CN102496933B - 一种双并联有源电力滤波装置 - Google Patents

Abstract

一种双并联有源电力滤波装置，包括DSP、电源、电压电流采样模块、串口通信模块、IGBT门极驱动电路、高频APF电路和低频APF电路；电压电流采样模块输入端接入电网，输出端接至DSP管脚，DSP输出连接至IGBT门极驱动电路管脚，IGBT门极驱动电路输出分别接至高频APF电路和低频APF电路的IGBT，高频APF电路和低频APF电路接回电网，电源和串口通信模块外接于DSP端口。电压互感器并联电流互感器采集信号，高频电路并联低频电路将信号返回电网，DSP作处理单元，有效滤除谐波和精确跟踪电网电流。软开关来驱动IGBT门极驱动电路，实现IGBT的零电压零电流开通和关断，有效减少谐振损耗，提高精准度。

Description

一种双并联有源电力滤波装置

技术领域

本发明属于电气工程技术领域，具体涉及一种双并联有源电力滤波装置。

背景技术

随着电力电子技术的快速发展，数字电路已经逐步取代了传统的模拟电路。基于数字信号处理芯片(DSP)的有源电力滤波器系统在电信号采样、谐波检测、电流跟踪控制以及PWM脉冲发生等一系列环节上具有快速稳定精确的优点，因此被广泛使用。当今技术要求电力电子装置趋于小型化、轻量化。在小型化和轻量化的同时，又要解决由于高频开关带来的开关损耗和电磁干扰等问题。软开关技术正在朝着解决上述矛盾的方向发展着。目前，基本上所有的软开关技术都是根据谐振的原理，然而存在谐振的网络势必会产生谐振损耗。而组合软开关技术结合了无损吸收与零电压零电流的优点。开关在开通和关断的过程中，可以任意选择零电压开通、零电流开通、零电压关断、零电流关断这四种状态。从而更加灵活的利用谐振，减小谐振损耗。

发明内容：

针对现有技术的不足，本发明提供一种双并联有源电力滤波装置。

本发明技术方案：一种双并联有源电力滤波装置，包括DSP、电源、电压电流采样模块、串口通信模块、IGBT门极驱动电路、高频APF电路和低频APF电路；

电压电流采样模块采用电压互感器和电流互感器并联，进行电压和电流的检测；

高频APF电路由软开关驱动，三相桥臂的六个开关管分别反并联二极管以及谐振电容，三相桥臂的六个开关管串联谐振电感，同时在谐振电感上反并联辅助二极管和辅助开关管，由直流电源供电，在每个开关管支路都并联续流二极管；

低频APF电路以IGBT门极驱动电路中的IGBT驱动模块为核心，连接到低频APF电路三相桥中的六个IGBT，三相桥中的六个IGBT均反并联二极管，由直流电源供电，低频APF电路用于实现无功功率补偿。

电压电流采样模块输入端接入电网，输出端接至DSP管脚，DSP输出PWM波连接至IGBT门极驱动电路管脚，IGBT门极驱动电路输出分别接至高频APF电路和低频APF电路的IGBT，高频APF电路和低频APF电路接回电网，电源和串口通信模块均外接于DSP端口。

设定本发明装置参数如下：

主电路的容量：三相系统有源电力滤波装置的容量S_A定义为S＝3EI_c。本发明双并联有源电力滤波装置，I_c包括两部分，一部分是高频APF的最大补偿电流i_h，另外一部分是低频APF的最大补偿电流i_r。装置的最大补偿电流I_c为I_c＝i_r+i_h。其中，i_h为各次谐波的有效值，即因此，得到双并联有源电力滤波装置的总容量为：

S＝3E(i_h+i_r)＝S_h+S_r                      (5)

其中，S_h为高频APF的容量，S_r为低频APF的容量。

直流侧电容：直流侧电容电压的取值为：

U_dch＞2λfE                               (6)

其中，E为电网相电压的有效值，取220V。λ为高频APF直流侧电容电压的允许波动率，f为IGBT的开关频率，通常取20KHZ～50KHZ。

交流侧的并网电感：根据有源电力滤波装置的数学模型：

$\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ca}}}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{L}[U_{\mathrm{ca}}-e_a]=\frac{1}{L}[(S_1-\frac{S_1+S_2+S_3}{3})U_{\mathrm{dc}}-E\sin \mathrm{\ωt}]---\left(7\right)$

而且当ωt＝0或者π时，取最大值。

由三相三线制的电路原理可知，a，b，c三相，计算是取得ac两相，i_ca是ac相电流，U_ca是ac相间电压，e_a是a相电势，L是电感，S1，S2，S3是开关函数，U_dc是c相电压，E是电路电势。

(1)交流侧并网电感的最大取值

只有当时，有源滤波装置产生的补偿电流才能跟踪参考补偿电流的变化。结合式(7)得：

$\frac{1}{L}|S_1-\frac{S_1+S_2+S_3}{3}{|U}_{\mathrm{dc}}\≥\frac{1}{L}\frac{U_{\mathrm{dc}}}{3}>{\left|\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ca}}^{*}}{\mathrm{dt}}\right|}_{\max }---\left(8\right)$

根据式(8)得到交流侧并网电感的最大取值：

$L<\frac{U_{\mathrm{dc}}}{3{\left|\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ca}}^{*}}{\mathrm{dt}}\right|}_{\max }}---\left(9\right)$

对于高频APF， ${\left|\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ca}}^{*}}{\mathrm{dt}}\right|}_{\max }=(23~46)I_{\mathrm{ca}}^{*};$ 对于低频APF， ${\left|\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ca}}^{*}}{\mathrm{dt}}\right|}_{\max }=(6~12)I_{\mathrm{ca}}^{*}.$ 其中为补偿电流的有效值。

(2)交流侧并网电感的最小取值

假设电网中允许的最大超调电流为ΔI，则一个开关周期内补偿电流的变化率为：

$\left|\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ca}}}{\mathrm{dt}}\right|<\mathrm{f\&Delta;I}---\left(10\right)$

其中f为IGBT开关频率。将式(7)代入(10)得：

$\frac{1}{L}|S_1-\frac{S_1+S_2+S_3}{3}|U_{\mathrm{dc}}\&le;\frac{1}{L}\frac{{2U}_{\mathrm{dc}}}{3}<\mathrm{f\&Delta;I}---\left(11\right)$

根据(11)得到交流侧并网电感的最小取值：

$L>\frac{{2U}_{\mathrm{dc}}}{3\mathrm{f\&Delta;I}}---\left(12\right)$

本装置的工作流程具体步骤如下：

步骤一：通过电压互感器和电流互感器检测线路的电压电流，采集谐波信号；

步骤二：采集的谐波信号发送至DSP，A/D转换成数字信号，经比较输出宽频脉冲调制信号，以PWM波形式输出；

具体地：设定阈值，然后计数从0开始进行比较，低于阈值输出低电平，高于阈值输出高电平；

步骤三：PWM脉冲调制信号输出至IGBT驱动电路，经IGBT调理后的信号分成两路，分别输出至高频APF电路和低频APF电路，向电网输出相位正好与电网谐波电流相反而大小相等的电流，而两种谐波电流正好相互抵消，从而达到滤除谐波、净化电网电流的目的；

步骤四：进入高频APF电路的PWM信号，实现IGBT的零电压开通和零电压关断，从而驱动IGBT，实现谐波补偿；进入低频APF电路的PWM信号驱动IGBT，实现无功功率补偿。

以其中主开关V1为例分析软开关驱动的高频APF电路各时刻开关模式。由于在一个开关周期内，输出滤波电感L_a足够大，可用一个电流源来等效。

参数定义如下：

t₀：一个周期起始时间点

t₁：充电阶段结束时间点

t₂：续流阶段结束时间点

t₃：谐振电容电压u₁到达峰值开始下降时间点

t₄：辅助开关管两端电压u₂＝0时间点

t₅：谐振电容电压u₁＝0时间点

t₆：电感电流线性上升阶段结束时间点

t₇：换流阶段结束时间点

t₈：恒流阶段结束，进入下一周期时间点

(1)：t₀～t₁恒流充电阶段(零电压关断)

上一个周期结束时，主开关管V1和辅助开关管VT1都处于开通状态，续流二极管VD截止，谐振电容C_r两端被短路，电压为零；谐振电感L_r电流为I₀。在t₀时刻关断主开关V1，由于谐振电容C_r两端的电压不能突变，直流源对谐振电容C_r进行充电，其端电压u₁以的速度线性上升，从而实现零电压关断。直到t₁时刻，u₁达到直流电压U_i，续流二极管VD导通。

(2)t₁～t₂，续流阶段

当u₁达到直流电压U_i之后，主回路断开，输出电流由二极管VD续流。谐振电感L_r的电流为I₀，通过辅助开关管VT1续流，直到t₂时刻关断VT1。

(3)t₂～t₅，准谐振阶段

在t₂时刻关断辅助开关管VT1，则谐振电容C_r和谐振电感L_r会发生谐振。在此阶段，满足下列微分方程

$U_i=u_1+L_r\frac{{\mathrm{di}}_L}{\mathrm{dt}}---\left(1\right)$

$i_L=C_r\frac{{\mathrm{du}}_1}{\mathrm{dt}}---\left(2\right)$

微分方程的初始条件是：i_L＝I_o|t＝0，u₁＝U_i|t＝0

解方程组(1)和(2)得到i_L和u₁的变化规律为：

i_L＝I_ocosωt                    (3)

u₁＝U_i+ωL_rI_osinωt                        (4)

其中谐振频率 $\mathrm{\&omega;}=\frac{1}{\sqrt{L_r{C}_r}}.$

谐振电感L_r中的电流i_L首先降低，谐振电容电压u₁上升。谐振1/4周期以后，t₃时刻u₁到达峰值开始下降，C_r释放能量，i_L反向增长。t₄时刻，u₁下降到U_i，辅助开关管两端电压u₂＝0。直到t₅时刻，u₁＝0，VD1导通，u₁被钳位至零，u₂被钳位至-U_i，谐振停止，为主开关管的零电压导通提供了条件。

(4)t₅～t₆，电感电流线性上升阶段(零电压开通)

从t₅时刻起u₁＝0，VD1导通，谐振电感L_r中的电流i_L线性上升，直到t₆时刻i_L＝0，此时VD1截止。由于在此阶段，u₁一直被钳位至零，开通主开关管V1即可实现零电压开通。

(5)t₆～t₇，换流阶段

从t₆时刻起，主开关管V1一直开通，谐振电感L_r中的电流从零开始上升，导致续流二极管VD中的电流线性下降。直到t₇时刻，VD中的电流降到零，自然关断，此时i_L＝I_o，u₂＝0。

(6)t₇～t₈，恒流阶段

t₈时刻以后，续流二极管VD关断。电路进入Buck型导通状态，由于i_L＝I_o，u₂＝0，所以在此阶段开通辅助开关管VT1，就可以实现零电压开通。直到t₈时刻，主开关V1再次关断，电路进入下个周期。

有益效果：本发明是采用电压互感器并联电流互感器采集信号以及高频电路并联低频电路将信号返回电网的双并联型有源电力滤波装置，以DSP作为主要处理单元，实现谐波的有效滤除，精确的跟踪电网电流。同时采用软开关来驱动IGBT电路，实现IGBT的零电压零电流开通和关断，更有效地减少谐振损耗，实现整个装置的精准度。本发明装置用于工业，商业以及民用的配电网中，保障供电可靠性、降低干扰，减少设备损坏。

附图说明

图1是本发明实施例装置结构框图；

图2是本发明实施例由软开关驱动的高频APF电路原理图；

图3是本发明实施例DSP电源电路原理图；

图4是本发明实施例EXB841的PWM输出电路原理图；

图5是本发明实施例IGBT门极驱动电路原理图；

图6是本发明实施例高频APF和低频APF并联电路结构图；

图7是本发明实施例SCI通信电路原理图；

图8是本发明实施例电流采样电路原理图；

图9是本发明实施例电压采样电路原理图；

图10是本发明实施例以V₁管为例的高频APF电路原理图；

图11是本发明实施例以V₁管为例的高频APF电路各个模式的等效电路；

图12是本发明实施例以V₁管为例的高频APF电路的工作波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步说明。

本发明双并联有源电力滤波装置，包括DSP、电源、电压电流采样模块、串口通信模块、IGBT门极驱动电路、高频APF电路和低频APF电路，电压电流采样模块采用电压互感器PT和电流互感器CT来进行电压和电流的检测，选用HDC500E霍尔电流互感器、HNV-300V型霍尔电压互感器，DSP选用TMS320F2812，串口通信芯片选用MAX3232。

设定本发明装置参数如下：

主电路的容量：三相系统有源电力滤波装置的容量S_A定义为S＝3EI_c。本发明双并联有源电力滤波装置，I_c包括两部分，一部分是高频APF的最大补偿电流i_h，另外一部分是低频APF的最大补偿电流i_r。装置的最大补偿电流I_c为I_c＝i_r+i_h。其中，i_h为各次谐波的有效值，即因此，得到双并联有源电力滤波装置的总容量为：

S＝3E(i_h+i_r)＝S_h+S_r                    (5)

其中，S_h为高频APF的容量，S_r为低频APF的容量。

直流侧电容：直流侧电容电压的取值为：

U_dch＞2λfE                        (6)

其中，E为电网相电压的有效值，取220V。f为IGBT的开关频率，通常取20KHZ～50KHZ。

交流侧的并网电感：根据有源电力滤波装置的数学模型：

$\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ca}}}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{L}[U_{\mathrm{ca}}-e_a]=\frac{1}{L}[(S_1-\frac{S_1+S_2+S_3}{3})U_{\mathrm{dc}}-E\sin \mathrm{\&omega;t}]---\left(7\right)$

而且当ωt＝0或者π时，取最大值。

(1)交流侧并网电感的最大取值

只有当时，有源滤波装置产生的补偿电流才能跟踪参考补偿电流的变化。结合式(7)得：

$\frac{1}{L}|S_1-\frac{S_1+S_2+S_3}{3}{|U}_{\mathrm{dc}}\&GreaterEqual;\frac{1}{L}\frac{U_{\mathrm{dc}}}{3}>{\left|\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ca}}^{*}}{\mathrm{dt}}\right|}_{\max }---\left(8\right)$

根据式(8)得到交流侧并网电感的最大取值：

$L<\frac{U_{\mathrm{dc}}}{3{\left|\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ca}}^{*}}{\mathrm{dt}}\right|}_{\max }}---\left(9\right)$

对于高频APF， ${\left|\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ca}}^{*}}{\mathrm{dt}}\right|}_{\max }=(23~46)I_{\mathrm{ca}}^{*};$ 对于低频APF， ${\left|\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ca}}^{*}}{\mathrm{dt}}\right|}_{\max }=(6~12)I_{\mathrm{ca}}^{*}.$ 其中为补偿电流的有效值。

(2)交流侧并网电感的最小取值

假设电网中允许的最大超调电流为ΔI，则一个开关周期内补偿电流的变化率为：

$\left|\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ca}}}{\mathrm{dt}}\right|<\mathrm{f\&Delta;I}---\left(10\right)$

其中f为IGBT开关频率。将式(7)代入(10)得：

$\frac{1}{L}|S_1-\frac{S_1+S_2+S_3}{3}|U_{\mathrm{dc}}\&le;\frac{1}{L}\frac{{2U}_{\mathrm{dc}}}{3}<\mathrm{f\&Delta;I}---\left(11\right)$

根据(11)得到交流侧并网电感的最小取值：

$L>\frac{{2U}_{\mathrm{dc}}}{3\mathrm{f\&Delta;I}}---\left(12\right)$

DSP电源电路采用5V直流电源作为主供电电源，通过电压转换芯片为DSP供电。根据DSP的工作原理，对1.8V和3.3V的供电顺序有严格要求：3.3V的I/O先于1.8V的内核上电。电源模块选用了TI公司TPS767D318电源芯片，电源电路如图3所示。电源模块的工作原理如下：输入电压为5V，将3.3V的使能端接地，建立起3.3V电压。利用3.3V电压建立三极管的导通电压，输出为1.8V的使能端被拉低，产生1.8V输出，并产生复位信号，保持200ms后结束。在两路电压输出端，均多并联了0.001uF的电容，保证电压输出的稳定。

IGBT门极驱动电路，主电路三相桥臂的六个开关通常都采用绝缘栅双极型晶体管(IGBT)，本发明选用目前最常用的EXB841驱动模块，它由一个+20V的单电源供电，可以驱动600V/400A或1200V/300A的IGBT，其最大开关频率可达40KHZ，图4为以EXB841为驱动的PWM输出电路。IGBT门极驱动电路以EXB841驱动模块为核心，连接到主电路三相桥中的六个IGBT。图5为IGBT门极驱动电路。

为了能够使双并联有源电力滤波装置能够同上位机进行通信，以便于实时监测谐波电流以及控制负载电流，本发明的基于F2812DSP的串行通信接口(SCI)电路采用RS-232-C标准与PC机COM通信接口进行对接，选用MAX232芯片实现CMOS和RS-232-C的双向电平转换。原理如图7所示。

由于线路上的电压及电流比较大，不能直接进入DSP的AD采样模块；同时要对这些电信号进行电气隔离，以免由于电压电流波动损坏有源电力滤波装置，本发明采用电压互感器PT和电流互感器CT来进行电压和电流的检测，输出的信号皆为0～5V，可以直接送入DSP，图8为电流采样电路的原理图，图9为电压采样电路的原理图。

高频APF电路由软开关驱动的高频APF电路，三相桥臂的六个开关管分别反并联二极管以及谐振电容，串联谐振电感，同时在谐振电感上反并联辅助二极管和辅助开关管，由直流电源供电。在每个开关管支路都并联续流二极管。如图2所示，六个主开关管组成高频APF电路，由门极接收PWM信号，三相输出接入电网；主开关管附属的谐振电容，串联谐振电感以及辅助二极管和辅助开关管组成的软开关控制电路，实现主开关管的零电压导通和关断。高频APF电路用于实现谐波补偿。

(1)谐振电感L_r和谐振电容C_r

为了能够在任何负载情况下都能实现主开关管的零电压开通和关断，谐振电容的电压必须能够回零。由式(4)可以得到：

U_i-Z_rI_o＜0                (13)

其中，为谐振阻抗，必须满足

$Z_r>\frac{U_i}{I_{o\min }}---\left(14\right)$

其中I_omin为最小直流输出电流。将式(14)写成等式为

$Z_r=K_r\frac{U_i}{I_{o\min }}---\left(15\right)$

其中，系数K_r＞1。

为了减小谐振电感和谐振电容在谐振工作时对PWM控制产生的影响，必须提高谐振频率f_r。在此设定谐振频率f_r与开关频率f_s的关系为：

f_r＝N_rf_s＝2πω                    (16)

其中，系数N_r一般取值为3～10。

由式(15)和(16)得到L_r和C_r的计算公式：

$L_r=\frac{Z_r}{2\mathrm{\&pi;}{f}_r}=\frac{K_r{U}_i}{2\mathrm{\&pi;}{N}_r{f}_s{I}_{o\min }}---\left(17\right)$

$C_r=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}{f}_r{Z}_r}=\frac{I_{o\min }}{2\mathrm{\&pi;}{K}_r{N}_r{f}_s{U}_i}---\left(18\right)$

(2)开关管和二极管

根据图12的工作波形图，可以得出以下结论：

(a)主开关管V1的最大电流为最大输出电流I_omax，它所承受的最大正向电压至少为直流源电压的2倍，具体的计算公式为

$U_{1\max }=U_i(1+K_r\frac{I_{o\max }}{I_{o\min }})---\left(19\right)$

(b)续流二极管VD的最大电流为最大输出电流I_omax的2倍，所承受的最大反向电压为直流源电压U_i。

(c)反并联二极管VD1的最大电流为最大输出电流I_omax，所承受的最大反向电压与V1所承受的最大电压相同。

(d)谐振电感的最大电流为最大输出电流I_omax，谐振电容上的最大电压同样为V1所承受的最大电压。

(e)辅助开关管VT1所承受的最大正向电压为直流源输入电压U_i，所承受的最大反向电压与U_1max相差U_i，即

低频APF电路以EXB841驱动模块为核心，连接到低频APF电路三相桥中的六个IGBT。如图5所示的EXB841接收到PWM信号，由3号引脚输出接入IGBT门极，驱动IGBT，低频APF电路中三相桥臂的六个IGBT均是这样连接。低频APF电路，三相桥中的六个IGBT均反并联二极管，由直流电源供电。低频APF电路用于实现无功功率补偿。高频APF和低频APF并联电路结构图如图6所示。

电压电流采样模块输入端接入电网，从电网采集信号，电流采样电路输出端接至DSP芯片的2，3，4三个引脚，电压采样电路连接DSP芯片的174，173，172三个引脚，DSP的53引脚输出PWM波连接至IGBT门极驱动电路中EXB841的15管脚，从而驱动IGBT，IGBT门极驱动电路输出分别接至高频APF电路和低频APF电路的IGBT，高频APF电路和低频APF电路接回电网，DSP供电电源电路接入5V电源，输出端VDD1.8V接DSP芯片的23(或者37，56，75，100，112，128，143，154均可)引脚，VDDIO3.3V接DSP芯片的31(或者64，81，114，145，69均可)引脚，MAX232的9号引脚接DSP的91号引脚，MAX232的10号引脚接DSP的90号引脚，PWM信号由DSP出来后直接接入由软开关驱动的IGBT的门极。

本装置的工作流程具体步骤如下：

步骤一：通过电压互感器和电流互感器检测线路的电压电流，采集谐波信号；

步骤二：采集的谐波信号发送至DSP，A/D转换成数字信号，经比较输出宽频脉冲调制信号，以PWM波形式输出；

具体地：设定一个定值，然后计数从0开始进行比较，低于这个定值输出低电平，高于这个定值输出高电平；

步骤三：PWM脉冲调制信号输出至IGBT驱动电路，经IGBT调理后的信号分成两路，分别输出至高频APF电路和低频APF电路，向电网输出相位正好与电网谐波电流相反而大小相等的电流，而两种谐波电流正好相互抵消，从而达到滤除谐波、净化电网电流的目的；

步骤四：进入高频APF电路的PWM信号，实现IGBT的零电压开通和零电压关断，从而驱动IGBT，实现谐波补偿；进入低频APF电路的PWM信号驱动IGBT，实现无功功率补偿。

以V1管为例分析软开关驱动的高频APF电路各时刻开关模式。由于在一个开关周期内，输出滤波电感L_a足够大，可用一个电流源来等效。V1管的高频APF电路如图10所示。参数定义如下：

t₀：一个周期起始时间点

t₁：充电阶段结束时间点

t₂：续流阶段结束时间点

t₃：谐振电容电压u₁到达峰值开始下降时间点

t₄：辅助开关管两端电压u₂＝0时间点

t₅：谐振电容电压u₁＝0时间点

t₆：电感电流线性上升阶段结束时间点

t₇：换流阶段结束时间点

t₈：恒流阶段结束，进入下一周期时间点

(1)：t₀～t₁恒流充电阶段(零电压关断)

上一个周期结束时，主开关管V1和辅助开关管VT1都处于开通状态，续流二极管VD截止，谐振电容C_r两端被短路，电压为零；谐振电感L_r电流为I₀。在t₀时刻关断主开关V1，由于谐振电容C_r两端的电压不能突变，直流源对谐振电容C_r进行充电，其端电压u₁以的速度线性上升，从而实现零电压关断。直到t₁时刻，u₁达到直流电压U_i，续流二极管VD导通。本阶段的等效电路图如图11(a)所示。

(2)t₁～t₂，续流阶段

当u₁达到直流电压U_i之后，主回路断开，输出电流由二极管VD续流。谐振电感L_r的电流为I₀，通过辅助开关管VT1续流，直到t₂时刻关断VT1。本阶段的等效电路图如图11(b)所示。

(3)t₂～t₅，准谐振阶段

在t₂时刻关断辅助开关管VT1，则谐振电容C_r和谐振电感L_r会发生谐振。在此阶段，满足下列微分方程

$U_i=u_1+L_r\frac{{\mathrm{di}}_L}{\mathrm{dt}}---\left(1\right)$

$i_L=C_r\frac{{\mathrm{du}}_1}{\mathrm{dt}}---\left(2\right)$

微分方程的初始条件是：i_L＝I_o|t＝0，u₁＝U_i|t＝0

解方程组(1)和(2)得到i_L和u₁的变化规律为：

i_L＝I_ocos ωt                        (3)

u₁＝U_i+ωL_rI_osin ωt                (4)

其中谐振频率 $\mathrm{\&omega;}=\frac{1}{\sqrt{L_r{C}_r}}.$

谐振电感L_r中的电流i_L首先降低，谐振电容电压u₁上升。谐振1/4周期以后，t₃时刻u₁到达峰值开始下降，C_r释放能量，i_L反向增长。t₄时刻，u₁下降到U_i，辅助开关管两端电压u₂＝0。直到t₅时刻，u₁＝0，VD1导通，u₁被钳位至零，u₂被钳位至-U_i，谐振停止，为主开关管的零电压导通提供了条件。本阶段的等效电路图如图11(c)所示。

(4)t₅～t₆，电感电流线性上升阶段(零电压开通)

从t₅时刻起u₁＝0，VD1导通，谐振电感L_r中的电流i_L线性上升，直到t₆时刻i_L＝0，此时VD1截止。由于在此阶段，u₁一直被钳位至零，开通主开关管V1即可实现零电压开通。本阶段的等效电路图如图11(d)所示。

(5)t₆～t₇，换流阶段

从t₆时刻起，主开关管V1一直开通，谐振电感L_r中的电流从零开始上升，导致续流二极管VD中的电流线性下降。直到t₇时刻，VD中的电流降到零，自然关断，此时i_L＝I_o，u₂＝0。本阶段的等效电路图如图11(e)所示。

(6)t₇～t₈，恒流阶段

t₈时刻以后，续流二极管VD关断。电路进入Buck型导通状态，由于i_L＝I_o，u₂＝0，所以在此阶段开通辅助开关管VT1，就可以实现零电压开通。直到t₈时刻，主开关V1再次关断，电路进入下个周期。本阶段的等效电路图如图11(f)所示。

图12为一个周期内主开关管V1的高频APF电路的工作波形。高频APF电路的其它五个开关管的零电压开通和零电压关断原理与V1完全相同。

Claims (2)

1.一种双并联有源电力滤波装置的工作方法，所述双并联有源电力滤波装置包括电源、电压电流采样模块、串口通信模块、IGBT门极驱动电路、DSP、高频APF电路和低频APF电路；

电压电流采样模块采用电压互感器和电流互感器并联；

高频APF电路由软开关驱动，三相桥臂的六个主开关管V1～V6分别反并联二极管VD1～VD6以及谐振电容，三相桥臂的六个主开关管V1～V6分别串联谐振电感，同时在谐振电感上反并联辅助二极管和辅助开关管VT1～VT6，由直流电源供电，在每个开关管支路都并联续流二极管；

低频APF电路三相桥中的六个IGBT由IGBT驱动电路驱动，三相桥中的六个IGBT均反并联二极管，由直流电源供电；

电压电流采样模块输入端接入电网，输出端接至DSP管脚，DSP输出PWM波连接至IGBT门极驱动电路管脚，IGBT门极驱动电路输出分别接至高频APF电路和低频APF电路的IGBT，高频APF电路和低频APF电路接回电网，电源和串口通信模块均外接于DSP端口；

其特征在于：该工作方法的具体步骤如下：

步骤一：通过电压互感器和电流互感器检测线路的电压电流，采集谐波信号；

步骤二：采集的谐波信号发送至DSP，A/D转换成数字信号，经比较输出宽频脉冲调制信号，以PWM波形式输出；

具体地：设定阈值，然后计数从0开始进行比较，低于阈值输出低电平，高于阈值输出高电平；

步骤三：PWM脉冲调制信号输出至IGBT驱动电路，经IGBT调理后的信号分成两路，分别输出至高频APF电路和低频APF电路，向电网输出相位正好与电网谐波电流相反而大小相等的电流，两种谐波电流相互抵消；

步骤四：进入高频APF电路的PWM信号，实现IGBT的零电压开通和零电压关断，从而驱动IGBT，实现谐波补偿；进入低频APF电路的PWM信号驱动IGBT，实现无功功率补偿。

2.根据权利要求1所述的双并联有源电力滤波装置的工作方法，其特征在于：步骤四中所述的进入高频APF电路的PWM信号实现IGBT的零电压开通和零电压关断，主开关管V1的具体实现过程如下：

(1)t₀～t₁恒流充电阶段

上一个周期结束时，主开关管V1和辅助开关管VT1都处于开通状态，续流二极管截止，谐振电容C_r两端被短路，电压为零；谐振电感L_r电流为I₀，在t₀时刻关断主开关管V1，由于谐振电容C_r两端的电压不能突变，直流源对谐振电容C_r进行充电，其端电压u₁以t的速度线性上升，从而实现零电压关断，其中，C_r为谐振电容；直到t₁时刻，u₁达到直流电压U_i，续流二极管导通；

(2)t₁～t₂，续流阶段

当u₁达到直流电压U_i之后，主回路断开，输出电流由续流二极管续流，谐振电感L_r的电流为I₀，通过辅助开关管VT1续流，直到t₂时刻关断辅助开关管VT1；

(3)t₂～t₅，准谐振阶段

在t₂时刻关断辅助开关管VT1，则谐振电容C_r和谐振电感L_r会发生谐振，在此阶段，满足下列微分方程

$U_i=u_1+L_r\frac{{\mathrm{di}}_L}{\mathrm{dt}}---\left(1\right)$

$i_L=C_r\frac{{\mathrm{du}}_1}{\mathrm{dt}}---\left(2\right)$

微分方程的初始条件是：i_L＝I_o|t＝0，u₁＝U_i|t＝0

解方程组(1)和(2)得到i_L和u₁的变化规律为：

i_L＝I_ocosωt    (3)

u₁＝U_i+ωL_rI_osinωt    (4)

其中谐振频率L_r为谐振电感；

谐振电感L_r中的电流i_L首先降低，谐振电容C_r电压u₁上升，谐振1/4周期以后，t₃时刻u₁到达峰值开始下降，谐振电容C_r释放能量，i_L反向增长；t₄时刻，u₁下降到U_i，辅助开关管VT1两端电压u₂＝0；直到t₅时刻，u₁＝0，二极管VD1导通，u₁被钳位至零，u₂被钳位至-U_i，谐振停止，为主开关管V1的零电压导通提供了条件；

(4)t₅～t₆，电感电流线性上升阶段

从t₅时刻起u₁＝0，二极管VD1导通，谐振电感L_r中的电流i_L线性上升，直到t₆时刻i_L＝0，此时二极管VD1截止；在此阶段，u₁一直被钳位至零，开通主开关管V1实现零电压开通；

(5)t₆～t₇，换流阶段

从t₆时刻起，主开关管V1一直开通，谐振电感L_r中的电流从零开始上升，导致续流二极管中的电流线性下降；直到t₇时刻，续流二极管中的电流降到零，自然关断，此时i_L＝I_o，u₂＝0；

(6)t₇～t₈，恒流阶段

t₇时刻以后，续流二极管关断；电路进入Buck型导通状态，由于i_L＝I_o，u₂＝0，此阶段开通辅助开关管VT1，实现零电压开通；直到t₈时刻，主开关管V1再次关断，电路进入下个周期。