CN103092247B - 交流电荷源及其校准方法 - Google Patents

Abstract

交流电荷源及其校准方法。所述交流电荷源可以在一定的范围内，输出电荷量受输出负载和输出电压的影响很小，能准确、稳定地输出交流电荷，具有交流恒荷源的特性，因而能适用于高精度电路。其特征在于，包括内部交流电压源，所述内部交流电压源通过内部参考电容连接电荷输出高端，所述内部参考电容的两端对应连接差分放大电路的两个输入端，所述差分放大电路的输出端连接交直流转换电路的输入端，所述交直流转换电路的输出端通过模数转换电路连接微处理器，所述微处理器连接内部交流电压源，所述内部交流电压源为程控交流电压源，相对于所述电荷输出高端的电荷输出低端接地。

Description

交流电荷源及其校准方法

技术领域

本发明涉及电荷源技术，特别是一种交流电荷源及其校准方法。所述交流电荷源的输出电荷量受输出负载和输出电压的影响很小，具有交流恒荷源的特性，能适用于高精度电路。

背景技术

用于校准交流电荷测量仪器、交流电荷放大器和交流信号调理器的交流电荷源，也称交流电荷校准器，均采用如图1所示基本工作原理。图1是现有技术交流电荷源的电路原理结构图。图1中，交流电荷源1包括交流电压源Es，所述交流电压源Es一端通过内部参考电容Cs连接电荷输出高端2，另一端连接电荷输出低端3，交流电荷量Qo自内部参考电容Cs经电荷输出高端2输出。在交流电压值E_s和电容值C_s已知的情况下，根据公式（1）确定输出的交流电荷量Q_o，其前提是输出电压为零，或者小到可以忽略的程度。

Q_o=C_s×E_s………………………………(1)

这种电荷源结构简单，输出噪声小，但存在着如下问题：

（1）输出电荷量受被校准仪器的输入电容的影响：由于交流电荷源主要用于校准交流电荷测试仪器和交流电荷放大器等，某些被校准的仪器采用电容器对电荷量进行采样，该电容器成为交流电荷源输出端的负载，这时，等效电路如图2所示。图2是现有技术电荷源接入电容负载时的等效电路结构原理图。在图2中，交流电荷源1的电荷输出高端2与电荷输出低端3之间连接着负载电容C_L。当输出端的负载电容值为C_L时，实际的输出电荷量为：

$Q_o=\frac{C_s{C}_L}{C_s+C_L}\×E_s---\left(2\right)$

由负载电容引起的输出电荷量相对误差γ_C为：

${\mathrm{\γ}}_c=\frac{C_s}{C_L+C_s}---\left(3\right)$

由公式（3）可知，C_L越小，产生的误差越大。只有当C_L远大于C_s时，其影响才能忽略。有的被校仪器最小的输入等效电容值C_L为100pF，当交流电荷源的内部参考电容值C_s等于100pF时，此项误差达到50%。交流电荷源输出电荷量受被校准仪器的输入电容的影响非常大。

（2）输出电荷量受被校仪器输入端输入电压的影响：当被校准仪器的输入端存在输入电压时，交流电荷源的实际输出电荷量为：

Q_o=C_s×(E_s-V_i)……..………………………………(4)

输入电压的不确定对交流电荷源输出的电荷量有着直接的影响。特别是在准确度要求高的工作环境下，这一问题更为突出。

发明内容

为了解决现有交流电荷源中存在的输出电荷量受输出负载和输出电压的影响问题，本发明提供一种交流电荷源及其校准方法。所述交流电荷源可以在一定的范围内，输出电荷量受输出负载和输出电压的影响很小，能准确、稳定地输出交流电荷，具有交流恒荷源的特性，因而能适用于高精度电路。

本发明的技术方案如下：

交流电荷源，其特征在于，包括内部交流电压源，所述内部交流电压源通过内部参考电容连接电荷输出高端，所述内部参考电容的两端对应连接差分放大电路的两个输入端，所述差分放大电路的输出端连接交直流转换电路的输入端，所述交直流转换电路的输出端通过模数转换电路连接微处理器，所述微处理器连接内部交流电压源，所述内部交流电压源为程控交流电压源，相对于所述电荷输出高端的电荷输出低端接地。

所述微处理器为单片微处理器。

所述程控交流电压源为程控正弦电压发生器。

所述程控交流电压源由数模转换电路DAC和低通滤波器组成，产生正弦电压信号，频率范围0.1Hz～10kHz,输出的交流电压有效值为1～10V，相对误差小于0.03%。

在所述电荷输出高端与所述电荷输出低端之间设置有等电位屏蔽端。

所述差分放大电路连接另一放大电路的同相端，所述另一放大电路的反相端与输出端均连接跟随电压输出端。

用于上述交流电荷源的反馈自动调整方法，其特征在于包括如下步骤：

A、程控交流电压源输出电压V_i1等于输出电荷量设定值Qs除以内部参考电容的电容值Cs;

B、测量出内部参考电容两端的交流电压有效值V_c1，并据此进行反馈调整；

C、用逼近通式计算程控交流电压源的下一个设定值V_i(n)；式中：V_i(n)表示第n次程控交流电压源输出电压设定值，V_i(n-1)表示第（n-1）次程控交流电压源输出电压设定值，V_c(n-1)表示第（n-1）次测量出的内部参考电容两端的交流电压有效值；利用所述逼近通式达到输出电荷量设定值与输出电荷量实际值之间的差值满足误差要求时，则结束反馈调整。

用于上述交流电荷源的校准方法，其特征在于，包括如下步骤：A、在电荷输出端连接一个标准电容，其电容值为C_n；B、交流电荷源输出电荷量设置为0，采用数字交流电压表测量跟随电压输出端的第一个交流电压值V_F1；C、交流电荷源输出电荷量设置为Q_s，采用数字交流电压表测量跟随电压输出端的第二个交流电压值V_F2，通过V_F2减去V_F1后得到V_F，通过V_F与C_n的乘积得到输出电荷量标准值Q_n，比较设置值Q_s与标准值Q_n完成校准。

本发明的技术效果：采用本发明的技术方案，具有很好的恒荷特性，等效源电容小于10^-15F；消除了泄漏和干扰对输出电荷量的影响，保证交流电荷量的准确输出，解决了现有交流电荷源中存在的输出电荷量受输出电压和负载电容的影响问题。标准电容器的电容值可以溯源到电容参数，数字多用表的交流电压测量溯源到交流电压参数。因此，本发明的交流电荷源校准方法，交流电荷量可以直接溯源到交流电压和电容参数。

附图说明

图1是现有技术交流电荷源的电路原理结构图。

图2是现有技术电荷源接入电容负载时的等效电路结构原理图。

图3是实施本发明的交流电荷源的电路原理结构图。

图4是另一个实施本发明的交流电荷源的电路原理结构图。

图5是实施本发明校准交流电荷源的方法采用的校准电路结构原理图。

图6是现有交流电荷源技术的电压矢量图。

附图标记列示如下：1-交流电荷源；2-电荷输出高端；3-电荷输出低端；Es–内部交流电压源；Cs-内部参考电容；Qo-输出电荷量；Vo-电荷输出端交流电压；C_L-负载电容；4-差分放大电路；5-交直流转换电路；6-模数转换电路；7-微处理器；8-程控交流电压源；a-前向通道；9-单片微处理器；10-程控正弦电压发生器；11-另一放大电路；12-第1差分放大器；13-屏蔽端；14-跟随电压输出端；15-数字交流电压表；Cn-标准电容；Vi-输入交流电压；Vc-内部参考电容两端交流电压；16-差分放大器增益调节电阻；17-差分放大器反向端的等电位点。

具体实施方式

下面结合附图（图3-图6）对本发明进行说明。

图3是实施本发明的交流电荷源的电路原理结构图。如图3所示，交流电荷源1，包括内部交流电压源Es，所述内部交流电压源Es通过内部参考电容Cs连接电荷输出高端2，所述内部参考电容Cs的两端对应连接差分放大电路4的两个输入端（+，-），所述差分放大电路4的输出端连接交直流转换电路5的输入端，所述交直流转换电路5的输出端通过模数转换路6连接微处理器7，所述微处理器7连接内部交流电压源Es，所述内部交流电压源Es采用程控交流电压源8，相对于所述电荷输出高端2的电荷输出低端3接地。图4是另一个实施本发明的交流电荷源的电路原理结构图。如图4所示，所述微处理器7采用单片微处理器9。所述程控交流电压源为程控正弦电压发生器10。所述程控交流电压源8由数模转换电路DAC和低通滤波器组成，产生正弦电压信号，频率范围0.1Hz～10kHz,输出的交流电压有效值为1～10V，相对误差小于0.03%。在所述电荷输出高端2与所述电荷输出低端3之间设置有等电位屏蔽端13。所述差分放大电路4包括第1差分放大器12，所述第1差分放大器12外接一个增益调节电阻16，所述第1差分放大器12的反相端的等电位点17连接另一放大电路11的同相端，所述另一放大电路11的反相端与输出端均连接跟随电压输出端14。

用于上述交流电荷源的反馈自动调整方法，其特征在于包括如下步骤：A、

程控交流电压源输出电压设定值V_i1等于输出电荷量设定值Qs除以内部参考电容的电容值Cs;B、测量出内部参考电容两端的交流电压有效值V_c1，并据此进行反馈调整；C、用逼近通式计算程控交流电压源的下一个设定值V_i(n)；式中：V_i(n)表示第n次程控交流电压源输出电压设定值，V_i(n-1)表示第（n-1）次程控交流电压源输出电压设定值，V_c(n-1)表示第（n-1）次测量出的内部参考电容两端的交流电压有效值；利用所述逼近通式达到输出电荷量设定值Qs与输出电荷量实际值C_SV_C(n)之间的差值满足误差要求时，则结束反馈调整。

用于上述交流电荷源的校准方法，其特征在于，包括如下步骤：A、在电荷输出端连接一个标准电容，如图5所示，其电容值为C_n；B、交流电荷源输出电荷量设置为0，采用数字交流电压表15测量跟随电压输出端的第一个交流电压值V_F1；C、交流电荷源输出电荷量设置为Q_s，采用数字交流电压表15测量跟随电压输出端的第二个交流电压值V_F2，通过V_F2减去V_F1后得到V_F，通过V_F与C_n的乘积得到输出电荷量标准值Q_n，比较设置值Q_s与标准值Q_n完成校准。

如图3所示，交流电荷源包括程控交流电压源、电容器、差分放大电路、交直流转换电路、AD转换电路、单片微处理器、同相跟随放大电路、电荷输出端、跟随电压输出端。程控交流电压源与电容器串联，组成交流电荷源的前向通道，通过电荷输出端输出交流电荷。电容器的另一个极连接交流电荷输出端输出，差分放大电路与电容器的两个极相连接，将电容器两端的交流电压放大后，送到交直流转换电路的输入端。交直流转换电路将交流电压转换成直流电压后，送到AD转换器的输入端，AD转换器将转换结果送到单片微处理器，单片微处理器得到电容两端的交流电压有效值。单片微处理器将电容两端的交流电压有效值与电容值相乘计算得到输出交流电荷量有效值的实际值，并与设置值进行比较，根据比较结果对程控交流电压源进行调整，直到实际输出电荷量与设置值相等或者差值小于允许误差范围。差分放大电路、交直流转换电路、AD转换电路、单片微处理器组成反馈通道。通过反馈调整使得输出交流电荷量等于电容两端的交流电压有效值与电容值的乘积，与负载阻抗及输出电压无关，克服输出负载和输出电压对输出交流电荷量的影响。

如图4所示，在本实施例中，程控交流电压源是一个由DAC和低通滤波器组成，产生正弦电压信号，频率范围0.1Hz～10kHz,输出的交流电压有效值为0.1～10V，相对误差小于0.03%。差分放大器采用INA116P超低输入偏置电流仪表放大器，输入电流小于25fA，共模抑制比大于80dB。电容器采用低泄漏高精度电容器，泄漏电阻大于10¹⁴Ω，相对误差小于0.05%。

假如要输出的交流电荷量为：

Q_(t)=Q_mSinωt…………..……………………………..(9)

式中，Q_(t)为交流电荷量的瞬时值，单位C；

Q_m为交流电荷量的峰值，单位C；

ω为角频率，单位弧度/s;

t为时间，单位秒。

交流电荷量的有效值为：

$Q=\frac{Q_m}{\sqrt{2}}---\left(10\right)$

图4中，首先，在交流电荷源的单片微处理器CPU的控制下，程控交流电压源输出一个交流电压信号，其有效值为：

$E_s=\frac{Q}{C_s}---\left(11\right)$

$E_{s\left(t\right)}=\frac{Q_m}{\sqrt{2}{C}_s}\mathrm{Sin\ωt}---\left(12\right)$

式中，Q为交流电荷量设置值，单位C；

Cs为电容器的电容值，单位F；

E_s为程控交流电压源输出交流电压有效值，单位V。

假设负载阻抗为Z_L：

当差分放大器的输入电流足够小，流过电容器的电流与流过负载的电流相等，均为：

电容两端的电压为：

电容两端的交流电压的有效值为：

一旦频率、负载等参数确定，公式（16）中的分母即为一个常数。故有：

V_c=kE_s……………………………………..(17)

对应于第一个程控交流电压源设定值的电容端电压为：

V_c1=kE_s1……………………………………..(18)

对应于第二个程控交流电压源设定值的电容端电压为：

V_c2=kE_s2……………………………………..(19)

从式（18）和（19）得：

$E_{s2}=\frac{V_{c2}{E}_{s1}}{V_{c1}}---\left(20\right)$

得到逼近公式：

$E_{s\left(n\right)}=\frac{{\mathrm{QE}}_{s(n-1)}}{C_s{V}_{c(n-1)}}---\left(21\right)$

当逼近时，有：

E_sn=E_s(n-1)，V_cn=V_c(n-1)，得：

$V_{c\left(n\right)}=\frac{Q}{C_s}---\left(22\right)$

从逼近公式可以看出，只要2次即可以逼近，但实际上由于各种误差的存在，以及第一次设置值的合理性，实际上需要3次左右即可逼近。

输出电荷量有效值Q等于电容器C_s上所充的电荷量，即输出电荷量有效值Q为：

Q=C_s×V_c………………………………(23)

输出电荷量与负载及输出电压无关，实现电荷量的稳恒输出，也即实现了“交流恒荷源”。

由于交流电荷源的电路板表面电阻为10¹¹Ω量级，分布电容在pF量级，在潮湿环境下上述电阻的阻值还要下降。如果电容器Cs直接焊接在电路板上，只要电容两端有1V电压就会产生10^-11A的泄漏电流，在低频时将产生较大的输出电荷量误差。因此本实施例中，在电容器两个管脚等敏感节点，包括图4中虚线区域内的各个节点，采用高绝缘材料独立支撑，绝缘材料电阻大于10¹⁴Ω，再利用等电位屏蔽器件（继电器和电容器），以放大器的输出作为屏蔽电压建立等电位屏蔽电位，屏蔽电位和被屏蔽电位之差在10^-4V量级，当频率高于2Hz时分布参数引起的输出电荷量误差小于10^-16C。

电荷源的恒荷特性可以用“输出电压的变化引起的输出电荷量变化”来衡量：

$C_{\mathrm{source}}=\left|\frac{{\mathrm{dQ}}_o}{d{V}_o}\right|---\left(24\right)$

C_source称为等效源内电容，该值越小，电荷源的恒荷特性越好。

分析图1所示电路本发明之前电荷源的恒荷特性，输入交流电压Vi、输出交流电压Vo和电容两端交流电压Vc具有图6所示向量关系：

${\stackrel{\→}{V}}_i={\stackrel{\→}{V}}_c+{\stackrel{\→}{V}}_o---\left(25\right)$

输入交流电压Vi不变，当输出交流电压Vo发生变化时，电容两端交流电压Vc也随之产生变化。

因为sinβ≤1，故其等效源内电容：

$C_{\mathrm{source}}=\left|\frac{{\mathrm{dQ}}_o}{{\mathrm{dV}}_o}\right|\≥C_s---\left(31\right)$

这种电荷源的C_s最小值为100pF，等效源内电容大于等于10^-10F。

对图4的电路分析如下：

考虑到差分放大器的增益误差γ_A、差分放大器的交流共模抑制比CMRR、交直流转换误差γ_acdc、AD转换误差γ_AD、程控交流信号源调节分辨率Δ_DA等因素，由图4可得输出电荷量为：

$Q=C_s\left\{\right[V_c(1+{\mathrm{\γ}}_A)+{10}^{-\frac{\mathrm{CMRR}}{20}}{V}_o](1+{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{acdc}})(1+{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{AD}})+{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{DA}}---\left(32\right)$

$Q\≈C_s[V_c+{10}^{-\frac{\mathrm{CMRR}}{20}}{V}_o+V_c({\mathrm{\γ}}_A+{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{acdc}}+{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{AD}})+{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{DA}}]---\left(33\right)$

从公式（33）可以得出所发明电荷源的恒荷特性，其等效源内电容为：

$C_{\mathrm{source}}=\left|\frac{{\mathrm{dQ}}_o}{{\mathrm{dV}}_o}\right|=\left|{10}^{-\frac{\mathrm{CMRR}}{20}}{C}_s\right|---\left(34\right)$

电荷源的C_s最小值为100pF，放大器的交流共模抑制比CMRR大于100dB，等效源内电容为1fF，即10^-15F。所发明的交流电荷源的恒荷特性比发明之前的交流电荷源的恒荷特性，提高了5个数量级。

输出电荷量绝对误差为：

$\mathrm{\ΔQ}\≈{10}^{-\frac{\mathrm{CMRR}}{20}}{V}_o{C}_s+Q({\mathrm{\γ}}_A+{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{acdc}}+{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{AD}}+{\mathrm{\γ}}_C)+{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{DA}}{C}_s---\left(35\right)$

输出电荷量的极限误差为：

△Q_lim=a%×Q±b%×Q_m…………..……………(36)

式中，ΔQ_lim为某量程的极限误差，单位C；

a%为该量程的比例项误差系数；

b%为该量程的固定项误差系数；

Q为交流电荷量有效值，单位C；

Qm为该量程满度值，单位C；

比例项误差为系数：

a%=γ_A+γ_acdc+γ_AD+γ_C…………………..……………(37)

公式（37）中，第1项，γ_A是差分放大器的增益相对误差，第2项，γ_acdc是交直流转换的相对误差，第3项,γ_AD是AD转换的相对误差，第4项,γ_C是电容器的相对误差。通过校准和考核，差分放大器的增益相对误差γ_A≤0.01%;对于正弦信号，交直流转换的相对误差γ_acdc≤0.02%；AD转换器采用16位ADC，AD转换的相对误差γ_AD≤0.005%；电容器采用高绝缘精密电容器，其相对误差γ_C≤0.03%;因此，所发明的电荷源比例项误差a%≤0.065%。

固定项误差系数为：

$b\%=\frac{{10}^{-\frac{\mathrm{CMRR}}{20}}{V}_o{C}_s+{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{DA}}{C}_s}{Q_m}=\frac{{10}^{-\frac{\mathrm{CMRR}}{20}}{V}_o{C}_s+{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{DA}}{C}_s}{V_m{C}_s}$

$b\%={10}^{-\frac{\mathrm{CMRR}}{20}}\frac{V_o}{V_m}+\frac{{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{DA}}}{V_m}---\left(38\right)$

式中，V_m为电容两端最大的交流电压有效值，单位V；

CMRR为放大器共模抑制比，单位dB；

V_o为电荷源输出电压值，单位V；

Δ_DA为程控交流电压源分辨率，单位V；

公式（38）中，第1项，是电荷源恒荷特性引起的相对误差；第2项是程控源调节细度引起的相对误差；设计中，量程越低V_m越小，C_s也越小，如果电荷源的V_m=0.1V，C_s=100pF，CMRR=100dB，Δ_DA<0.3mV，电荷源的输出电压V_o=1V，固定项误差系数为0.23%。各量程的相关参数及其极限误差见表1。

见表1，各量程的相关参数及其极限误差

对本发明的交流电荷源进行校准，采用图5所示的校准电路，标准电容器C_n接入电荷输出端，数字多用表连接于跟随电压输出端，数字多用表置于交流电压测量功能。首先，交流电荷源设置值为0，数字多用表测量跟随电压输出端的第一个交流电压值V_F1。交流电荷源输出电荷量设置为Q_s，数字多用表测量跟随电压输出端的第二个交流电压值V_F2为：

V_F2=Q_n/C_n+V_F1……….…………..……………(39)

令：V_F=V_F2-V_F1，得：

Q_n=V_F×C_n……….…………..……………(40)

利用标准电容器的标准值C_n和交流电压测量值V_F，从式(40)可以得到输出交流电荷量标准值Q_n。输出交流电荷量设置值Q_s与输出交流电荷量标准值Q_n进行比较完成校准。

在上述的校准方法中，标准电容器的标准值从国家计量院溯源到电容参数，数字多用表的交流电压测量溯源到交流电压参数。因此，利用上述校准方法，交流电荷量量值可以直接溯源到交流电压和电容参数。

Claims (8)

1.交流电荷源，其特征在于，包括内部交流电压源，所述内部交流电压源通过内部参考电容连接电荷输出高端，所述内部参考电容的两端对应连接差分放大电路的两个输入端，所述差分放大电路的输出端连接交直流转换电路的输入端，所述交直流转换电路的输出端通过模数转换电路连接微处理器，所述微处理器连接内部交流电压源，所述内部交流电压源为程控交流电压源，相对于所述电荷输出高端的电荷输出低端接地。

2.根据权利要求1所述的交流电荷源，其特征在于，所述微处理器为单片微处理器。

3.根据权利要求1所述的交流电荷源，其特征在于，所述程控交流电压源为程控正弦电压发生器。

4.根据权利要求1所述的交流电荷源，其特征在于，所述程控交流电压源由数模转换电路DAC和低通滤波器组成，产生正弦电压信号，频率范围0.1Hz～10kHz,输出的交流电压有效值为0.1～10V，相对误差小于0.03％。

5.根据权利要求1所述的交流电荷源，其特征在于，在所述电荷输出高端与所述电荷输出低端之间设置有等电位屏蔽端。

6.根据权利要求1所述的交流电荷源，其特征在于，所述差分放大电路连接另一放大电路的同相端，所述另一放大电路的反相端与输出端均连接跟随电压输出端。

7.用于权利要求1-6之一所述交流电荷源的反馈自动调整方法，其特征在于包括如下步骤：A、程控交流电压源输出电压V_i1等于输出电荷量设定值Qs除以内部参考电容的电容值Cs；B、测量出内部参考电容两端的交流电压有效值V_c1，并据此进行反馈调整；C、用逼近通式计算程控交流电压源的下一个设定值V_i(n)；式中：V_i(n)表示第n次程控交流电压源输出电压设定值，V_i(n-1)表示第(n-1)次程控交流电压源输出电压设定值，V_c(n-1)表示第(n-1)次测量出的内部参考电容两端的交流电压有效值；利用所述逼近通式达到输出电荷量设定值与输出电荷量实际值之间的差值满足误差要求时，则结束反馈调整。

8.用于权利要求1-6之一所述交流电荷源的校准方法，其特征在于，包括如下步骤：A、在电荷输出端连接一个标准电容，其电容值为C_n；B、交流电荷源输出电荷量设置为0，采用数字交流电压表测量跟随电压输出端的第一个交流电压值V_F1；C、交流电荷源输出电荷量设置为Q_s，采用数字交流电压表测量跟随电压输出端的第二个交流电压值V_F2，通过V_F2减去V_F1后得到V_F，通过V_F与C_n的乘积得到输出电荷量标准值Q_n，比较设置值Q_s与标准值Q_n完成校准。