CN102570566B - 一种充电机系统 - Google Patents

Abstract

一种充电机系统，属于电力电子和电力自动化设备，适用于电动汽车充电场合，解决现有两级式充电机设备效率偏低的问题。本发明包括高频整流器、高频直流变压器和控制器，高频整流器和高频直流变压器通过直流母线连接，控制器生成第一～第六路驱动信号送至高频整流器，控制器生成第七、第八路驱动信号送至高频直流变压器，控制器包括采样调理模块、双闭环控制模块、第一信号发生模块以及第二信号发生模块。本发明具有高频整流器高功率因数、低电流谐波的特点以及高频直流变压器高效率、带电气隔离的特点，可以实现储能电池和动力电池的恒流充电和恒压充电两种工作模式，适用于电动汽车充电系统。

Description

一种充电机系统

技术领域

本发明属于电力电子和电力自动化设备，具体涉及一种充电机系统，适用于电动汽车充电场合。

背景技术

能源与环境已成为当前全球最为关注的问题，能源是经济的基础，而环境是制约经济和社会发展的重要因素。节能和环保促使汽车朝电动汽车方向发展，电动汽车的发展和普及离不开充电机(站)的建设，而充电站中的充电机为非线性负荷，会产生谐波，对电网是一种污染。随着电动汽车大规模发展，充电站点数量多、分布广，相应的充电机需求也与日俱增，因此急需研发一种高效绿色的充电设备。

高频直流变压器作为直流变换器的一种形式，是以美国弗吉尼亚电力电子中心Fred C.Lee为首的学者在1993年“Applied PowerElectronics Conference and Exposition”的会议论文“Isolated boostcircuit for power factor correction”及后续的相关论文系统地提出的。高频直流变压器采用开环控制将一种直流电压变换成另一种直流电压，其开关管在固定占空比下工作，结构简单，采用开环控制，易于实现软开关，具有较高的变换效率和功率密度，已经在无需调压的直流电源中得到了运用。

传统的电动汽车充电设备一般不考虑输入谐波和功率因数，而采用三相桥式不控整流电路加高频直流变换器的形式，设备工作时会产生大量的电流谐波，功率因数也不高。北京交通大学的冯韬在“高功率因数锂离子电池充放电系统的研制，硕士学位论文，2007年12月”提出了一种采用高频整流器串接直流变换器的充电电路，实现了网侧电流正弦化和高功率因数，直流变换器为升降压变换器(Buck/Boost变换器)，但是这种直流变换器难于实现软开关，效率不高。如果后级采用移相全桥电路，则在输出电压较低、输出电流较大时(这种工况在充电时维持较长时间)占空比丢失严重、变压器无功环流较大，造成了额外的效率损失。

发明内容

本发明提出一种充电机系统，解决现有两级式充电机设备效率偏低的问题，可以实现电动汽车恒流充电和恒压充电。

本发明的一种充电机系统，包括高频整流器、高频直流变压器和控制器，高频整流器和高频直流变压器通过直流母线连接，控制器生成第一～第六路驱动信号送至高频整流器，控制器生成第七、第八路驱动信号送至高频直流变压器，其特征在于：

A.所述控制器包括采样调理模块、双闭环控制模块、第一信号发生模块以及第二信号发生模块；

(1)采样调理模块进行下述操作：

(1.1)对交流母线的初始三相交流电压u_sa，b，c、初始三相交流电流i_sa，b，c以及初始直流母线电压u_sdc、初始电池电压u_s0和初始电池电流i_s0进行滤波，得到三相交流电压u_a，b，c、三相交流电流i_a，b，c、直流母线电压u_dc、高频直流变压器输出电压u₀、高频直流变压器输出电流i₀；

(1.2)对三相交流电压u_a，b，c进行锁相，得到相位信号θ，送至第一信号发生模块；

(1.3)进行坐标系转换，将三相静止坐标系下三相交流电压u_a，b，c、三相交流电流i_a，b，c变换为同步旋转坐标系下交流有功电压u_d、交流无功电压u_q、交流有功电流i_d、交流无功电流i_q，送至双闭环控制模块；

同时，将u_dc、u₀和i₀送至双闭环控制模块；

(2)双闭环控制模块进行下述操作：

(2.1)判断是否u₀＜u₀ ^*，是则进行步骤(2.2)，否则进行步骤(2.4)，输出电压设定值u₀ ^*＝100V～120V，对应所充电电池的充电截止电压，由电池手册规定；

(2.2)计算输出电流误差e_i：e_i＝i₀ ^*-i₀；其中，输出电流设定值i₀ ^*＝0A～80A，对应所充电电池的充电电流，由电池手册规定；

(2.3)计算有功电流参考值i_d ^*：i_d ^*＝K_ipe_i+K_ii∫e_idt；

其中，K_ip和K_ii分别为电池电流比例系数和电池电流积分系数，5.1＜K_ip＜11.4，993＜K_ii＜1430，t为时间；

转步骤(2.6)；

(2.4)计算输出电压误差e_u：e_u＝u₀ ^*-u₀；

(2.5)计算有功电流参考值i_d ^*：i_d ^*＝K_upe_u+K_ui∫e_udt；

其中，K_up和K_ui分别为电池电压比例系数和电池电压积分系数，5.4＜K_up＜12.1，421＜K_ui＜606；

(2.6)计算有功电流误差e_id：e_id＝i_d ^*-i_d；

(2.7)计算有功调制电压u_rd：u_rd＝K_ipd(e_id+K_dcu_dc)++K_iid∫(e_id+K_dcu_dc)dt；

其中，K_ipd、K_iid、K_dc分别为交流有功电流比例系数、交流有功电流积分系数和直流母线电压前馈系数，13.5＜K_ipd＜30.5，591＜K_iid＜851；K_dc＝2i₀u₀/(3u_d)；

(2.8)计算无功电流误差e_iq：e_iq＝i_q ^*-i_q；其中，无功电流设定值i_q ^*＝-Q^*/u_d，无功指令Q^*＝-6000Var～6000Var，由用户给定；

(2.9)计算无功调制电压u_rq：u_rq＝K_ipqe_iq+K_iiq∫e_iqdt；其中，交流无功电流比例系数K_ipq＝K_ipd；交流无功电流积分系数K_iiq＝K_iid；

将u_rd和u_rq送至第一信号发生模块；

(3)第一信号发生模块进行下述操作：

(3.1)将同步旋转坐标系下的u_rd和u_rq变换为三相静止坐标系下的a相、b相、c相调制电压u_ra、u_rb、u_rc；

(3.2)生成等效的a相、b相、c相空间矢量调制信号u′_ra、u′_rb、

$u_{\mathrm{rc}}^{\′}:\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ra}}^{\′}\\ u_{\mathrm{rb}}^{\′}\\ u_{\mathrm{rc}}^{\′}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ra}}\\ u_{\mathrm{rb}}\\ u_{\mathrm{rc}}\end{array}\right]+u_z\left[\begin{array}{c}1\\ 1\\ 1\end{array}\right];$

其中，零序分量u_z＝-[max(u_ra，u_rb，u_rc)+min(u_ra，u_rb，u_rc)]/2；max和min分别为求最大值和求最小值的运算函数；

(3.3)生成驱动信号：

将u′_ra、u′_rb、u′_rc分别与频率为20kHz，幅值为1的三角载波信号相比较，当u′_ra大于三角载波信号瞬时值时，输出第一路驱动信号，当u′_ra低于三角载波信号瞬时值时，输出第二路驱动信号；当u′_rb大于三角载波信号瞬时值时，输出第三路驱动信号，当u′_rb低于三角载波信号瞬时值时，输出第四路驱动信号；当u′_rc大于三角载波信号瞬时值时，输出第五路驱动信号，当u′_rc低于三角载波信号瞬时值时，输出第六路驱动信号；

将生成的第一～第六路驱动信号送至高频整流器；

(4)第二信号发生模块进行如下操作：

(4.1)产生幅值为0.48的直流电平信号u_rdc；

(4.2)生成驱动信号：

将u_rdc与频率为50kHz，幅值为1的锯齿波信号相比较，当u_rdc大于锯齿波信号瞬时值时，输出第七路驱动信号，当u_rdc低于锯齿波信号瞬时值时，输出第八路驱动信号；

将生成的第七、第八路驱动信号送至高频直流变压器；

B.所述高频整流器采用三相半桥电压型高频整流器或者三相全桥电压型高频整流器，当所述高频整流器为三相半桥电压型高频整流器时，所述第一信号发生模块生成的第一～第六路驱动信号分别送至高频整流器的第一～第六路驱动信号接口；当所述高频整流器为三相全桥电压型高频整流器时，所述第一信号发生模块生成的第一路驱动信号分别送至高频整流器的第一、第四路驱动信号接口、第二路驱动信号分别送至高频整流器的第二、第三路驱动信号接口、第三路驱动信号分别送至高频整流器的第五、第八路驱动信号接口、第四路驱动信号分别送至高频整流器的第六、第七路驱动信号接口、第五路驱动信号分别送至高频整流器的第九、第十二路驱动信号接口、第六路驱动信号分别送至高频整流器的第十、第十一路驱动信号接口；

C.所述高频直流变压器由高频逆变单元、高频变压器、高频整流单元构成，所述高频逆变单元输出端连接高频变压器原边，高频变压器副边连接高频整流单元；其中高频逆变单元采用全桥逆变电路、半桥逆变电路或者推挽电路；高频变压器的原、副边分别为一个或两个抽头；高频整流器单元采用全桥整流电路或双半波整流电路；

当高频逆变单元采用全桥逆变电路时，所述第二信号发生模块生成的第七路驱动信号分别送至全桥逆变电路的第一、第四路驱动信号接口、第八路驱动信号分别送至全桥逆变电路的第二、第三路驱动信号接口；

当高频逆变单元采用半桥逆变电路或者推挽电路时，所述第二信号发生模块生成的第七、第八路驱动信号分别送至半桥逆变电路或者推挽电路的第一、第二路驱动信号接口。

所述的充电机系统，其特征在于：

所述电池电流比例系数K_ip和电池电流积分系数K_ii的确定过程为：

(1)将K_ip初始值取为5.1，K_ii初始值取为0；

(2)先调试K_ip，查看此时高频直流变压器输出电流i₀波形是否振荡，是则增大K_ip直至波形振荡消除，转过程(3)；否则直接转过程(3)；

(3)固定K_ip值，将K_ii取为993，调试K_ii，查看此时高频直流变压器输出电流i₀波形是否波动，是则加大K_ii直至波动消除。

所述的充电机系统，其特征在于：

所述电池电压比例系数K_up和电池电压积分系数K_ui的确定过程为：

(1)将K_up初始值取为5.4，K_ui初始值取为0；

(2)先调试K_up，查看此时高频直流变压器输出电压波形是否振荡，是则增大K_up直至波形振荡消除，转过程(3)；否则直接转过程(3)；

(3)固定K_up值，将K_ui取为421，调试K_ui，查看此时高频直流变压器输出电压波形是否波动，是则加大K_ui直至波动消除。

所述的充电机系统，其特征在于：

所述交流有功电流比例系数K_ipd和交流有功电流积分系数K_iid的确定过程为：

(1)将K_ipd初始值取为13.5，K_iid初始值取为0；

(2)先调试K_ipd，查看此时高频整流器输入电流波形是否振荡，是则增大K_ipd直至波形振荡消除，转过程(3)；否则直接转过程(3)；

(3)固定K_ipd值，将K_iid取为591，调试K_iid，查看此时高频整流器输出电压波形是否波动，是则加大K_iid直至波动消除。

本发明中，三相静止坐标系中A、B、C三相互差120°，本发明主要用其处理三相交流电压和三相交流电流；同步旋转坐标系由互差90°的D轴和Q轴组成，二者一起相对于三相静止坐标系以角速度旋转，本发明主要用其处理各控制量。

本发明通过将高频整流器和高频直流变压器进行组合，高频整流器的控制部分采用双闭环结构，其内环控制量为交流母线电流，外环控制量为高频直流变压器的输出电压或输出电流，此外还引入直流母线电压作为前馈量；高频整流器的外环控制量为高频直流变压器的输出电流或输出电压，二者可根据充电机系统设定的电池截止电压进行切换，实现恒流控制或者恒压控制；高频整流器基于同步旋转坐标系控制，实现输入侧无功电流的控制，因而具有高功率因数、低电流谐波的特点。高频直流变压器采用恒频恒占空比的脉冲宽度调制信号，且同桥臂的两个驱动信号之间加入2％宽度的死区；减小了系统体积，降低了变压器和开关管引入的损耗，具有高效、高功率密度的特点，可以同时满足充电机系统交流侧和直流侧的性能要求，解决了现有两级式充电系统体积大、效率低、谐波污染严重的问题，实现储能电池和动力电池的恒流充电和恒压充电两种工作模式，适用于电动汽车充电系统。

附图说明

图1为本发明实施例的结构示意图；

图2为本发明实施例的控制器示意图；

图3为本发明实施例的双闭环控制模块流程示意图；

图4为本发明实施例的高频整流器电路图；

图5为本发明实施例中高频直流变压器的原理示意图；

图6为本发明实施例中高频直流变压器电路图；

图7为本发明实施例的高频直流变压器的驱动信号；

具体实施方式

如图1所示，本发明的实施例，包括高频整流器、高频直流变压器和控制器，高频整流器和高频直流变压器通过直流母线连接，控制器生成第一～第六路驱动信号送至高频整流器，控制器生成第七、第八路驱动信号送至高频直流变压器。

如图2所示，本实施例控制器包括采样调理模块、双闭环控制模块、第一信号发生模块以及第二信号发生模块；

如图3所示，双闭环控制模块进行下述操作：

(2.1)判断是否u₀＜u₀ ^*，是则进行步骤(2.2)，否则进行步骤(2.4)，输出电压设定值u₀ ^*＝110V，为电池的充电截止电压；

(2.2)计算输出电流误差e_i：e_i＝i₀ ^*-i₀；其中，输出电流设定值i₀ ^*＝80A，为电池的额定充电电流；

(2.3)计算有功电流参考值i_d ^*：i_d ^*＝K_ipe_i+K_ii∫e_idt；

其中，K_ip和K_ii分别为电池电流比例系数和电池电流积分系数，K_ip＝7.65，K_ii＝1192，t为时间；

转步骤(2.6)；

(2.4)计算输出电压误差e_u：e_u＝u₀ ^*-u₀；

(2.5)计算有功电流参考值i_d ^*：i_d ^*＝K_upe_u+K_ui∫e_udt；

其中，K_up＝8.2，K_ui＝506；

(2.6)计算有功电流误差e_id：e_id＝i_d ^*-i_d；

(2.7)计算有功调制电压u_rd：u_rd＝K_ipd(e_id+K_dcu_dc)++K_iid∫(e_id+K_dcu_dc)dt；

其中，K_ipd＝20.2，K_iid＝709；K_dc＝2i₀u₀/(3u_d)；

(2.8)计算无功电流误差e_iq：e_iq＝i_q ^*-i_q；

其中，无功电流设定值i_q ^*＝0A；

(2.9)计算无功调制电压u_rq：u_rq＝K_ipqe_iq+K_iiq∫e_iqdt；

其中，交流无功电流比例系数K_ipq＝K_ipd；交流无功电流积分系数K_iiq＝K_iid；

将u_rd和u_rq送至第一信号发生模块。

如图4所示，图中，本实施例的高频整流器采用三相半桥电压型高频整流器，输入电感为L1～L3，电感值均为6mH，开关管S1～S6为900V/30A的电力场效应晶体管，直流母线电容Cdc为2mF。

如图5所示，本实施例的高频直流变压器由高频逆变单元、高频变压器、高频整流单元构成，高频逆变单元输出端连接高频变压器原边，高频变压器副边连接高频整流单元。

如图6所示，图5中高频逆变单元采用全桥逆变电路，开关管S7～S10为900V/30A的电力场效应晶体管；

高频变压器Tr原边漏感Lr为14μH，高频变压器原边绕组Np为12匝，两个副边绕组Ns1、Ns2均为2匝，副、原边匝比为Ns1∶Ns2∶Np＝2∶2∶12；

高频变压器Tr副边的高频整流器单元采用双半波整流电路；Dr1和Dr2为400V/100A的快恢复整流二极管，输出滤波电感Lf＝30μH；输出滤波电容C0＝400μF。

图7为图6所示高频直流变压器的驱动波形，横坐标为时间，纵坐标为驱动信号，其中第七路驱动信号g7为开关管S7和S10的驱动信号，第八路驱动信号g8为开关管S8和S9的驱动信号。为了减小变压器原边无功环流，设置高频直流变压器逆变器的有效占空比D略小于1(驱动占空比为0.48)，即在同桥臂的上下两管驱动信号g7和g8之间加入2％宽度的死区，用于防止上下管直通和实现零电压开通。

Claims (4)

1.一种充电机系统，包括高频整流器、高频直流变压器和控制器，高频整流器和高频直流变压器通过直流母线连接，控制器生成第一～第六路驱动信号送至高频整流器，控制器生成第七、第八路驱动信号送至高频直流变压器，其特征在于：

A.所述控制器包括采样调理模块、双闭环控制模块、第一信号发生模块以及第二信号发生模块；

(1)采样调理模块进行下述操作：

(1.1)对交流母线的初始三相交流电压u_sa，b，c、初始三相交流电流i_sa，b，c以及初始直流母线电压u_sdc、初始电池电压u_s0和初始电池电流i_s0进行滤波，得到三相交流电压u_a，b，c、三相交流电流i_a，b，c、直流母线电压u_dc、高频直流变压器输出电压u₀、高频直流变压器输出电流i₀；

(1.2)对三相交流电压u_a，b，c进行锁相，得到相位信号θ，送至第一信号发生模块；

(1.3)进行坐标系转换，将三相静止坐标系下三相交流电压u_a，b，c、三相交流电流i_a，b，c变换为同步旋转坐标系下交流有功电压u_d、交流无功电压u_q、交流有功电流i_d、交流无功电流i_q，送至双闭环控制模块；

同时，将u_dc、u₀和i₀送至双闭环控制模块；

(2)双闭环控制模块进行下述操作：

(2.1)判断是否u₀＜u₀ ^*，是则进行步骤(2.2)，否则进行步骤(2.4)，输出电压设定值u₀ ^*＝100V～120V，对应所充电电池的充电截止电压，由电池手册规定；

(2.2)计算输出电流误差e_i：e_i＝i₀ ^*-i₀；其中，输出电流设定值i₀ ^*＝0A～80A，对应所充电电池的充电电流，由电池手册规定；

(2.3)计算有功电流参考值i_d ^*：i_d ^*＝K_ipe_i+K_ii∫e_idt；

其中，K_ip和K_ii分别为电池电流比例系数和电池电流积分系数，5.1＜K_ip＜11.4，993＜K_ii＜1430，t为时间；

转步骤(2.6)；

(2.4)计算输出电压误差e_u：e_u＝u₀ ^*-u₀；

(2.5)计算有功电流参考值i_d ^*：i_d ^*＝K_upe_u+K_ui∫e_udt；

其中，K_up和K_ui分别为电池电压比例系数和电池电压积分系数，5.4＜K_up＜12.1，421＜K_ui＜606；

(2.6)计算有功电流误差e_id：e_id＝i_d ^*-i_d；

(2.7)计算有功调制电压u_rd：u_rd＝K_ipd(e_id+K_dcu_dc)++K_iid∫(e_id+K_dcu_dc)dt；

其中，K_ipd、K_iid、K_dc分别为交流有功电流比例系数、交流有功电流积分系数和直流母线电压前馈系数，13.5＜K_ipd＜30.5，591＜K_iid＜851；K_dc＝2i₀u₀/(3u_d)；

(2.8)计算无功电流误差e_iq：e_iq＝i_q ^*-i_q；其中，无功电流设定值i_q ^*＝-Q^*/u_d，无功指令Q^*＝-6000Var～6000Var，由用户给定；

(2.9)计算无功调制电压u_rq：u_rq＝K_ipqe_iq+K_iiq∫e_iqdt；其中，交流无功电流比例系数K_ipq＝K_ipd；交流无功电流积分系数K_iiq＝K_iid；

将u_rd和u_rq送至第一信号发生模块；

(3)第一信号发生模块进行下述操作：

(3.1)将同步旋转坐标系下的u_rd和u_rq变换为三相静止坐标系下的a相、b相、c相调制电压u_ra、u_rb、u_rc；

(3.2)生成等效的a相、b相、c相空间矢量调制信号u′_ra、u′_rb、

$u_{\mathrm{rc}}^{\′}:\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ra}}^{\′}\\ u_{\mathrm{rb}}^{\′}\\ u_{\mathrm{rc}}^{\′}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ra}}\\ u_{\mathrm{rb}}\\ u_{\mathrm{rc}}\end{array}\right]+u_z\left[\begin{array}{c}1\\ 1\\ 1\end{array}\right];$

其中，零序分量u_z＝-[max(u_ra，u_rb，u_rc)+min(u_ra，u_rb，u_rc)]/2；max和min分别为求最大值和求最小值的运算函数；

(3.3)生成驱动信号：

将u′_ra、u′_rb、u′_rc分别与频率为20kHz，幅值为1的三角载波信号相比较，当u′_ra大于三角载波信号瞬时值时，输出第一路驱动信号，当u′_ra低于三角载波信号瞬时值时，输出第二路驱动信号；当u′_rb大于三角载波信号瞬时值时，输出第三路驱动信号，当u′_rb低于三角载波信号瞬时值时，输出第四路驱动信号；当u′_rc大于三角载波信号瞬时值时，输出第五路驱动信号，当u′_rc低于三角载波信号瞬时值时，输出第六路驱动信号；

将生成的第一～第六路驱动信号送至高频整流器；

(4)第二信号发生模块进行如下操作：

(4.1)产生幅值为0.48的直流电平信号u_rdc；

(4.2)生成驱动信号：

将u_rdc与频率为50kHz，幅值为1的锯齿波信号相比较，当u_rdc大于锯齿波信号瞬时值时，输出第七路驱动信号，当u_rdc低于锯齿波信号瞬时值时，输出第八路驱动信号；

将生成的第七、第八路驱动信号送至高频直流变压器；

B.所述高频整流器采用三相半桥电压型高频整流器或者三相全桥电压型高频整流器，当所述高频整流器为三相半桥电压型高频整流器时，所述第一信号发生模块生成的第一～第六路驱动信号分别送至高频整流器的第一～第六路驱动信号接口；当所述高频整流器为三相全桥电压型高频整流器时，所述第一信号发生模块生成的第一路驱动信号分别送至高频整流器的第一、第四路驱动信号接口、第二路驱动信号分别送至高频整流器的第二、第三路驱动信号接口、第三路驱动信号分别送至高频整流器的第五、第八路驱动信号接口、第四路驱动信号分别送至高频整流器的第六、第七路驱动信号接口、第五路驱动信号分别送至高频整流器的第九、第十二路驱动信号接口、第六路驱动信号分别送至高频整流器的第十、第十一路驱动信号接口；

C.所述高频直流变压器由高频逆变单元、高频变压器、高频整流单元构成，所述高频逆变单元输出端连接高频变压器原边，高频变压器副边连接高频整流单元；其中高频逆变单元采用全桥逆变电路、半桥逆变电路或者推挽电路；高频变压器的原、副边分别为一个或两个抽头；高频整流器单元采用全桥整流电路或双半波整流电路；

当高频逆变单元采用全桥逆变电路时，所述第二信号发生模块生成的第七路驱动信号分别送至全桥逆变电路的第一、第四路驱动信号接口、第八路驱动信号分别送至全桥逆变电路的第二、第三路驱动信号接口；

当高频逆变单元采用半桥逆变电路或者推挽电路时，所述第二信号发生模块生成的第七、第八路驱动信号分别送至半桥逆变电路或者推挽电路的第一、第二路驱动信号接口。

2.如权利要求1所述的充电机系统，其特征在于：

所述电池电流比例系数K_ip和电池电流积分系数K_ii的确定过程为：

(1)将K_ip初始值取为5.1，K_ii初始值取为0；

(2)先调试K_ip，查看此时高频直流变压器输出电流i₀波形是否振荡，是则增大K_ip直至波形振荡消除，转过程(3)；否则直接转过程(3)；

(3)固定K_ip值，将K_ii取为993，调试K_ii，查看此时高频直流变压器输出电流i₀波形是否波动，是则加大K_ii直至波动消除。

3.如权利要求1所述的充电机系统，其特征在于：

所述电池电压比例系数K_up和电池电压积分系数K_ui的确定过程为：

(1)将K_up初始值取为5.4，K_ui初始值取为0；

(2)先调试K_up，查看此时高频直流变压器输出电压波形是否振荡，是则增大K_up直至波形振荡消除，转过程(3)；否则直接转过程(3)；

(3)固定K_up值，将K_ui取为421，调试K_ui，查看此时高频直流变压器输出电压波形是否波动，是则加大K_ui直至波动消除。

4.如权利要求1所述的充电机系统，其特征在于：

所述交流有功电流比例系数K_ipd和交流有功电流积分系数K_iid的确定过程为：

(1)将K_ipd初始值取为13.5，K_iid初始值取为0；

(2)先调试K_ipd，查看此时高频整流器输入电流波形是否振荡，是则增大K_ipd直至波形振荡消除，转过程(3)；否则直接转过程(3)；

(3)固定K_ipd值，将K_iid取为591，调试K_iid，查看此时高频整流器输出电压波形是否波动，是则加大K_iid直至波动消除。

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