CN102564462B - 一种正余弦编码器的误差补偿装置 - Google Patents

Abstract

一种正余弦编码器的误差补偿装置，属于数字信号误差补偿装置，解决现有误差补偿系统需要专门误差测试仪器的问题，对正余弦编码器输出信号的各种误差进行补偿及纠正。本发明包括差分放大电路、AD转换电路，以及依次串联的直流误差补偿模块、幅值误差补偿模块和相位误差补偿模块。直流误差、幅值误差补偿模块先后消除编码器输出信号中的直流误差和幅值误差，最后将处理结果输入相位补偿模块；相位误差补偿模块首先经过移相和乘法器倍频将相位误差转换为直流误差和幅值误差，然后进行直流误差补偿和相位误差补偿，得到两路理想的高质量正余弦信号。本发明实施简单、方便，使用效果好，为减小细分误差，提高细分精度和分辨率提供基础。

Description

一种正余弦编码器的误差补偿装置

技术领域

本发明属于数字信号误差补偿装置，具体涉及一种正余弦编码器的误差补偿装置，对正余弦编码器输出信号的直流误差、幅值误差以及相位误差进行纠正及补偿。

背景技术

正余弦编码器包括旋转编码器、直线光栅尺、圆光栅、旋转变压器或者球栅尺，能够输出代表角度和位置的正余弦信号，广泛应用在高精度运动控制领域中。用户通过合适的插值方法可以从正余弦编码器输出的正余弦信号中提取高分辨率的位置信息，并且这种正余弦信号频率成分单一，与方波相比可以传输较远的距离而不衰减或者畸变。

从正余弦信号中提取位置信息通常称为正余弦信号的细分。正余弦细分通常包括硬件细分和软件细分两种方式。硬件细分中比较成熟的是电阻链细分技术。理论上电阻链细分可以达到很高的细分数，但是实际上随着细分数的提高，对电阻的阻值精度要求越来越高，并且后续电路中所用比较器数量也会成倍增加，不利于高倍细分。

高倍细分中通常都采用软件细分，反正切法是最常用的软件高倍细分方

$\mathrm{\θ}={\tan }^{-1}\left(\frac{\sin \mathrm{\θ}}{\cos \mathrm{\θ}}\right),$ 法，其原理是根据从正余弦信号中直接提取角度信息，式中θ表示正余弦编码器输入的角度。

但是，由于制造精度、信号传输等因素的影响，实际的正余弦信号并不是理想的正余弦信号。实际的正弦信号u₁、余弦信号u₂中往往不可避免的存在直流误差、幅值误差和相位误差，可以表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_1=U_{A0}+U_A\sin (\mathrm{\θ}-{\mathrm{\α}}_1)\\ u_2=U_{B0}+U_B\cos (\mathrm{\θ}+{\mathrm{\α}}_2)\end{array}\right.,$

式中，U_A0、U_B0分别是正弦和余弦信号中的直流误差；U_A为正弦信号幅值；U_B为余弦信号幅值；α₁、α₂分别为正弦信号和余弦信号的相位误差。

由于存在上述的各种误差，为了从正余弦信号中提取高精度的位置信息就需要对上述的各种误差进行相应的补偿。常用的误差补偿装置采用模拟电路，但是由于正余弦信号的频率范围较宽(从0Hz到1MHz)，并且正余弦信号的频率通常是变化的，这就给模拟电路的设计带来很大的难度，再加上模拟电路本身的零点漂移和温度漂移使得模拟电路纠正误差几乎不可能。大连光洋科技工程有限公司于2009年10月30日所提出的申请号200910188341.5、名称为“正余弦编码器在线实际误差补偿系统”的发明专利申请，公开号为CN101709983A，将激光干涉仪安装在待测旋转轴上，通过激光干涉仪进行实际误差的测定，得到正余弦编码器的误差曲线和数据，将误差值输入到细分器通过加减操作消除误差，该系统能在线检测正余弦编码器的误差数据，方法简单实用，但是需要专门的误差测试仪器，实施起来不方便。

发明内容

本发明提供一种正余弦编码器的误差补偿装置，解决现有误差补偿系统需要专门误差测试仪器的问题，对正余弦编码器输出信号的各种误差进行补偿及纠正，以提供理想正弦信号和理想余弦信号。

本发明的一种正余弦编码器的误差补偿装置，包括差分放大电路和AD转换电路，其特征在于：

还具有依次串联的直流误差补偿模块、幅值误差补偿模块和相位误差补偿模块；

(1)所述差分放大电路对编码器输出的正弦正差分信号Sin+、正弦负差分信号Sin-、余弦正差分信号Cos+、余弦负差分信号Cos-进行差分放大处理，得到对应的正弦信号Sin、余弦信号Cos，送到AD转换电路；

(2)AD转换电路对Sin、Cos进行模数转换，得到有符号位的正弦数字信号DA、余弦数字信号DB，DA′和DB′分别为DA、DB的符号位；

(3)将DA、DB输入直流误差补偿模块，所述直流误差补偿模块，进行下述操作：

输入DA、DB，在DA的符号位DA′上升沿得到DB的最大幅值B_max，在DA′下降沿得到DB的最小幅值B_min；在DB的符号位DB′的上升沿得到DA的最小幅值A_min，在DB′的下降沿得到DA的最大幅值A_max；

计算DA的直流误差U_A0以及DB的直流误差U_B0：

$U_{A0}=\frac{A_{\max }+A_{\min }}{2},U_{B0}=\frac{B_{\max }-B_{\min }}{2},$

将DA、DB分别经过一个系统时钟延时后再减去相应的直流误差U_A0、直流误差U_B0，得到无直流误差正弦数字信号DA1、无直流误差余弦数字信号DB1；

(4)将DA1、DB1输入幅值误差补偿模块，所述幅值误差补偿模块，进行下述操作：

输入DA1、DB1，在DA1的符号位DA1′上升沿得到DB1的最大幅值B1_max，在DA1′下降沿得到DB1的最小幅值B1_min；在DB1的符号位DB1′的上升沿得到DA1的最小幅值A1_min，在DB1′的下降沿得到DA1的最大幅值A1_max；

计算DA1的幅值U_A1以及DB1的幅值U_B1：

$U_{A1}=\frac{{A1}_{\max }-{A1}_{\min }}{2},U_{B1}=\frac{{B1}_{\max }-{B1}_{\min }}{2},$

然后将DA1经过一个系统时钟延时后乘以DB1的幅值U_B1，DB1经过一个系统时钟延时后乘以DA1的幅值U_A1，得到幅值相同的无幅值误差正弦数字信号DA2、无幅值误差余弦数字信号DB2：

DA2=U_A1U_B1sin(θ-α₁)，

DB2=U_A1U_B1cos(θ+α₂)，

其中，α₁、α₂分别为DA2、AB2信号的相移；

(5)将DA2、DB2输入相位误差补偿模块，所述相位误差补偿模块，进行下述操作：

输入DA2、DB2，将DA2、DB2分别移相45°后得无幅值误差移相正弦数字信号DA2′、无幅值误差移相余弦数字信号DB2′；

DA2、DB2经乘法器倍频后得到倍频正弦数字信号U₁：

$U_1=\mathrm{DA}2\·\mathrm{DB}2=\frac{1}{2}{U}_{A1}^2{U}_{B1}^2[\sin (2\mathrm{\θ}+{\mathrm{\α}}_2-{\mathrm{\α}}_1)-\sin ({\mathrm{\α}}_2+{\mathrm{\α}}_1)],$

DA2′、DB2′经乘法器倍频后得到倍频余弦数字信号U₂：

$U_2=\mathrm{DA}{2}^{\′}\·\mathrm{DB}{2}^{\′}=\frac{1}{4}{U}_{A1}^2{U}_{B1}^2\cos (2\mathrm{\θ}+{\mathrm{\α}}_2-{\mathrm{\α}}_1)\cos ({\mathrm{\α}}_1+{\mathrm{\α}}_2),$

对U₁、U₂分别进行直流误差补偿得到无直流误差倍频正弦数字信号U₁′、无直流误差倍频余弦数字信号U₂′；对U₁′、U₂′分别进行幅值误差补偿，得到理想正弦数字信号DA3、理想余弦数字信号DB3；所述直流误差补偿的操作过程和直流误差补偿模块的操作过程相同，区别仅在于输入量为U₁、U₂，

所述幅值误差补偿的操作过程和幅值误差补偿模块的操作过程相同，区别仅在于输入量为U₁′、U₂′。

本发明采用数字电路处理的方式对正余弦编码器输出信号进行修正，编码器输出信号经过差分放大电路后可以很好地消除编码器原始信号中的直流电平和偶次谐波；然后通过AD转换电路转换为数字量，方便进行处理；直流误差补偿模块和幅值误差补偿模块先后消除编码器输出信号中的直流误差和幅值误差，最后将处理结果输入相位补偿模块；相位误差补偿模块首先经过移相和乘法器倍频将相位误差转换为直流误差和幅值误差，然后进行直流误差补偿和相位误差补偿。经过误差补偿之后，得到两路理想的高质量正余弦信号，在此基础上进行细分可得到高精度的位置信息。该装置通过对低成本的正余弦编码器输出信号的各种误差进行补偿及纠正得到高质量的正余弦信号，实施简单、方便，使用效果好，为减小细分误差，提高细分精度和分辨率提供基础。

附图说明

图1为本发明的结构示意图；

图2为直流误差补偿过程示意图；

图3为幅值误差补偿过程示意图；

图4为相位误差补偿过程示意图；

具体实施方式

下面结合附图和具体实施对本发明进一步说明。

如图1所示，本发明包括差分放大电路和AD转换电路，还具有依次串联的直流误差补偿模块、幅值误差补偿模块和相位误差补偿模块；

差分放大电路对编码器输出的正弦正差分信号Sin+、正弦负差分信号Sin-、余弦正差分信号Cos+、余弦负差分信号Cos-进行差分放大处理，得到对应的正弦信号Sin、余弦信号Cos，送到AD转换电路；

AD转换电路对Sin、Cos进行模数转换，得到有符号位的正弦数字信号DA、余弦数字信号DB，DA’和DB’分别为DA、DB的符号位；

将DA、DB输入直流误差补偿模块，得到无直流误差正弦数字信号DA1、无直流误差余弦数字信号DB1；

将DA1、DB1输入幅值误差补偿模块，得到无幅值误差正弦数字信号DA2、、无幅值误差余弦数字信号DB2；

将DA2、DB2输入相位误差补偿模块，得到理想正弦数字信号DA3、理想余弦数字信号DB3。

本发明的实施例中，差分放大电路采用Burr-Brown公司的高速运算放大器OPA213，AD转换电路采用Anolog Devices公司的AD9238芯片；

直流误差补偿模块、幅值误差补偿模块和相位误差补偿模块采用Altera公司的现场可编程们阵列FPGA，型号为EP3C10E144C8N。

如图2所示，直流误差补偿模块，进行下述操作：

输入DA、DB，在DA的符号位DA′上升沿得到DB的最大幅值B_max，在DA′下降沿得到DB的最小幅值B_min；在DB的符号位DB′的上升沿得到DA的最小幅值A_min，在DB′的下降沿得到DA的最大幅值A_max；

计算DA的直流误差U_A0以及DB的直流误差U_B0：

$U_{A0}=\frac{A_{\max }+A_{\min }}{2},U_{B0}=\frac{B_{\max }-B_{\min }}{2},$

将DA、DB分别经过一个系统时钟延时后再减去相应的直流误差U_A0、直流误差U_B0，得到无直流误差的信号DA1、DB1；

如图3所示，幅值误差补偿模块，进行下述操作：

输入DA1、DB1，在DA1的符号位DA1′上升沿得到DB1的最大幅值B1_max，在DA1′下降沿得到DB1的最小幅值B1_min；在DB1的符号位DB1′的上升沿得到DA1的最小幅值A1_min，在DB1′的下降沿得到DA1的最大幅值A1_max；

计算DA1的幅值U_A1以及DB1的幅值U_B1：

$U_{A1}=\frac{{A1}_{\max }-{A1}_{\min }}{2},U_{B1}=\frac{{B1}_{\max }-{B1}_{\min }}{2},$

然后将DA1经过一个系统时钟延时后乘以DB1的幅值U_B1，DB1经过一个系统时钟延时后乘以DA1的幅值U_A1，得到幅值相同的正余弦数字信号DA2、DB2：

DA2=U_A1U_B1sin(θ-α₁)，

DB2=U_A1U_B1cos(θ+α₂)，

其中，α₁、α₂分别为DA2、AB2信号的相移；

如图4所示，相位误差补偿模块，进行下述操作：

输入DA2、DB2，将DA2、DB2分别移相45°后得无幅值误差移相正弦数字信号DA2′、无幅值误差移相余弦数字信号DB2′；

DA2、DB2经乘法器倍频后得到倍频正弦数字信号U₁：

$U_1=\mathrm{DA}2\·\mathrm{DB}2=\frac{1}{2}{U}_{A1}^2{U}_{B1}^2[\sin (2\mathrm{\θ}+{\mathrm{\α}}_2-{\mathrm{\α}}_1)-\sin ({\mathrm{\α}}_2+{\mathrm{\α}}_1)],$

DA2′、DB2′经乘法器倍频后得到倍频余弦数字信号U₂：

$U_2=\mathrm{DA}{2}^{\′}\·\mathrm{DB}{2}^{\′}=\frac{1}{4}{U}_{A1}^2{U}_{B1}^2\cos (2\mathrm{\θ}+{\mathrm{\α}}_2-{\mathrm{\α}}_1)\cos ({\mathrm{\α}}_1+{\mathrm{\α}}_2),$

对U₁、U₂分别进行直流误差补偿得到无直流误差倍频正弦数字信号U₁′、无直流误差倍频余弦数字信号U₂′；对U₁′、U₂′分别进行幅值误差补偿，得到DA3、DB3；所述直流误差补偿的操作过程和直流误差补偿模块的操作过程相同，区别仅在于输入量为U₁、U₂，

所述幅值误差补偿的操作过程和幅值误差补偿模块的操作过程相同，区别仅在于输入量为U₁′、U₂′。

Claims (1)

1.一种正余弦编码器的误差补偿装置，包括差分放大电路和AD转换电路，其特征在于：

还具有依次串联的直流误差补偿模块、幅值误差补偿模块和相位误差补偿模块；

(1)所述差分放大电路对编码器输出的正弦正差分信号Sin+、正弦负差分信号Sin-、余弦正差分信号Cos+、余弦负差分信号Cos-进行差分放大处理，得到对应的正弦信号Sin、余弦信号Cos，送到AD转换电路；

(2)AD转换电路对Sin、Cos进行模数转换，得到有符号位的正弦数字信号DA、余弦数字信号DB，DA′和DB′分别为DA、DB的符号位；

(3)将DA、DB输入直流误差补偿模块，所述直流误差补偿模块，进行下述操作：

输入DA、DB，在DA的符号位DA′上升沿得到DB的最大幅值B_max，在DA′下降沿得到DB的最小幅值B_min；在DB的符号位DB′的上升沿得到DA的最小幅值A_min，在DB′的下降沿得到DA的最大幅值A_max；

计算DA的直流误差U_A0以及DB的直流误差U_B0：

$U_{A0}=\frac{A_{\max }+A_{\min }}{2},U_{B0}=\frac{B_{\max }-B_{\min }}{2},$

将DA、DB分别经过一个系统时钟延时后再减去相应的直流误差U_A0、直流误差U_B0，得到无直流误差正弦数字信号DA1、无直流误差余弦数字信号DB1；

(4)将DA1、DB1输入幅值误差补偿模块，所述幅值误差补偿模块，进行下述操作：

输入DA1、DB1，在DA1的符号位DA1′上升沿得到DB1的最大幅值B1_max，在DA1′下降沿得到DB1的最小幅值B1_min；在DB1的符号位DB1′的上升沿得到DA1的最小幅值A1_min，在DB1′的下降沿得到DA1的最大幅值A1_max；

计算DA1的幅值U_A1以及DB1的幅值U_B1：

$U_{A1}=\frac{{A1}_{\max }-{A1}_{\min }}{2},U_{B1}=\frac{{B1}_{\max }-{B1}_{\min }}{2},$

然后将DA1经过一个系统时钟延时后乘以DB1的幅值U_B1，DB1经过一个系统时钟延时后乘以DA1的幅值U_A1，得到幅值相同的无幅值误差正弦数字信号DA2、无幅值误差余弦数字信号DB2：

DA2=U_A1U_B1sin(θ-α₁)，

DB2=U_A1U_B1cos(θ+α₂)，

其中，α₁、α₂分别为DA2、AB2信号的相移；

(5)将DA2、DB2输入相位误差补偿模块，所述相位误差补偿模块，进行下述操作：

输入DA2、DB2，将DA2、DB2分别移相45°后得无幅值误差移相正弦数字信号DA2′、无幅值误差移相余弦数字信号DB2′；

DA2、DB2经乘法器倍频后得到倍频正弦数字信号U₁：

$U_1=\mathrm{DA}2\·\mathrm{DB}2=\frac{1}{2}{U}_{A1}^2{U}_{B1}^2[\sin (2\mathrm{\θ}+{\mathrm{\α}}_2-{\mathrm{\α}}_1)-\sin ({\mathrm{\α}}_2+{\mathrm{\α}}_1)],$

DA2′、DB2′经乘法器倍频后得到倍频余弦数字信号U₂：

$U_2=\mathrm{DA}{2}^{\′}\·\mathrm{DB}{2}^{\′}=\frac{1}{4}{U}_{A1}^2{U}_{B1}^2\cos (2\mathrm{\θ}+{\mathrm{\α}}_2-{\mathrm{\α}}_1)\cos ({\mathrm{\α}}_1+{\mathrm{\α}}_2),$

对U₁、U₂分别进行直流误差补偿得到无直流误差倍频正弦数字信号U₁′、无直流误差倍频余弦数字信号U₂′；对U₁′、U₂′分别进行幅值误差补偿，得到理想正弦数字信号DA3、理想余弦数字信号DB3；所述直流误差补偿的操作过程和直流误差补偿模块的操作过程相同，区别仅在于输入量为U₁、U₂，

所述幅值误差补偿的操作过程和幅值误差补偿模块的操作过程相同，区别仅在于输入量为U₁′、U₂′。

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