大小，来对振荡器输出频率的偏差进行补偿。
在振荡器电路的检测模式(开关S2、S3打到1端)时，从伪反相器的两个检测信号输入端口P1、P2和振荡器电路的检测信号输入端口P3分别输入三个周期脉冲检测信号，同时开关S1打到1端，即开始对NMOS管M5的寄生电容进行检测。检测完后，再将开关S1打到2端，开始对NMOS管M4的寄生电容进行检测。在两次检测过程中，流过伪反相器中的电流表A1的瞬时电流被模数转换器ADC采样后转换为数字信号，并输入到数字信号处理器DSP中进行处理。在DSP中，处理器负责对记录的瞬时电流值求其一周期内的平均值，并由两次的电流平均值分别求得NMOS管M4、NMOS管M5的寄生电容。之后DSP计算得到在考虑M4、M5管寄生电容的情况下实际可变电容C1、C2相连极板上应加的实际电压值K1。该电压值通过数模转换器DAC转换为模拟电压值，并最终加载在节点K1上。检测结束后，开关S2、S3打到2端，且检测信号输入端口P3接地，此时振荡器电路恢复振荡。
本发明中，模数转换器可以采用MAXIM公司的MAX12527芯片，数模转换器可以采用该公司的MAX5190芯片，但不限于此。
如图4所示，数字信号处理器首先记录下模数转换器输出的流过伪反向器的瞬时电流；然后数字信号处理器分别对记录的瞬时电流值求其一周期内的平均电流值，从而得到图3所示两组波形对应的两个平均电流值I1、I2，再由公式计算得到CM，即NMOS管M4的寄生电容CM4和NMOS管M5的寄生电容CM5，式中，Vdd为直流电压源的电压值，C3为固定电容C3的电容值，f为检测信号的频率。将NMOS管M4的寄生电容CM4和NMOS管M5的寄生电容CM5串联，便得到NMOS管M4和NMOS管M5总的寄生电容在LC谐振回路中实际引入的电容偏差值ΔC。则可变电容C1、C2串联后总的电容值应设置为理论电容值减去电容偏差值C-ΔC，以使得LC谐振回路中的实际电容值为理论电容值C。最后由可变电容C1、C2的电容与极板电压方程计算得到电压VD，即节点K1的电压与电容C1的另一极板上的直流偏置电压之差，从而求得实际应加在节点K1上的电压值。式中，Cj0为可变电容C1，C2在两极板电压差为0时的电容值；VB为可变电容C1，C2的势垒电压。n为可变电容C1，C2的电容变化指数(由工艺决定)。数字信号处理器输出该数字电压到数模转换器，转换为模拟电压信号，最终加到节点K1上。
如图5所示，本发明振荡器的频率自调节方法包括以下步骤：
1、将振荡器电路中的开关S2和开关S3均打到1端，此时振荡器电路进入检测模式。
2、开关S1用于选择分别对NMOS管M4、NMOS管M5的寄生电容进行检测：开关S1置于1端，对NMOS管M5的寄生电容进行检测；开关S1置于2端对NMOS管M4的寄生电容进行检测；通过以下子步骤对NMOS管M4、NMOS管M5的寄生电容进行检测：
2.1、检测过程分为两步：第一步，从检测信号输入端口P1输入第一周期脉冲信号，检测信号输入端口P2输入第二周期脉冲信号，检测信号输入端口P3接地；第二步，从检测信号输入端口P1输入第一周期脉冲信号，检测信号输入端口P2输入第二周期脉冲信号，检测信号输入端口P3输入第三周期脉冲信号；其中，第二周期脉冲信号上升前第三周期脉冲信号已经下降到地电平，且第一周期脉冲信号下降前第三周期脉冲信号已经上升到电源电压值。
2.2、在上述步骤2.1中，流过伪反相器中电流表A1的瞬时电流被模数转换器转换为数字信号，并记录在数字信号处理器中。
2.3、数字信号处理器由记录的瞬时电流值分别计算得到NMOS管M4和NMOS管M5的寄生电容值：数字信号处理器首先分别对记录的瞬时电流值求其一周期内的平均电流值，得到I1、I2(分别对应于步骤2.1中的两个步骤)，再由公式求得电容CM的值，即NMOS管M5的寄生电容CM5和NMOS管M4的寄生电容CM4，式中，Vdd为直流电压源的电压值，C3为固定电容C3的电容值，f为检测信号的频率。
3、在数字信号处理器中，将NMOS管M4的寄生电容CM4与NMOS管M5的寄生电容CM5串联，便得到NMOS管M4和NMOS管M5总的寄生电容在LC谐振回路中实际引入的电容偏差值ΔC。则可变电容C1和可变电容C2串联后总的电容值应设置为理论电容值减去电容偏差值C-ΔC，以使得LC谐振回路中的实际电容值为理论电容值C。最后由可变电容C1、C2的电容与极板电压方程计算得到电压VD，从而求得实际应加在节点K1上的电压值，式中，Cj0为可变电容C1，C2在两极板电压差为0时的电容值；VB为可变电容C1，C2的势垒电压。n为可变电容C1，C2的电容变化指数(由工艺决定)。数字信号处理器输出该数字电压到数模转换器中，转换为模拟电压信号，最终加到节点K1上。
4、节点K1上的电压调整好后，将开关S2和开关S3置于2端，且检测信号输入端口P3接地，结束对NMOS管M4和NMOS管M5的寄生电容的检测，并使振荡器电路重新由NMOS管M4和NMOS管M5的漏端开始输出振荡信号。此时，振荡器电路输出频率的稳定度和精确度较调节之前已有很大提高。

Claims (2)

1.一种频率自调节振荡器电路，其特征在于，它主要由振荡器电路、伪反相器、模数转换器、数字信号处理器和数模转换器依次相连组成；数模转换器的输出端与振荡器电路相连；所述振荡器电路包括：两个PMOS管M1、M2，三个NMOS管M3、M4、M5，两个电感L1、L2，两个可变电容C1、C2，三个开关S1、S2、S3；其中，所述PMOS管M1的漏端与NMOS管M3的漏端相连，PMOS管M1的栅极与PMOS管M2的栅极相连，PMOS管M1的漏端和自身栅极相连，PMOS管M1和PMOS管M2的源端均与直流电压源相连；NMOS管M3的栅极接直流电压源；NMOS管M4的栅极与NMOS管M5的漏端相连，NMOS管M5的栅极接NMOS管M4的漏端；PMOS管M1、PMOS管M2、NMOS管M3、NMOS管M4和NMOS管M5的体端均与自身的源端相连；NMOS管M3、NMOS管M4和NMOS管M5的源端相连，连接处为检测信号输入端口P3；NMOS管M4和NMOS管M5的漏端为振荡器电路的输出端；开关S1的1端与开关S3的1端相连、开关S1的2端与开关S2的1端相连；开关S2的2端分别与电容C1和电感L1相连，电感L1的另一端分别与PMOS管M2的漏端和电感L2相连，电容C1与电容C2相连，电容C2的另一端与电感L2的另一端分别与开关S3的2端相连，电容C1与电容C2的连接处为频率调节节点K1，与数模转换器的输出端相连；开关S2的0端与NMOS管M4的漏端相连，开关S3的0端与NMOS管M5管的漏端相连；所述伪反相器包括一个PMOS管M6、一个NMOS管M7、一个电流表A1和一个固定电容C3，它们的连接关系是：PMOS管M6和NMOS管M7的体端均与自身的源端相连，PMOS管M6的漏端分别与固定电容C3和NMOS管M7的漏端相连；电流表A1的正端与直流电压源相连，负端与PMOS管M6的源端相连；NMOS管M7的源端接地；固定电容C3的另一端与开关S1的0端相接；PMOS管M6的栅极为检测信号输入端口P1，NMOS管M7的栅极为检测信号输入端口P2。
2.一种权利要求1所述振荡器电路的频率自调节方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：
(1)将振荡器电路中的开关S2和开关S3均打到1端，此时振荡器电路进入检测模式；
(2)开关S1用于选择分别对NMOS管M4、NMOS管M5的寄生电容进行检测：开关S1置于1端，对NMOS管M5的寄生电容进行检测；开关S1置于2端对NMOS管M4的寄生电容进行检测；通过以下子步骤对NMOS管M4、NMOS管M5的寄生电容进行检测：
(2.1)检测过程分为两步：第一步，从检测信号输入端口P1输入第一周期脉冲信号，检测信号输入端口P2输入第二周期脉冲信号，检测信号输入端口P3接地；第二步，从检测信号输入端口P1输入第一周期脉冲信号，检测信号输入端口P2输入第二周期脉冲信号，检测信号输入端口P3输入第三周期脉冲信号；其中，第二周期脉冲信号上升前第三周期脉冲信号已经下降到地电平，且第一周期脉冲信号下降前第三周期脉冲信号已经上升到电源电压值；
(2.2)在上述步骤(2.1)中，流过伪反相器中电流表A1的瞬时电流被模数转换器转换为数字信号，并记录在数字信号处理器中；
(2.3)数字信号处理器由记录的瞬时电流值分别计算得到NMOS管M4和NMOS管M5的寄生电容值：数字信号处理器首先分别对记录的瞬时电流值求其一周期内的平均电流值，得到I1、I2，再由公式求得电容CM的值，即NMOS管M5的寄生电容CM5和NMOS管M4的寄生电容CM4，式中，Vdd为直流电压源的电压值，C3为固定电容C3的电容值，f为检测信号的频率；
(3)在数字信号处理器中，将NMOS管M4的寄生电容CM4与NMOS管M5的寄生电容CM5串联，便得到NMOS管M4和NMOS管M5总的寄生电容在LC谐振回路中实际引入的电容偏差值ΔC；则可变电容C1和可变电容C2串联后总的电容值应设置为理论电容值减去电容偏差值C-ΔC，以使得LC谐振回路中的实际电容值为理论电容值C；最后由可变电容C1、C2的电容与极板电压方程计算得到电压VD，从而求得实际应加在节点K1上的电压值，式中，Cj0为可变电容C1，C2在两极板电压差为0时的电容值；VB为可变电容C1，C2的势垒电压；n为可变电容C1，C2的电容变化指数；数字信号处理器输出该数字电压到数模转换器中，转换为模拟电压信号，最终加到节点K1上；(4)节点K1上的电压调整好后，将开关S2和开关S3置于2端，且检测信号输入端口P3接地，结束对NMOS管M4和NMOS管M5的寄生电容的检测，并使振荡器电路重新由NMOS管M4和NMOS管M5的漏端开始输出振荡信号。
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