CN102566635B - 并联调节器、返驰转换器及其输出回授的控制方法 - Google Patents

并联调节器、返驰转换器及其输出回授的控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种并联调节器包含阴极、阳极和参考极，MOSFET连接在该阴极及阳极之间，开关及电流源串联在该阴极及阳极之间，以及误差放大器具有正输入端接受内部参考电压，负输入端连接该参考极，输出端连接该MOSFET的控制端。当该参考极的电压在一区间内时，该参考极的电压越大，该MOSFET的电流越小。该并联调节器应用在返驰转换器提供输出回授时，可以降低返该驰转换器在绿色模式期间的功率损失。

Description

并联调节器、返驰转换器及其输出回授的控制方法
技术领域
本发明系有关一种并联调节器，特别是关于一种可以降低功率损失的并联调节器。
背景技术
TL431是一种三端的并联调节器晶片，已经有广泛的应用，例如电流限制(currentlimit)、电流源(current source)、定电流吸收(constant current sink)、固定及可调参考电压产生器、恒压电路、恒流电路、运算放大器、靴带(boot-strap)电路、低功率偏压供应等等。图1左侧系TL431的电路符号，右侧系其内部方块图，这种并联调节器10具有阴极12、阳极14和参考极16，在阴极12和阳极14之间有双极性接面电晶体(BJT)Q，误差放大器18根据参考极16的电压Vref和内部的参考电压VI之间的差值决定BJT Q的基极偏压，进而控制从阴极12流到阳极14的电流Ik。参照图1及图2，当电压Vref小于电压VI时，BJT Q截止，因此电流Ik几乎为零；当电压Vref大于电压VI时，电流Ik随着电压Vref与VI之间的差值增加而上升；当电压Vref大于某个值VM后，电流Ik不再增加，维持在最大值。从图2可知，当并联调节器10操作在电压Vref较大的范围时，因为电流Ik比较大，所以功率损失比较大。此外，在某些应用中，较大的电流Ik会导致其他电路产生较大的功率损失。
由于环保的因素，特别是无载功率损失的缘故，绿色交流对直流电源转换已经成为一种趋势，此乃由于某些电子产品在不使用时可能会一直不拔除电源之故。有许多工业标准针对无载功率损失给予规范，例如欧盟(EU)及加州能源委员会(CEC)。在工业应用上，目前100mW的无载功率损失已经相当不错了，但是各厂商仍不断研发以期将无载功率损失降到50mW或30mW。TL431常应用在返驰转换器，例如参照图3，变压器20的一次侧线圈Lp连接在电源输入端Vin及功率开关Mp之间，返驰控制器22藉脉宽调变(PWM)信号Spwm切换功率开关Mp，二次侧线圈Ls因而产生电流经二极体Do对电容Co充电而产生输出电压Vo，电阻R1及R2组成的分压器24分压输出电压Vo产生分压电压Vfb给并联调节器10的参考极16，并联调节器10和光耦合器(photocoupler)26组成隔离式回授电路，根据分压电压Vfb决定光耦合器26的电流IF，因而控制回授电流Icomp，返驰控制器22根据感测电阻Rcs的电压Vcs及回授电流Icomp调变PWM信号Spwm的工作周期(dutycycle)以控制变压器20从一次侧传递到二次侧的功率，进而调节输出电压Vo。美国专利申请公开号20080037296提出一种绿色模式返驰PWM装置，在轻载减少功率开关MP的切换以降低功率损失。参照图3及图4，返驰转换器操作于绿色模式时，每当输出电压Vo下降到小于临界值Vo_L时，提供PWM信号Spwm切换功率开关Mp以使输出电压Vo上升，每当输出电压Vo上升到大于临界值Vo_H时，停止提供PWM信号Spwm，因此输出电压Vo将缓慢下降，直到其下降到小于临界值Vo_L时，再度提供PWM信号Spwm。因为功率开关Mp在输出电压Vo从Vo_H降到Vo_L期间不切换，所以减少功率损失。然而，参照图2到图4，在绿色模式期间，分压电压Vfb在Vfb_L及Vfb_H之间摆动，因此并联调节器10从电源输出端Vo抽取较大的电流IF，造成输出电压Vo下降的速度较快，因而导致功率开关Mp的切换次数较多。例如图4中的波形28及30所示，电流IF越大，输出电压Vo下降的速度越快，越早达到Vo_L，因此越早提供PWM信号Spwm切换功率开关Mp，亦即功率开关Mp停止切换的期间缩短，切换次数增加。
发明内容
本发明的目的之一，在于提出一种可以降低功率损失的并联调节器。
本发明的目的之一，在于提出一种较低的轻载或无载功率损失的返驰转换器及其控制方法。
根据本发明，一种并联调节器包含阴极、阳极和参考极，MOSFET连接在该阴极及阳极之间，以及误差放大器具有正输入端接受内部参考电压，负输入端连接该参考极，输出端连接该MOSFET的控制端。当该参考极的电压在一区间内时，该参考极的电压越大，该MOSFET的电流越小。
根据本发明，一种返驰转换器包含返驰控制器控制变压器从一次侧传递到二次侧的功率，光耦合器从电源输出端提供回授电流给该返驰控制器，并联调节器根据该电源输出端的电压控制该回授电流。当该输出电压在一区间内时，该输出电压越大，该回授电流越小。
根据本发明，一种为返驰转换器提供输出回授的控制方法包含从该返驰转换器的电源输出端抽取电流产生回授电流，根据该返驰转换器的输出电压调整该回授电流，以及控制该回授电流使得当该输出电压在一区间内时，该输出电压越大，该回授电流越小。
附图说明
图1为TL431的电路符号及内部方块图；
图2为TL431的电流对电压特性曲线；
图3为使用TL431的返驰转换器；
图4为图3的返驰转换器在绿色模式时的操作示意图；
图5为根据本发明的并联调节器的第一实施例；
图6为图5的并联调节器的电流对电压特性曲线；
图7为根据本发明的并联调节器的第二实施例；
图8为使用图7的并联调节器的返驰转换器；
图9为图8的返驰转换器的操作示意图；
图10为根据本发明的并联调节器的第三实施例；以及
图11为根据本发明的并联调节器的第四实施例。
主要元件符号说明：
10TL431
12阴极
14阳极
16参考极
18误差放大器
20变压器
22返驰控制器
24分压器
26光耦合器
28输出电压Vo的波形
30输出电压Vo的波形
32并联调节器
34感测极
36电流源
38感测器
40比较器
42比较器
44比较器
46启动控制器
48及闸
50电流IF对分压电压Vfb的特性曲线
52电流Icomp对分压电压Vfb的特性曲线
具体实施方式
图5为根据本发明的并联调节器32，除了阴极12、阳极14和参考极16以外，还多了感测极34。在并联调节器32中，MOSFET M连接在阴极12和阳极14之间，误差放大器18的正输入端接受内部的参考电压VM，负输入端连接参考极16，输出端连接MOSFETM的控制端，开关SW与电流源36串联在阴极12和阳极14之间，感测器38具有二输入端分别连接感测极34及参考极16，以及二输出端分别连接开关SW的控制端及误差放大器18的正偏压输入端V+。对照图1的误差放大器18，图5的并联调节器32系将参考极16连接到误差放大器18的负输入端，因此，如图6所示，其电流-电压特性曲线系图2所示电流-电压(I-V)特性曲线的反转。参照图5及图6，假设开关SW是闭路的，当电压Vref大于电压VM时，误差放大器18的输出无法打开MOSFET M，因此电流Ik＝I2；当电压Vref小于电压VM时，MOSFET M导通，因此电流Ik＝I1+I2；当电压Vref小于某电压VI时，误差放大器18的输出大到足以使MOSFET M为全开(full on)状态，因此电流Ik为最大值＝I1_max+I2。从图6可知，当并联调节器32操作在电压Vref较大的范围时，因为电流Ik比较小，所以功率损失比较小。回到图5，感测器38根据感测极34的电压Vsen决定开关SW的控制信号，根据参考极16的电压Vref决定给误差放大器18的正偏压V+，亦即可以控制电流源36及误差放大器18的启动。例如参照图6，在电压Vsen大于某个值时关上开关SW，因此Ik＝I2；在电压Vref大于V_en时启动误差放大器18，因此Ik＝I2+I1。在不同的实施例中，也可以把并联调节器32改为根据电压Vref决定控制信号SW，根据电压Vsen决定正偏压V+。
图7为并联调节器32的另一实施例，根据电压Vsen提供电压信号POR给开关SW的控制端及误差放大器18正偏压输入端。图8为使用此并联调节器的返驰转换器，其中返驰控制器22含有电阻R3接受回授电流Icomp产生回授电压Vcomp，比较器40比较回授电压Vcomp及斜坡电压Vramp产生控制信号Sc1，比较器42比较回授电压Vcomp及临界电压Vth_DCM产生控制信号Sc2，比较器44比较回授电压Vcomp及临界电压Vth_ST产生控制信号Sc3给启动控制器46，及闸48根据控制信号Sc2及控制信号Sc3的反相信号决定绿色模式信号Sgreen，并联调节器32的阴极12连接光耦合器26的LED Dfb，阳极14接地，参考极16连接分压器24接受分压电压Vfb，感测极34连接电源输出端Vo，电流IF及Icomp二者对分压电压Vfb的特性曲线如图9的曲线50及曲线52所示。参照图8及图9，在返驰转换器刚启动时，输出电压Vo＝0，所以电源重启信号POR为低准位，开关SW为开路，误差放大器18是关闭的，电流IF及Icomp为零；由于回授电流Icomp低于临界值Ith_ST，因此电压Vcomp小于Vth_ST，控制信号Sc3为高准位，启动控制器46使返驰控制器22进入启动模式，强迫功率开关Mp切换以使输出电压Vo上升；当输出电压Vo上升到预设的临界值时，即图9中的分压电压Vfb上升到临界值Vth1时，并联调节器32的感测器38触发电源重启信号POR，开关SW关上，误差放大器18启动，由于此时的分压电压Vfb较小，与参考电压VM之间的差值较大，因此误差放大器18的输出信号Se使MOSFET M全开(full on)，电流I1为最大值I1_max，电流IF立即跳到最大值，使得回授电流Icomp大于临界值Ith_ST，于是电压Vcomp大于Vth_ST，控制信号Sc3转为低准位，启动控制器46关闭，返驰控制器22进入正常操作模式，根据电压Vcs及Vcomp切换功率开关Mp；在输出电压Vo继续上升的过程中，MOSFET M保持全开，因此电流IF及Icomp保持定值，直到分压电压Vfb大于临界值Vth2以后，电流I1随着Vfb及VM之间的差值减少而减少，当分压电压Vfb大于VM以后，MOSFET M为全关(full off)，IF＝I2，回授电流Icomp保持定值。在触发电源重启信号POR后，只有在输出电压Vo下降到使分压电压Vfb小于临界值Vth3时，触发电源重启信号POR才会被关闭。当返驰转换器为轻载或无载时，当输出电压Vo上升，分压电压Vfb上升，电流IF下降，回授电流Icomp下降，在回授电流Icomp降到临界值Ith_DCM时，电压Vcomp降到Vth_DCM，控制信号Sc2转为高准位，因而触发绿色模式信号Sgreen，返驰控制器22进入绿色模式。在绿色模式期间，分压电压Vfb在Vfb_L及Vfb_H之间摆动，回授电流Icomp介于Ith_DCM及Ith_ST之间，并联调节器32只有较小的电流IF，故输出电压Vo下降的速度较慢，功率开关Mp停止切换的期间可以保持比较久，因此功率损失较小。在其他实施例中，也可以将并联调节器32的感测极34连接到其他电源端，或供给表示电源开启的信号，以触发电源重启信号POR。
图10为并联调节器32的第三实施例，感测器38为感测参考极16的电压Vref而触发电源重启信号POR，因此不需要感测极。
图11为并联调节器32的第四实施例，其不使用感测器及感测极，而是将电压Vref直接供给开关SW的控制端及误差放大器18正偏压输入端，以同时启动或关闭误差放大器18及电流源36。
如同图5、图7及图10、11所展示的，根据本发明的并联调节器32，其电流Ik对电压Vref的特性曲线为TL431的反转，在VI到VM这个区间内，电压Vref越大，电流Ik越小，而且在电压Vref大于VM时，Ik＝I2，只消耗很小的电流；这种并联调节器32应用在返驰转换器时，可以让绿色模式的功率损失降到很小。
以上对于本发明的较佳实施例所作的叙述系为阐明的目的，而无意限定本发明精确地为所揭露的形式，基于以上的教导或从本发明的实施例学习而作修改或变化是可能的，实施例系为解说本发明的原理以及让熟习该项技术者以各种实施例利用本发明在实际应用上而选择及叙述，本发明的技术思想企图由本发明权利要求的范围及其均等来决定。

Claims (7)

1.一种并联调节器，其特征在于，所述的并联调节器包含：
阴极；
阳极；
参考极；
MOSFET，连接在所述的阴极及阳极之间；
误差放大器，具有正输入端接受内部参考电压，负输入端连接所述的参考极，输出端连接所述的MOSFET的控制端；以及
感测器，连接所述的参考极及误差放大器，根据所述的参考极的电压提供正偏压给所述的误差放大器。
2.如权利要求1所述的并联调节器，其特征在于，所述的调节器更包括：
感测极，连接所述的感测器；以及
开关及电流源，串联在所述的阴极及阳极之间；
其中，所述的感测器根据所述的感测极的电压控制所述的开关。
3.如权利要求1所述的并联调节器，其特征在于，所述的调节器更包括开关及电流源，串联在所述的阴极及阳极之间，其中所述的感测器根据所述的参考极的电压控制所述的开关。
4.一种并联调节器，其特征在于，所述的并联调节器包含：
阴极；
阳极；
参考极；
感测极；
MOSFET，连接在所述的阴极及阳极之间；
误差放大器，具有正输入端接受内部参考电压，负输入端连接所述的参考极，输出端连接所述的MOSFET的控制端；以及
感测器，连接所述的感测极及误差放大器，根据所述的感测极的电压提供正偏压给所述的误差放大器。
5.如权利要求4所述的并联调节器，其特征在于，所述的调节器更包括开关及电流源，串联在所述的阴极及阳极之间，其中所述的感测器根据所述的感测极的电压控制所述的开关。
6.一种并联调节器，其特征在于，所述的并联调节器包含：
阴极；
阳极；
参考极；
MOSFET，连接在所述的阴极及阳极之间；以及
误差放大器，具有正输入端接受内部参考电压，负输入端连接所述的参考极，输出端连接所述的MOSFET的控制端，正偏压输入端连接所述的参考极。
7.如权利要求6所述的并联调节器，其特征在于，所述的调节器更包括开关及电流源，串联在所述的阴极及阳极之间，其中所述的开关的控制端连接所述的参考极。
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