CN102498663A - 用于g类线路驱动器控制信号的设备和方法 - Google Patents

Abstract

一种设备包括：输入；控制信号产生器，其耦合到所述输入且具有控制信号产生器输出；以及放大器，其耦合到所述控制信号产生器输出，其中供应到所述放大器的电压是基于所述控制信号产生器输出来切换，且其中所述控制信号产生器输出是基于所述输入中的数据信号。还包含一种设备，其包括经配置以实施方法的电路，所述方法包括：检测传入信号；计算所述传入信号的导数；基于所述传入信号的所述导数和时间步长来估计未来传入信号；以及在所述未来传入信号到达切换之前或与切换同时地提供所述估计的未来传入信号以在第一供应电压与第二供应电压之间进行切换，其中所述传入信号和所述未来传入信号是模拟信号。

Description

用于G类线路驱动器控制信号的设备和方法

本发明要求2009年6月17日递交的名称为“G类线路驱动器控制信号”的申请号为61/187,948的美国临时专利申请案和2010年2月1日递交的名称为“G类线路驱动器控制信号”的申请号为12/697,913的正式申请的在先申请优先权，以上在先申请的内容以全文引入的方式并入本文本中。

发明背景

在通信系统中，将模拟和/或数字信号转换成可经由通信信道媒体输送的最终格式。取决于信道媒体，最终信号格式将不同。举例来说，在有线通信系统中，可使用功率放大器来将模拟信号发射到例如铜线或光纤等最终通信媒体中。在无线通信系统中，可使用功率放大器来将模拟信号发射到空气中。在有线通信系统的情况下，功率放大器称为线路驱动器。线路驱动器经设计以例如通过使发射的信号匹配于原始产生的信号来确保信号中的足够低的失真。对于一些信号格式，例如数字用户线(DSL)中的离散多频音(DMT)信号，线路驱动器可使用相同的供应电压来放大例如与信号的平均功率值相比来说相对低和高的信号峰。为了处置高信号峰，线路驱动器需要大于平均信号值的高供应电压，这又可能消耗线路驱动器中的大量功率。为了减少线路驱动器中的功率消耗，使用称为G类线路驱动器的一类线路驱动器。并非以连续方式使用相同供应电压，G类线路驱动器使用基于传入信号振幅的控制信号来在相对低与高的供应电压之间切换。G类线路驱动器需要足够准确的控制信号来在低与高供应电压之间适当切换且保证信号完整性。

发明内容

在一个实施例中，本发明包含一种设备，其包括：输入；控制信号产生器，其耦合到所述输入且具有控制信号产生器输出；以及放大器，其耦合到所述控制信号产生器输出，其中供应到所述放大器的电压是基于所述控制信号产生器输出来切换，且其中所述控制信号产生器输出是基于所述输入中的数据信号。

在另一实施例中，本发明包含一种设备，其包括经配置以实施方法的电路，所述方法包括：检测传入信号；计算所述传入信号的导数；基于所述传入信号的所述导数和时间步长来估计未来传入信号；以及在所述未来传入信号到达切换之前或与切换同时地提供所述估计的未来传入信号以在第一供应电压与第二供应电压之间进行切换，其中所述传入信号和所述未来传入信号是模拟信号。

在又一实施例中，本发明包含一种方法，其包括：基于线路驱动器中的滤波器的传递函数而建立模拟延迟线，其中所述模拟延迟线允许控制信号与对所述线路驱动器的传入信号大约同时到达，从而适当切换所述线路驱动器的供应电压。

从结合附图和所附权利要求书进行的以下详细描述将更清楚地理解这些和其它特征。

附图简述

为了更完整地理解本发明，现在参考以下结合附图和详细描述进行的简要描述，其中相同参考标号表示相同部分。

图1是放大器系统的实施例的示意图。

图2是放大器系统的另一实施例的示意图。

图3A是预测滤波器的实施例的示意图。

图3B是预测滤波器的另一实施例的示意图。

图4A是预测滤波器的另一实施例的示意图。

图4B是预测滤波器的另一实施例的示意图。

图5A是预测滤波器的另一实施例的示意图。

图5B是预测滤波器的另一实施例的示意图。

图6是预测滤波器的另一实施例的示意图。

图7是预测滤波器的另一实施例的示意图。

图8是滤波器传递函数的实施例的曲线图。

图9是预测滤波器设计方法的实施例的流程图。

图10是预测滤波器设计方法的另一实施例的流程图。

具体实施方式

最初应理解，尽管下文提供一个或一个以上实施例的说明性实施方案，但可使用任何数目的技术，不管是当前已知还是现有的，来实施所揭示的系统和/或方法。本发明决不应限于下文所说明的所述说明性实施方案、图式和技术，包含本文所说明并描述的示范性设计和实施方案，而是可在所附权利要求书的范围以及其均等物的完整范围内修改。

线路驱动器可在DSL系统中使用，其中信号(例如，经DMT调制的信号)可经由多个用户线传输，例如在非对称DSL(ADSL)或甚高比特率DSL(VDSL)系统中。DSL系统可包括中心局(CO)交换机，中心局可经由用户线耦合到多个用户驻地设备(CPE)。DSL系统还可包括机柜地点，其可位于CO交换机与至少一些用户线之间。CO交换机、机柜地点和/或CPE中的任一者均可包括多个发射器和/或接收器(例如，收发器)，所述发射器和/或接收器可耦合到或包括线路驱动器，例如G类线路驱动器。线路驱动器可经配置以当在对应用户线中发射信号时基于信号的峰来在具有不同电压值的两个不同电源之间切换。由此，传入的信号可由线路驱动器使用高供应电压放大一部分时间而不是全部时间，这减少了线路驱动器中的功率消耗。

举例来说，线路驱动器可基于信号的振幅而放大传入的信号。控制信号可用以通过根据与阈值交叉的信号振幅来切换线路驱动器的供应功率或电压来放大线路驱动器中的传入信号。因此，当传入信号的振幅超过阈值时，可提供控制信号以将线路驱动器从低供应电压切换到高供应电压，且因此对于传入的信号允许线路驱动器的输出电压有足够的摆动余量。类似地，当传入信号的振幅下降到阈值以下时，可提供控制信号以将线路驱动器从高供应电压切换到低供应电压，且因此节省线路驱动器中的功率消耗。可基于负载或线路的特性、峰均比(PAR)、所使用的传输技术或其组合来确定低和高电压供应。通常，例如经DMT调制的信号等具有高PAR的信号超过所述信号的平均均方根(RMS)值若干次的概率相对较低，且因此线路驱动器的供应电压额可保持在低电压持续很长时间，且因此线路中的功率消耗可实质上减少。举例来说，DSL系统中的DMT信号可具有等于大约6的PAR，且该PAR超过信号的RMS值的三倍的概率相对较低(例如，大约百分之五)。

通常，可使用比较器电路来切换用于线路驱动器的供应电压。比较器可例如随着时间连续地监视传入的信号，且在信号超过阈值时提供控制信号以将供应电压切换到高电压值(Vcc-高)。类似地，比较器可在信号下降到同一或另一阈值以下时提供控制信号以将供应电压切换到低电压值(Vcc-低)。比较器可能对传入的信号引入延迟，且因此线路驱动器接收切换到Vcc-高的控制信号时可能已经太晚，例如在放大传入信号之后接收到控制信号。在适当切换供应电压之前放大传入的信号可使得线路驱动器错过按时切换到Vcc-高，这可称为错过触发到Vcc高(Miss-Trigger-L2H)事件，其可导致削剪对应的高振幅信号且使线路的通信信号失真。太早接收到控制信号可称为错误触发到Vcc高(False-Trigger-L2H)，其并不造成信号上的任何削剪而带来错误，但将浪费线路驱动器中的功率。或者，比较器可接收在放大传入的信号之后切换到Vcc-低的控制信号。在此情况下，线路驱动器可能错过按时切换到Vcc-低(切换太晚发生)，这可称为错过触发到Vcc低(Miss-Trigger-H2L)事件，且因此可能浪费功率。用以将线路驱动器供应电压从Vcc高切换到Vcc低的控制信号的太早到达可称为错误触发到Vcc低(False-Trigger-H2L)事件，其造成线路驱动器输出处的削波，这可造成数据通信中的错误。

用以从Vcc低切换到Vcc高和从Vcc高切换到Vcc低的控制信号可使用数字发射信号在数字域中产生。可使用电路块来比较传入的数字信号与阈值以产生用于线路驱动器的控制信号，随后延迟传入的信号(例如，在移位寄存器中)，且随后例如使用数/模转换器(DAC)将传入的数字信号转换成适于传输的模拟信号。然而，在此方法中，由于可在放大之前在多个电路块处处理传入的信号，因此信号峰和时序(在时间上的位置)可能例如由于电路块的相位响应失真而改变。信号峰和/或时序的改变可能造成Miss-Trigger-L2H和/或False-Trigger-H2L事件，这可能导致通信中的信号失真和错误。信号峰和/或时序的改变也可能造成Miss-Trigger-H2L和/或False-Trigger-L2H事件，这可能导致线路驱动器中的功率消耗增加。

通常，为了避免信号峰和时序的实质改变，可在数字域中对可用以转换和/或放大信号的模拟块中的至少一些模拟块进行建模，从而在比较信号与阈值之前修改传入的数字信号。由此，可考虑由于电路块的相位响应失真带来的信号改变。然而，准确地建模和考虑对信号的改变可能需要大量的处理要求和资源。或者，为了在不增加处理要求的情况下避免信号峰和时序的实质改变，可将传入的数字信号与较为保守的阈值进行比较以保证较少或没有Miss-Trigger-L2H和/或False-Trigger-H2L事件，且因此线路中没有实质的信号失真和错误。使用较为保守的阈值也可能增加Miss-Trigger-H2L和/或False-Trigger-L2H事件的出现频率，且因此可能导致线路中的更多功率消耗。

本文揭示使用可为G类线路驱动器的线路驱动器在例如DSL系统等有线通信系统中放大传入信号的系统和方法。线路驱动器可经配置以基于控制信号而在低与高供应电压之间切换。控制信号可由控制信号产生器产生，控制信号产生器可基于线路驱动器的模拟输入或输出信号而确定控制信号。控制信号产生器可为预测滤波器，其使用线路驱动器的模拟输入或输出信号来预测未来传入模拟信号的峰，且因此相应地产生在低与高供应电压之间切换的控制信号。通过预测未来传入信号的峰，低或高供应电压可在未来传入信号到达之前在线路驱动器中切换。因此，可准确地提供控制信号以放大和发起传入模拟信号，而无需在数字域中对模拟电路块进行额外建模且不会浪费线路驱动器中的额外功率。

图1说明放大器系统100的实施例，放大器系统100可包含G类线路驱动器。放大器系统100可经配置以使用控制信号而在低供应电压与高供应电压之间切换。可基于例如传入的模拟信号等传入信号来提供控制信号。放大器系统100可包括预测滤波器110、第一比较器120和第二比较器122、耦合门130、线路驱动器140和负载线路(Zload)150。预测滤波器110可耦合到线路驱动器140的输入，且由此预测滤波器110和线路驱动器140两者可接收传入的模拟信号。基于传入的模拟信号，预测电路110可将输出信号提供到可位于预测滤波器110和耦合门130之间的第一比较器120和第二比较器122中的每一者，如图1所示。具体来说，来自预测滤波器110的输出信号可基于未来传入信号的预测信号而产生，如下文详细描述。

第一比较器120、第二比较器122和耦合门130可充当比较器电路，其可将来自预测滤波器110的输出信号的电压与正参考电压(Vrefp)和负参考电压(Vrefn)进行比较。因此，耦合门130可将控制信号(Vcontrol)提供到线路驱动器140，其可用以在低电压值(Vsupply低)与高电压值(Vsupply高)之间切换线路驱动器140的供应电压。举例来说，如果来自预测滤波器的输出信号的电压超过大约Vrefp(针对正电压)或大约Vrefn(针对负电压)，那么可将控制信号的第一值提供到线路驱动器140以从Vsupply低切换到Vsupply高。或者，如果来自预测滤波器的输出信号的电压下降到Vrefp(针对正电压)和Vrefn(针对负电压)以下，那么可将模拟控制信号的第二值提供到线路驱动器140，从而使线路驱动器140从Vsupply高切换到Vsupply低。由此，预测滤波器110和比较器电路块可充当控制信号产生器，其基于放大器系统100的输入而确定模拟控制信号。因此，线路驱动器140可根据切换的供应电压来放大传入的模拟信号，且提供放大的输出信号，所述输出信号可输送到Zload 150。

图2说明放大器系统200的另一实施例，放大器系统200可包含G类线路驱动器。放大器系统200可包括预测滤波器210、第一220和第二222、耦合门230、线路驱动器240和负载线路(Zload)250，这些可以类似于放大器系统100的对应组件来配置。然而，放大器系统200可经配置以使用控制信号在低供应电压与高供应电压之间切换，所述控制信号可基于线路驱动器240的经放大输出信号来提供。具体来说，预测滤波器210可耦合到线路驱动器240的输出，且由此可接收来自线路驱动器240的经放大输出信号。基于经放大输出信号，预测电路210可将输出信号提供到第一220和第二222中的每一者，可用以产生控制信号(从耦合门230)以将线路驱动器240的供应电压从Vsupply低和Vsupply高切换，反之亦然。线路驱动器240可经由放大器系统200的输入接收传入模拟信号(例如，在无预测滤波器210的情况下)，根据经切换的供应电压放大传入的模拟信号，且将经放大输出信号提供到预测滤波器210和Zload 250。

当经放大输出信号可由电路块实质上衰减时和/或可具有相对于传入信号的实质相移时，放大器系统200可例如代替放大器系统100使用。由此，基于经放大输出信号而非传入信号切换供应电压以放大传入信号可能更准确。在一些实施例中，例如在ADSL或VDSL系统中，放大器系统200可耦合到第二远程放大器系统290，其可用以将Zload 250中的信号电平增加到高于来自线路驱动器240的经放大输出信号的电平。举例来说，第二远程放大器系统290可包括第二线路驱动器292，其可以是或可以不是G类线路驱动器，其可具有耦合到Zload 250的输出。第二远程放大器系统290还可包括耦合到第二线路驱动器292的其它电路块(未图示)，其可类似于或不同于放大器系统200的电路块。第二线路驱动器292可将第二经放大输出信号提供到Zload 250，其可增加Zload 250中的信号电平。或者，第二线路驱动器292可接收、放大和反射来自线路驱动器240的经放大输出信号的一部分到Zload 250中。Zload250中的组合输出信号可用于线路操作，例如用以确定Zload 250的阻抗。由此，考虑来自放大器系统200的经放大输出信号而非传入信号来在需要时切换线路驱动器240的供应电压可为有利的。

图3A和图3B说明可用来预测例如模拟信号的未来传入信号的预测滤波器300的实施例。举例来说，预测滤波器300可在放大器系统100或放大器系统200中使用。预测滤波器300可包括多条全通相位延迟线路，例如多个级联相位延迟块。图3A展示预测滤波器300的块模型。预测滤波器300可包括N个全通滤波器310a(其中N是整数)、多个放大器320a和一耦合器330a。N个全通滤波器310a可例如串联地彼此耦合。全通滤波器310a可实质上类似或不同，且全通滤波器310a中的一者可耦合到预测滤波器300的输入。预测滤波器300的输入可为对线路驱动器140的输入，且可将传入信号提供到预测滤波器300。或者，对预测滤波器300的输入可为线路驱动器240的输出。

全通滤波器310a中的每一者和预测滤波器300的输入可具有可经由对应放大器320a放大的输出。经放大输出可全部经由耦合器330a组合，耦合器330a可耦合到预测滤波器300的输出。举例来说，放大器320a可具有不同的放大因子(例如，a0、a1...aN)。由此，来自预测滤波器300的传入信号和来自全通滤波器310a中的每一者的输出信号可经放大且组合以提供预测滤波器300的输出信号。经放大和组合的输出信号可提供到放大器系统中的比较器电路以产生控制信号来切换放大器系统中的线路驱动器的供应电压。

图3B展示可对应于预测滤波器300的电路配置。预测滤波器300可包括可例如串联地彼此耦合的N个全通滤波器电路310b，和求和电路320b。全通滤波器电路310b中的每一者可具有输出，其可经由求和电路320b与其余全通滤波器电路310b的输出组合。全通滤波器电路310b可耦合到预测滤波器300的输入，且求和电路320b可耦合到预测滤波器300的输出。全通滤波器电路310b可实质上类似或不同，且可各自包括运算放大器(Op-Amp)312b、多个电容器314b和多个可变电阻器316b，其可如图3B所示来布置。求和电路320b可包括多个求和电阻器322b和一输出运算放大器324b。在其它实施例中，全通滤波器电路310b和/或求和电路320b可包括额外或不同的电路块，其可以合适的布置来布置以实现信号预测。

预测滤波器300的输出信号可为对包括预测滤波器300的放大器系统的未来传入信号的预测信号。预测滤波器300的电路配置可决定预测信号的准确性以及传入信号可估计到未来中的深度。举例来说，预测滤波器300的设计可经改善以估计在未来较长时间到达的传入信号。预测滤波器300的电路配置可基于系统的实际约束。举例来说，图3B的电路配置可在可不包括机载时钟和移相器的系统中使用以估计延迟线。在这些系统中，预测滤波器300可通过使用一阶滤波器全通滤波器来估计延迟，所述全通滤波器可为一个全通滤波器310a，其可覆盖所关注的某一范围的频率。或者，可使用较高阶全通滤波器来覆盖较广范围的频率。

图4A和图4B说明可例如在放大器系统100或放大器系统200中用来预测未来传入信号的预测滤波器400的其它实施例。预测滤波器400可包括多条开关电容器(SWCAP)模拟延迟线路，例如多个级联相移滤波器。图4A展示预测滤波器400的块模型。预测滤波器400可包括多个SWCAP延迟块410a、多个放大器420a和一耦合器430a。SWCAP延迟块410a可例如串联地彼此耦合。SWCAP延迟块410a可实质上类似或不同，且可耦合到预测滤波器400的输入。预测滤波器400的输入可为对包括预测滤波器400的放大器系统的输入，且可将传入信号提供到预测滤波器400。或者，对预测滤波器400的输入可为线路驱动器的输出，且可将经放大输出信号提供到预测滤波器400。

SWCAP延迟块410a中的每一者和预测滤波器400的输入可具有可经由对应放大器420a放大的输出。经放大的输出可全部经由耦合器430a组合，耦合器430a可耦合到预测滤波器400的输出。举例来说，放大器420a可具有不同的放大因子(例如，a0、a1...aN)。由此，来自预测滤波器400的传入信号和来自SWCAP延迟块410a中的每一者的输出信号可经放大且组合以提供预测滤波器400的输出信号。经放大和组合的输出信号可提供到放大器系统中的比较器电路以产生控制信号来切换放大器系统中的放大器电路的供应电压。

图4B展示可对应于预测滤波器400的电路配置。预测滤波器400可包括可例如串联地彼此耦合的多个SWCAP延迟电路410b，和求和电路420b。SWCAP延迟电路410b中的每一者可具有输出，其可经由求和电路420b与其余SWCAP延迟电路410b的输出组合。SWCAP延迟电路410b可耦合到预测滤波器400的输入，且求和电路420b可耦合到预测滤波器400的输出。SWCAP延迟块410b可实质上类似或不同，且可各自包括运算放大器412b和多个电容器414b，其可如图4B所示来布置。求和电路420b可包括多个求和电容器422b和一输出运算放大器424b。在其它实施例中，SWCAP延迟电路410b和/或求和电路420b可包括额外或不同的电路块，其可以合适的安排来布置以实现信号滤波。SWCAP延迟电路410b且类似地，SWCAP延迟块410b可配置为延迟线路。由此，预测滤波器400可实质上充当模拟域中的有限脉冲响应(FIR)滤波器，且可具有与其在数字域中的对应FIR滤波器类似的特性。

图5A和图5B说明可例如在放大器系统100或放大器系统200中用来预测未来传入信号的预测滤波器500的其它实施例。预测滤波器500可为经配置以用于高通或低通滤波的模拟预测器。图5A展示预测滤波器500的块模型。预测滤波器500可包括高通滤波器510a、多个放大器520a和一耦合器530a。高通滤波器510a可耦合到预测滤波器500的输入，预测滤波器500的输入可为对包括预测滤波器500的放大器系统的输入，且可将传入信号提供到预测滤波器500。或者，对预测滤波器500的输入可为线路驱动器的输出，且可将经放大的输出信号提供到预测滤波器500。

高通滤波器510a的输出和预测滤波器500的输入可各自经由对应放大器520a放大。举例来说，对应放大器520a可具有不同的放大因子(例如，a0和a1)。经放大的输出可经由耦合器530a组合，耦合器530a可耦合到预测滤波器500的输出。由此，来自高通滤波器510a的输出信号和来自预测滤波器500的传入信号可经放大且组合以提供预测滤波器500的输出信号。经放大和组合的输出信号可提供到放大器系统中的比较器电路以产生控制信号来切换放大器系统中的放大器电路的供应电压。

图5B展示可对应于预测滤波器500的电路配置。预测滤波器500可包括高通滤波器电路510b，和可耦合到高通滤波器电路510b的求和电路520b。高通滤波器电路510b可耦合到预测滤波器500的输入，且求和电路520b可耦合到预测滤波器500的输出。高通滤波器电路510b可包括第一运算放大器512b和第二运算放大器513b、多个电容器514b和多个电阻器516b，其可如图5B所示来布置。求和电路520b可包括多个求和电阻器522b和一输出运算放大器524b。在其它实施例中，高通滤波器510b和/或求和电路520b可包括额外或不同的电路块，其可以合适的布置来布置以实现信号滤波。

高通滤波器电路510b且类似地，高通滤波器510a可为无源滤波器，其经配置以估计传入信号的未来电平或峰值。使用预测滤波器500中的高通滤波器可例如与预测电路400和预测电路300相比来说增加响应时间和/或减少线路驱动器中的电路的功率消耗，且因此可适合于高带宽系统。预测滤波器500可使用高通滤波和信号求和来估计传入信号的未来值。因此，高通滤波器可充当差分器，其可使用适当增益来预测传入信号的未来值。举例来说，高通滤波器可将经差分信号添加到其当前值。或者，可使用较高阶高通滤波，例如使用预测滤波器300和预测滤波器400来预测较准确的未来值和/或更远的未来的值。可通过组合多个不同阶高通滤波器，例如一阶、二阶和/或任一更高阶高通滤波器来实现较高阶高通滤波。组合不同阶的高通滤波器可在数学上等效于将多个对应阶的导数相加，如下文描述。

在实施例中，可如上所述例如以级联形式在模拟域中实施多个滤波器，从而建立预测滤波器。信号的多个导数阶，例如一阶导数、二阶导数和较高阶导数，可用来近似信号的未来值。信号的一阶导数可如下表示：

$f{\left(t\right)}^{\′}=\frac{f(t+\mathrm{\Δt})-f\left(t\right)}{\mathrm{\Δt}},$

其中f(t)′是信号在时间t时的一阶导数，且Δt是时间步长。以上表达式可根据信号在时间上的未来值f(t+Δt)来写出：

f(t+Δt)＝f(t)+f(t)′Δt。

因此，时间上的未来信号值可通过将当前信号值加上信号的一阶导数与时间步长的乘积来获得。可在所述值之间的差足够小的情况下预测信号的未来值。

在一实施例中，时间步长可对应于预测电路中的增益调整，其可包括所关注频率范围中的高通滤波器。可将高通滤波器的输出乘以用于增益调整的恒定比例因子，且随后加到当前信号。此外，为了改进未来信号估计，例如为了获得更好的准确性和/或较长未来时间预测，可使用额外的更高阶导数来估计信号。举例来说，可使用泰勒级数来基于额外更高阶导数估计信号。

$f(t+\mathrm{\Δt})=f\left(t\right)+f{\left(t\right)}^{\′}\mathrm{\Δt}+\frac{f{\left(t\right)}^{\′\′}{\mathrm{\Δt}}^2}{2}+\frac{f{\left(t\right)}^{\′\′\′}\mathrm{\Δ}{t}^3}{3!}+\·\·\·$

举例来说，预测电路500包括对应于泰勒级数的前两项的一阶滤波器和放大器。具体来说，第一运算放大器512b和电容器514b可计算信号的导数，第二运算放大器513b和电阻器516b可放大信号，且求和电路520b可将经放大信号和信号的导数相加以提供信号的未来值。类似地，可在预测滤波器中计算和相加额外的更高阶项，从而改善未来信号的预测。

图6说明可例如在放大器系统100或放大器系统200中用来预测未来传入信号的预测滤波器600的另一实施例。具体来说，图6展示预测滤波器600的块模型。预测滤波器600可包括多个连续较高阶滤波器610，例如至少约三个滤波器，其可经配置以用于高通滤波。较高阶高通滤波器610可串联级联。预测滤波器600还可包括耦合器630，其可连接到一阶高通滤波器610中的每一者。一阶高通滤波器610可耦合到预测滤波器600的输入，其可为对包括预测滤波器600的放大器系统的输入，且可将传入信号提供到预测滤波器600。或者，对预测滤波器600的输入可为线路驱动器的输出，且可将经放大输出信号提供到预测滤波器600。

图6针对一阶高通滤波器610展示的线性级联方案可建立较高阶高通滤波器和因此较高阶导数，其可对应于以上的泰勒级数。具体来说，滤波器序列中的一阶高通滤波器610中的每一者的输出可对应于下一高阶项。因此，滤波器的输出(例如，较高阶导数或项)可由耦合器630组合以在预测滤波器600的输出处产生泰勒级数函数。

图7说明可例如在放大器系统100或放大器系统200中用来预测未来传入信号的预测滤波器700的另一实施例。具体来说，图7展示预测滤波器700的块模型。预测滤波器700可包括多个连续较高阶滤波器，其可经配置以用于高通滤波。较高阶高通滤波器可包含一阶高通滤波器710、二阶高通滤波器712、三阶高通滤波器714和高达n阶高通滤波器，其中n是大于或等于约三的整数。如图7所示，n个高通滤波器可并联级联。预测滤波器700还可包括耦合器730，其可连接到n个高通滤波器中的每一者。此外，n个高通滤波器可耦合到预测滤波器700的输入，预测滤波器700的输入可为对包括预测滤波器700的放大器系统的输入，且可将传入信号提供到预测滤波器700。或者，对预测滤波器700的输入可为线路驱动器的输出，且可将经放大输出信号提供到预测滤波器700。图7针对n个高通滤波器展示的并联级联方案可提供n个较高阶高通滤波器且因此n个较高阶导数，其可对应于上述泰勒级数。因此，n个高通滤波器中的每一者的输出可由耦合器730组合以在预测滤波器700的输出处产生泰勒级数函数。

上文针对预测滤波器的电路架构和设计包括模拟块或单元，其可用来处理和转换模拟信号。在其它实施例中，预测滤波器可包括可处理和转换数字信号的数字电路块或组件。然而，模拟设计在一些情况下可能更有利，例如对于不可进行数字信号处理(DSP)和/或信号取样速率可能太高且因此无法处理信号的系统。在这些情况下，模拟设计可为优选的。模拟设计还提供整合到线路驱动器自身中的可行性。

为了实际考虑，以上预测滤波器中的任一者可使用集成电路技术来建立，例如互补金属氧化物半导体(CMOS)技术。通常，由预测滤波器处理的模拟(或数字)信号可具有相对于噪声的相当高的峰值，且因此可能不需要相当大的电容器面积。在一些实施例中，例如在连续时间模拟滤波器的情况下，也可使用校准电路来将滤波器的角频率校准到确定的中心频率。此外，预测滤波器的输出信号可包括偏移，其可造成评估传入信号的峰值时的误差(相对于阈值)切换供应电压。然而，在大多数情况下，输出信号的偏移可能不会太大而造成评估传入信号的峰值时的实质误差，且因此可将其忽略。或者，如果偏移足够大而造成显著误差，那么还可与预测滤波器一起使用偏移消除块。

放大器系统中的预测滤波器，例如预测滤波器300、预测滤波器400或预测滤波器500，可经配置以用于信号滤波来提供输出信号，其可为对线路驱动器的未来传入信号的预测功能。举例来说，滤波器可基于维纳滤波器设计，其可具有多个维纳-霍普夫系数。可使用矩阵等式计算维纳-霍普夫系数：

T*A＝V，

其中T是对预测滤波器的输入信号的自相关矩阵，A是包括维纳-霍普夫系数的向量，且V是信号的自校正向量。因此，滤波器可如下表示：

X(n)＝a(n-1)*X(n-1)+a(n-2)*X(n-2)+...+a(0)*X(0)，

其中a(n)是所使用的第n系数的量。以上滤波器可为具有系数a(n-1)，a(n-2)，...，a(0)的FIR滤波器。在SWCAP滤波器的情况下，例如预测滤波器400，多个求和电容器(例如，求和电容器422b)可提供滤波器的系数。因此，滤波器中的每一延迟区段可实施为电荷保持电容器，其可为用于下一延迟区段的电压。在全通滤波器的情况下，例如预测滤波器300，用于单极的传递函数可如下表示：

$H\left(s\right)=\frac{1-\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{s}}{1+\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{s}}.$

传递函数可具有针对近直流(DC)附近的低频等于大约-1且在相对高频处等于大约+1的增益。

在一实施例中，预测滤波器可包括数字滤波器，其包括耦合到放大器系统输入的模/数转换器(ADC)。在如此情况下，数字滤波器可经配置以对输入或控制信号产生器输出进行取样，以数字方式实施传递函数，且基于传递函数而产生控制信号。

图8说明全通滤波器的传递函数800相位和延迟的实施例。传递函数800可为单极全通滤波器的相位传递函数。相位传递函数可由包括多个点的曲线820表示。所述点对应于相位值对比角频率范围。曲线820可包括处于所述频率范围的中间附近的实质上线性的部分，例如其中相位值可以大约相同的速率对比频率来改变。因此，作为相位函数相对于频率的导数的滤波器810延迟可在大约相同的频率范围处实质上恒定，且因此可近似模拟延迟线。可使用Pade多项式计算延迟线的系数：

$z^{-1}=e^{-\mathrm{sT}}=\frac{1-\frac{\mathrm{ST}}{2}+\frac{3{\left(\mathrm{ST}\right)}^2}{28}-\frac{{\left(\mathrm{ST}\right)}^2}{2884}+\·\·\·}{1+\frac{\mathrm{ST}}{2}-\frac{3{\left(\mathrm{ST}\right)}^2}{28}+\frac{{\left(\mathrm{ST}\right)}^2}{2884}-\·\·\·}.$

在其中所关注频带可能实质上不远离中心频率的相对窄带信号的情况下，以上表达式可进一步近似为：

$z^{-1}=e^{-\mathrm{sT}}\≈\frac{1-\frac{\mathrm{ST}}{2}}{1+\frac{\mathrm{ST}}{2}}=\frac{\frac{2}{\mathrm{ST}}-1}{\frac{2}{\mathrm{ST}}+1}=\frac{1-\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{s}}{1+\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{s}},$

其中ω₀是处于频率范围的大约中间处的中心频率。基于传递函数的此近似，可使用全通滤波器来建立模拟域中的延迟线。

传递函数及其可能为FIR系数的系数可使用求和电路(例如，求和电路320b)来实施。在相对较宽带信号的情况下，延迟线或块的近似可能需要使用较高阶全通滤波器，其可使用具有较高项的Pade多项式来计算。在其它实施例中，可使用除Pade多项式外的多项式来计算全通滤波器。另外，贝塞尔滤波器或其它线性相位滤波器可用来在所关注频带中实施延迟线，其将衰减所关注频带外的信号。

在一些实施例中，可使用自适应预测滤波器来适应系统的动态要求。举例来说，自适应预测滤波器可包括可变电阻器，其可为可编程的。可使用状态机来计算预测滤波器的系数，且因此适当调整滤波器参数。在模拟预测滤波器中，计算系数可能不需要相当高的速度，只要对系数的调整可跟踪系统的动态情况即可。

图9说明预测滤波器设计方法900的实施例，方法900可用来基于级联全通滤波器来设计预测滤波器，例如预测滤波器300。预测滤波器可在模拟域中实施。预测滤波器设计方法900可在框910处开始，其中可确定用于传入信号(例如，模拟信号)的频带。接着在框920处，可确定将在未来中多远处(T)预测传入信号。举例来说，可选择未来中的时间量以预测下一传入信号的峰值，例如大约在一秒的百分之几处。在框930处，可设计在所关注频带中具有延迟T的全通滤波器。举例来说，延迟可大约等于所确定的在未来的时间量。在一实施例中，可使用模拟设计程序来设计全通滤波器以导出滤波器系数。在框940处，可估计多个滤波器系数。举例来说，可使用数字滤波器设计工具来估计维纳-霍普夫滤波器系数。在框950处，可例如使用至少一个电阻器，基于滤波器系数来按比例缩放滤波器的输出。举例来说，求和电阻器322b可经配置以适当地按比例缩放预测滤波器300的输出。

接着在框960处，可确定滤波器的输出中的误差水平。举例来说，可模拟预测滤波器操作以评估例如由于系统中的相位的非线性而带来的输出信号的误差水平。在框970处，方法900可确定误差水平是否低于可接受的极限。如果发现误差水平低于可接受的极限，则方法900可随后结束。或者，如果发现误差水平高于可接受的极限，则方法900可前进到框980。在框980处，可设计在所关注频带中具有延迟T的较高阶全通滤波器。举例来说，可将下一较高阶项加到先前设计的全通滤波器。接着，方法900可返回到框940以估计滤波器系数，包含对应于所加的较高阶项的系数。方法900可随后前进经过其余的块，如上文描述。

图10说明预测滤波器设计方法1000的实施例，方法1000可用来基于级联SWCAP电路来设计预测滤波器，例如预测滤波器400。预测滤波器设计方法1000可在框1010处开始，其中可确定用于传入信号(例如，模拟信号)的频带。接着在框1020处，可确定将在未来中多远处预测传入信号。举例来说，可定义未来时间量以预测下一传入信号。在框1030处，可针对SWCAP滤波器设定时钟取样周期。举例来说，时钟取样周期可大约等于所确定的在未来的时间量。在框1040处，可例如使用至少一个电容器，基于滤波器系数来按比例缩放滤波器的输出。举例来说，求和电路420b可经配置以适当地按比例缩放预测滤波器400的输出。在一些实施例中，可确定滤波器的输出中的误差水平，且如果发现误差水平不可接受，则可例如通过级联额外的SWCAP电路来设计较高阶滤波器。

揭示至少一个实施例，且所属领域的技术人员对所述实施例和/或所述实施例的特征的变化、组合和/或修改在本发明的范围内。因组合、整合和/或省略所述实施例的特征而产生的替代实施例也在本发明的范围内。在明确陈述数值范围或限制的情况下，应将此些表达范围或限制理解为包含属于明确陈述的范围或限制内的类似量值的重复范围或限制(例如，从约1到约10包含2、3、4等；大于0.10包含0.11、0.12、0.13等)。举例来说，每当揭示具有下限R_l和上限R_u的数值范围时，具体是揭示属于所述范围的任何数字。特定来说，具体揭示所述范围内的以下数字：R＝R_l+k*(R_u-R_l)，其中k是以1％增量从1％变化到100％的变量，即k为1％、2％、3％、4％、5％...50％、51％、52％...95％、96％、97％、98％、99％或100％。此外，还特定揭示由如上文所定义的两个R数字定义的任何数值范围。相对于权利要求的任一元素使用术语“任选地”意味着所述元素是需要的，或者所述元素是不需要的，两种替代方案均在所述权利要求的范围内。使用例如包括、包含和具有等较广术语应被理解为提供对例如由......组成、基本上由......组成以及大体上由......组成等较窄术语的支持。因此，保护范围不受上文所陈述的描述限制，而是由所附权利要求书界定，所述范围包含所附权利要求书的标的物的所有均等物。每一和每个权利要求作为进一步揭示内容并入说明书中，且所附权利要求书是本发明的实施例。所述揭示内容中的参考的论述并不是承认其为现有技术，尤其是具有在本申请案的在先申请优先权日期之后的公开日期的任何参考。本发明中所引用的所有专利、专利申请案和公开案的揭示内容特此以引用的方式并入本文中，其提供补充本发明的示范性、程序性或其它细节。

虽然本发明中已提供若干实施例，但应理解，在不脱离本发明的精神或范围的情况下，所揭示的系统和方法可以许多其它特定形式来体现。本发明的实例应被视为说明性的而非限制性的，且本发明不限于本文所给出的细节。举例来说，各种元件或组件可在另一系统中组合或集成，或某些特征可省略或不实施。

另外，在不脱离本发明的范围的情况下，各种实施例中描述和说明为离散或单独的技术、系统、子系统和方法可与其它系统、模块、技术或方法组合或整合。展示或论述为彼此耦合或直接耦合或通信的其它项目也可以电方式、机械方式或其它方式通过某一接口、装置或中间组件间接地耦合或通信。改变、替代和更改的其它实例可由所属领域的技术人员确定，且可在不脱离本文所揭示的精神和范围的情况下作出。

Claims (17)

1.一种设备，其包括：

输入；

控制信号产生器，其耦合到所述输入且具有控制信号产生器输出；以及

放大器，其耦合到所述控制信号产生器输出，

其中供应到所述放大器的电压是基于所述控制信号产生器输出来切换，且

其中所述控制信号产生器输出是基于所述输入中的数据信号。

2.根据权利要求1所述的设备，其中所述控制信号产生器包括：

预测滤波器，其耦合到所述输入；以及

比较器，其位于所述预测滤波器与所述放大器之间。

3.根据权利要求2所述的设备，其中所述预测滤波器包括：

多个全通滤波器，其级联且耦合到所述输入；

多个第二放大器，其耦合到所述全通滤波器；以及

第二耦合器，其耦合到所述第二放大器和所述比较器。

4.根据权利要求2所述的设备，其中所述预测滤波器包括：

多个开关电容器(SWCAP)滤波器，其级联且耦合到所述输入；

多个第二放大器，其耦合到所述SWCAP滤波器；以及

第二耦合器，其耦合到所述第二放大器和所述比较器。

5.根据权利要求2所述的设备，其中所述预测滤波器包括：

数字滤波器，其包括耦合到所述输入的模/数转换器(ADC)，

其中所述数字滤波器经配置以对所述输入或所述控制信号产生器输出进行取样，以数字方式实施传递函数，且基于实施所述传递函数的结果而产生控制信号。

6.根据权利要求2所述的设备，其中所述预测滤波器包括：

至少一个高通滤波器，其耦合到所述输入且具有高通滤波器输入和高通滤波器输出；

其中每一高通滤波器包括增益，所述增益在所述高通滤波器输入处设

定，且

其中当存在多个所述高通滤波器时，将所有所述高通滤波器输出在一起求和以产生预测的未来信号。

7.根据权利要求2所述的设备，其中所述比较器包括：

第一比较器和第二比较器，其耦合到所述预测滤波器；以及

耦合器，其耦合到所述第一比较器、所述第二比较器和所述放大器。

8.根据权利要求1所述的设备，其中所述输入耦合到

所述放大器的输入。

9.根据权利要求1所述的设备，其中所述放大器具有放大器输出，且其中所述输入耦合到放大器输出。

10.一种设备，其包括：

经配置以实施方法的电路，所述方法包括：

检测传入信号；

计算所述传入信号的导数；

基于所述传入信号的所述导数和时间步长来估计未来传入信号；以及

在所述未来传入信号到达切换之前或与切换同时地提供所述估计的未来传入信号以在第一供应电压与第二供应电压之间进行切换，

其中所述传入信号和所述未来传入信号是模拟信号。

11.根据权利要求10所述的设备，其中所述方法进一步包括：

计算所述传入信号的至少一个第二导数；以及

基于所述传入信号的所述导数、所述传入信号的所述第二导数和所述时间步长来估计所述未来信号。

12.根据权利要求10所述的设备，其中所述方法进一步包括：

将所述估计的未来传入信号与阈值进行比较；

在所述估计的未来传入信号高于所述阈值的情况下从所述第一供应电压切换到所述第二供应电压；以及

在所述估计的未来传入信号低于所述阈值的情况下从所述第二供应电压切换到所述第一供应电压。

13.一种方法，其包括：

基于线路驱动器中的滤波器的传递函数而建立模拟延迟线，

其中所述模拟延迟线允许控制信号与所述线路驱动器的传入信号大约同时到达，从而适当切换所述线路驱动器的供应电压。

14.根据权利要求13所述的方法，其中使用多个维纳-霍普夫系数来近似所述延迟线：

X(n)＝a(n-1)*X(n-1)+a(n-2)*X(n-2)+...+a(0)*X(0)，

其中n是用来近似所述延迟线的维纳-霍普夫系数的量。

15.根据权利要求14所述的方法，其中使用Pade多项式来计算所述延迟线的所述维纳-霍普夫系数以获得传递函数：

$z^{-1}=e^{-\mathrm{sT}}=\frac{1-\frac{\mathrm{ST}}{2}+\frac{3{\left(\mathrm{ST}\right)}^2}{28}-\frac{{\left(\mathrm{ST}\right)}^2}{2884}+\·\·\·}{1+\frac{\mathrm{ST}}{2}-\frac{3{\left(\mathrm{ST}\right)}^2}{28}+\frac{{\left(\mathrm{ST}\right)}^2}{2884}-\·\·\·}.$

16.根据权利要求14所述的方法，其中使用Pade多项式针对相对窄带信号来近似所述延迟线的所述维纳-霍普夫系数以获得传递函数：

$z^{-1}=e^{-\mathrm{sT}}\≈\frac{1-\frac{\mathrm{ST}}{2}}{1+\frac{\mathrm{ST}}{2}}=\frac{\frac{2}{\mathrm{ST}}-1}{\frac{2}{\mathrm{ST}}+1}=\frac{1-\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{s}}{1+\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{s}}.$

17.根据权利要求13所述的方法，其中所述控制信号是基于泰勒级数来近似对所述线路驱动器的下一传入信号，其中所述泰勒级数包括至少一阶导数，且其中将较高阶导数加到所述泰勒级数以改善对所述下一传入信号的近似。

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