CN102478654A - 一种获得宽带调频步进混沌雷达信号的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种获得宽带调频步进混沌雷达信号的方法，首先，获得各个子脉冲的回波基带信号r_n(t)；然后，对应地，对各个子脉冲基带回波信号r_n(t)和各自的基带混沌序列进行匹配滤波或相关处理，得到子脉冲的频域信号U_n(f)；对子脉冲的频域信号U_n(f)进行频谱搬移后进行去重叠和相位补偿；其中，所述的频谱搬移的频移量和本振频率源的频率间隔Δf相等；对去重叠和相位补偿后的子脉冲信号进行相干叠加，获得合成大带宽信号，该合成宽带信号的带宽为B+(N-1)Δf。本发明为实现超大带宽的混沌雷达信号提供了新的技术途径。它是混沌信号和频率步进信号的结合，兼有两者的优点，本发明方法简单明了，易于实现，且对频率线性步进和非线性步进的情况都适用，对于实际系统有重要的现实意义。

Description

一种获得宽带调频步进混沌雷达信号的方法

技术领域

本发明涉及雷达抗干扰信号设计技术以及雷达信号处理技术领域，特别涉及一种获得宽带调频步进混沌雷达信号的方法。

背景技术

高分辨率雷达为获得距离上的高分辨率，通常采用(超)宽带信号。在宽带雷达信号中，步进频率连续波信号(Stepped Frequency Continuous Waveforms，SFCW)和步进频率线性调频脉冲信号(Stepped Frequency Chirp Signal，SFCS)的提出(Wehner D.R.High-resolution radar.2nd edition，Norwood，MA：Artech House，1995，Chapter 5.Nadav L.“Stepped-fequency pulse-train radar signal”.IEE Proc-Radar Sonar Navigation，2002，149(6)：198-309.Maron D.E.“Non-periodic frequency-jumped burst waveforms”.Proceedings of the IEE International Radar Conference，London，Oct.1987，484-488.Maron D.E.“Frequency-jumped burst waveforms with stretch processing”.IEEE RadarConference，Piscataway：IEEE Press，1990，274-279.)，为实现超大带宽的雷达信号提供了新的技术途径。从技术角度看，SFCW最为简单，因为它只需要步进地改变发射信号的中心频率和接收机的本振频率。但是当频率步进值Δf与脉冲宽度T_p的乘积大于1时，SFCW信号将导致栅瓣的产生，给应用带来极大的限制。SFCS则可以通过选择单个Chirp信号的带宽B和Δf频率步进值的大小来有效抑制栅瓣的产生。

混沌信号雷达，由于发射信号的随机性，因而具有十分优良的低截获概率、抗干扰特性和优良的电磁兼容性，从而提高雷达在复杂环境下的生存能力；同时其模糊函数是理想“图钉形”的，使得它具有无模糊测距、测速和良好的距离、速度分辨率。

混沌信号(超)宽带高分辨率成像雷达，很好地把(超)宽带技术和混沌信号雷达技术结合在一起，因而它既具有常规(超)宽带成像雷达的高分辨率的优点，又具有混沌信号雷达优良的低截获概率、抗干扰特性和优良的电磁兼容特性，近年来得到长足发展。

直接产生(超)宽带混沌信号对硬件实现和使用环境的要求较高，在目前可以查阅的相关的文献中(K.A.Lukin，A.A.Mogyla etc.“Ka-band bistatic ground-basednoise waveform SAR for short-range applications”，IET Radar Sonar Navig，2008，Vol.2，No.4，pp.233-243；D.Tarchi，K.Lukin，etc.“SAR Imaging with Noise Radar”，IEEETransactions on Aerospace and Electronic Systems vol.46，no.3July 2010，pp.1214-1225)，基本都采用直接方法产生(超)宽带混沌信号，但是，由于信号带宽的增加会给接收机的检波带来很大的压力，此时需要更高速的A/D转换器以及更高速的数据存储，在目前公开报导的工作中，混沌信号的带宽都不是很高，这极大地限制了雷达的成像分辨率。

发明内容

本发明的目的在于，为了解决上述问题，在不增加雷达系统硬件的A/D采集速率的情况下，实现了(超)宽带混沌雷达信号的产生、发射、接收和信号处理。

为达到上述目的，本发明提出一种获得宽带调频步进混沌雷达信号的方法，该方法基于频率步进信号模型产生宽带混沌雷达信号，该方法的具体步骤包括：

步骤1)：采用改进型Logistic-Map混沌映射产生初始混沌序列，所述的初始混沌序列的数学模型表示如下：

x_i+1＝f(x_i)＝1-2·(x_i)²   x_i∈(-1，1)            (1)

对初始混沌序列进行截取得到子脉冲混沌序列，每个子脉冲混沌序列的长度为M，子脉冲的个数为N；对每个子脉冲混沌序列进行带通滤波处理，获得带宽为B的中频混沌序列；再利用希尔伯特变换，获得I/Q两路中频混沌序列，对I/Q两路中频混沌序列进行下变频处理，获得式(2)I/Q两路基带混沌序列u_n(t)：

u_n(t)＝I(t)+jQ(t)  n＝1，2，...，N，0≤t≤T_p (2)

式中，n为子脉冲编号，T_p为子脉冲宽度；

步骤2)：将所述的步骤1)获得的I/Q两路基带混沌序列u_n(t)进行I/Q调制和发射机上变频器的一级上变频，然后再经过发射机上变频器的二级上变频将一级上变频后的信号调制至雷达射频工作频率后信号为T_n(t)，发射信号T_n(t)；

T_n(t)＝u_n(t)·exp{j2π[f₀+(n-1)Δf]t}             (3)

式中，[(n-1)·(T_p+T_g)]≤t≤[(n-1)·(T_p+T_g)+T_p]，f₀为第1个子脉冲的载频，Δf为本振频率源的频率步进值，T_p和T_g分别为子脉冲宽度和子脉冲之间的间隔；

发射信号T_n(t)经传输后，到达接收机的信号为R_n(t)；信号R_n(t)是不同目标对信号T_n(t)的不同幅度调制和不同延时的信号之和；

$R_n\left(t\right)=\underset{k}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_k\·T_n(t-{2r}_k/c)$ (4)

$=\underset{k}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_k\·u_n(t-{2r}_k/c)\·\exp \left\{j2\mathrm{\π}\right[f_0+(n-1)\mathrm{\Δf}\left](t-{2r}_k/c)\right\}$

式中，[(n-1)·(T_p+T_g)]≤t-2r_k/c≤[(n-1)·(T_p+T_g)+T_p]，σ_k和r_k为第k个目标的反射系数和与雷达之间的距离，K是目标个数，n为子脉冲回波基带信号的编号；

步骤3)：接收机下变频器对接收到的回波信号R_n(t)进行一级下变频处理，接收机下变频器的一级下变频的本振频率与发射机上变频器的二级上变频的本振频率相同，本振信号均为频率步进信号；本振频率的频率间隔Δf小于中频混沌序列的带宽B；然后，再经接收机下变频器的二级下变频处理和I/Q解调后，获得各个子脉冲的回波基带信号r_n(t)；

$r_n\left(t\right)=\underset{k}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_k\·u_n(t-{2r}_k/c)\·\exp \left\{j2\mathrm{\π}\right[(-{2r}_k/c)f_0+(n-1)\mathrm{\Δf}(t-{2r}_k.c)\left]\right\}---\left(5\right)$

式中，[(n-1)·(T_p+T_g)]≤t-2r_k/c≤[(n-1)·(T_p+T_g)+T_p]，σ_k和r_k为第k个目标的反射系数和与雷达之间的距离，K是目标个数，n为子脉冲回波基带信号的编号；

步骤4)：对应地，对各个子脉冲基带回波信号r_n(t)和各自的基带混沌序列进行匹配滤波或相关处理，得到子脉冲的频域信号U_n(f)；

步骤5)：对子脉冲的频域信号U_n(f)进行频谱搬移后进行去重叠和相位补偿；其中，所述的频谱搬移的频移量和本振频率源的频率间隔Δf相等；

步骤6)：对去重叠和相位补偿后的子脉冲信号进行相干叠加，获得合成大带宽信号，该合成宽带信号的带宽为B+(N-1)Δf。

所述的步骤5)中的去重叠采用对上一个子脉冲和下一个子脉冲各取一半的方法。

所述的步骤5)中的相位补偿步骤包括：首先，求出相邻两个子脉冲连接处的相位差；然后，将这个相位差补偿在下一个子脉冲上。

所述的步骤6)还包括：对合成的宽带信号进行“加窗”处理。

所述的“加窗”处理采用汉宁(Hanning)窗处理。

本发明的优点在于，本发明提出了一种获得宽带调频步进混沌雷达信号的方法，为实现超大带宽的混沌雷达信号提供了新的技术途径。它是混沌信号和频率步进信号的结合，兼有两者的优点，既保留了频率步进信号低采样率以及窄带处理的优点，又具备混沌信号低截获概率、抗干扰和优良的电磁兼容的特性，本发明方法简单明了，易于实现，且对频率线性步进和非线性步进的情况都适用，对于实际系统有重要的现实意义。

附图说明

图1为本发明提出的一种获得宽带调频步进混沌雷达信号的方法流程图；

图2为宽带调频步进混沌雷达信号的频率-时间关系示意图；

图3为改进型Logistic-Map混沌映射产生的初始混沌序列；

图4为改进型Logistic-Map混沌映射产生的初始混沌序列功率谱图；

图5为发射基带信号u_n(t)的模值图；

图6为发射基带信号u_n(t)的频谱图；

图7为回波基带信号r_n(t)的模值图；

图8为回波基带信号r_n(t)的频谱图；

图9为本发明提出的一种获得宽带调频步进混沌雷达信号的方法的仿真结果图；

图10为本发明提出的一种获得宽带调频步进混沌雷达信号的方法的仿真结果局部之一；

图11为本发明提出的一种获得宽带调频步进混沌雷达信号的方法的仿真结果局部之二。

具体实施方式

为了更好的理解本发明的技术方案，以下结合附图对本发明的实施方式作进一步的描述。

图1为本发明提出的一种获得宽带调频步进混沌雷达信号的方法流程图。该方法具体步骤包括：

步骤1)：采用改进型Logistic-Map混沌映射产生初始混沌序列，图3为改进型Logistic-Map混沌映射产生的初始混沌序列图；图4为改进型Logistic-Map混沌映射产生的初始混沌序列功率谱图；如图3和图4所示，初始混沌序列均值＝0.00029165、方差＝0.49988。其数学模型下式(1)表示：

x_i+1＝f(x_i)＝1-2·(x_i)²  x_i∈(-1，1)        (1)

定义子脉冲序列的长度M，在初始混沌序列中截取子脉冲序列，对各子脉冲序列进行带通滤波，获得带宽为B的新混沌序列，利用希尔伯特变换，获得I/Q两路混沌序列，对I/Q两路序列进行下变频，获得式(2)I/Q基带混沌序列u_n(t)并记录保存；图5为发射基带信号u_n(t)的模值图；图6为发射基带信号u_n(t)的频谱图；

u_n(t)＝I(t)+jQ(t)  n＝1，2，...，N，0≤t≤T_p            (2)

其中，n为子脉冲编号，T_p为子脉冲宽度；

步骤2)：将所述的步骤1)获得的I/Q两路基带混沌序列u_n(t)进行I/Q调制和发射机上变频器的一级上变频，然后再经过发射机上变频器的二级上变频将一级上变频后的信号调制至雷达射频工作频率后信号为T_n(t)，发射信号T_n(t)；

T_n(t)＝u_n(t)·exp{j2π[f₀+(n-1)Δf]t}          (3)

式中，[(n-1)·(T_p+T_g)]≤t≤[(n-1)·(T_p+T_g)+T_p]，f₀为第1个子脉冲的载频，Δf为本振频率源的频率步进值，T_p和T_g分别为子脉冲宽度和子脉冲之间的间隔；

发射信号T_n(t)经天线传输后，到达接收机的信号为R_n(t)；信号R_n(t)是不同目标对信号T_n(t)的不同幅度调制和不同延时的信号之和；

$R_n\left(t\right)=\underset{k}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_k\·T_n(t-{2r}_k/c)$ (4)

$=\underset{k}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_k\·u_n(t-{2r}_k/c)\·\exp \left\{j2\mathrm{\π}\right[f_0+(n-1)\mathrm{\Δf}\left](t-{2r}_k\text{/c})\right\}$

式中，[(n-1)·(T_p+T_g)]≤t-2r_k/c≤[(n-1)·(T_p+T_g)+T_p]，σ_k和r_k为第k个目标的反射系数和与雷达之间的距离，K是目标个数，n为子脉冲回波基带信号的编号；

步骤3)：接收机下变频器对接收到的回波信号R_n(t)进行一级下变频处理，接收机下变频器的一级下变频的本振频率与发射机上变频器的二级上变频的本振频率相同，本振信号均为频率步进信号；本振频率的频率间隔Δf小于中频混沌序列的带宽B；然后，再经接收机下变频器的二级下变频处理和I/Q解调后，获得各个子脉冲的回波基带信号r_n(t)；图7为回波基带信号r_n(t)的模值图；图8为回波基带信号r_n(t)的频谱图；

$r_n\left(t\right)=\underset{k}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_k\·u_n(t-{2r}_k/c)\·\exp \left\{j2\mathrm{\π}\right[(-2r_k/c)f_0+(n-1)\mathrm{\Δf}(t-{2r}_k/c)\left]\right\}---\left(5\right)$

式中，[(n-1)·(T_p+T_g)]≤t-2r_k/c≤[(n-1)·(T_p+T_g)+T_p]，σ_k和r_k为第k个目标的反射系数和与雷达之间的距离，K是目标个数，n为子脉冲回波基带信号的编号；

步骤4)：对各个子脉冲基带回波信号进行匹配滤波或相关处理，得到子脉冲的频域信号U_n(f)；若对各子脉冲的频域信号U_n(f)进行逆傅立叶变换，就完成了单脉冲的成像处理，可得到低分辨率像，要得到高分辨率像，需要对子脉冲进行相干合成处理。

步骤5)：首先对U_n(f)进行频谱搬移，搬移量为(n-1)Δf，由于频率间隔Δf小于基带混沌序列的带宽B，频移后的相邻子脉冲会有部分频谱重叠，每段重叠部分为B-Δf，其中，频移量和本振频率源的频率间隔Δf相等；

步骤6)：对频谱搬移后的子脉冲信号进行去重叠和相位补偿；对重叠部分可以有以下多种处理方式：(1)取平均；(2)只保留一边的波形，舍弃另一边；(3)在左右两个子脉冲中各取一半。其中，在左右两个子脉冲中各取一半的处理方式最佳；为保证相邻子脉冲的连接处的相位的连续性，需要进行相位补偿。先求出相邻子脉冲连接处的相位差，然后补偿在下一个子脉冲上。

步骤7)：对去重叠和相位补偿后的子脉冲信号进行相干叠加得到相干合成信号，获得合成大带宽信号，合成大带宽信号带宽为B+(N-1)Δf；并且可以对合成信号整体加窗以降低旁瓣，然后进行逆傅立叶变换，得到高分辨率成像。

图2为宽带调频步进混沌雷达信号的频率-时间关系示意图。可以得出，宽带调频步进混沌雷达信号的带宽为B+(N-1)Δf。

图9为本发明提出的一种获得宽带调频步进混沌雷达信号的方法的仿真结果图；图10为本发明提出的一种获得宽带调频步进混沌雷达信号的方法的仿真结果局部图一；图11为本发明提出的一种获得宽带调频步进混沌雷达信号的方法的仿真结果局部图二。所用的系统参数为：f₀＝10GHz，B＝105MHz，Δf＝100MHz，T_p＝6.83μs，T_g＝2μs，N＝20。系统的总带宽B+(N-1)Δf＝2010MHz，理论分辨率约为0.075m，单脉冲的理论分辨率为1.5m。仿真中，目标1到雷达的距离为509.90m，目标2到雷达的距离为510m，目标3到雷达的距离为519.75m，目标4到雷达的距离为520m；反射系数均一样。

从图9、图10和图11中可以看出，目标1和目标2相距0.1m，目标3和目标4相距0.25m，在采用单脉冲成像相关处理和单脉冲匹配滤波时，两对目标是完全不能分辨的，因为单脉冲相关处理和单脉冲匹配滤波的理论分辨率为1.5m，远远大于0.1m和0.25m；而采用本发明的宽带调频步进混沌雷达信号的方法，无论是加窗匹配滤波合成或不加窗匹配滤波合成，还是加窗相关处理合成或不加窗相关处理合成，目标1、目标2和目标3、目标4都可以清楚的分辨，因为不管加窗还是不加窗，匹配滤波合成和相关处理合成的理论分辨率约为0.075m，小于0.1m和0.25m；同时，从图10和图11可看出，相距更近的目标的分辨效果比相距较远的目标的效果要差。

从图9、图10和图11中还可以看出，本发明对目标反射系数的估计是十分准确的，在仿真中，四个目标的反射系数一样，不管加窗还是不加窗，从匹配滤波合成和相关处理合成的结果可以看到，本发明估计的反射系数也是一样，可以说，本发明提出的方法不仅能准确估计目标的位置，同时能准确估计目标的反射系数。

从图9、图10和图11中可以看出，单脉冲相关处理和单脉冲匹配滤波的成像效果相当，匹配滤波合成和相关处理合成的成像效果相当，加窗匹配滤波合成和加窗相关处理合成的成像效果相当，这是因为相关处理和匹配滤波在理论上是等价的，在实践中，可以根据硬件系统的不同，选用其中一种方法。

从图9、图10和图11中可以看出，匹配滤波合成和加窗匹配滤波合成的成像效果差别很大，相关处理合成和加窗相关处理合成的成像效果差别也很大，这是因为采用加窗处理，可以有效降低旁瓣电平，但同时会使主瓣展宽，在实践中，可以根据不同需求，选择不同的窗函数，本发明采用汉宁(Hanning)窗处理。

本发明的宽带调频步进混沌雷达信号的设计及实现方法在没有增加雷达系统的A/D采集速率的情况下，实现了(超)宽带混沌雷达信号的产生、发射和接收，使得成像分辨率大大提高。理论上，本发明所提出的方法可以实现任意带宽的混沌雷达信号，且对频率线性步进和非线性步进的情况都适用，对于实际系统有重要的现实意义。

最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制。尽管参照实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，都不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (5)

1.一种获得宽带调频步进混沌雷达信号的方法，该方法基于频率步进信号模型产生宽带混沌雷达信号，该方法的具体步骤包括：

步骤1)：采用改进型Logistic-Map混沌映射产生初始混沌序列，所述的初始混沌序列的数学模型表示如下：

x_i+1＝f(x_i)＝1-2·(x_i)²      x_i∈(-1，1)         (1)

对初始混沌序列进行截取得到子脉冲混沌序列，每个子脉冲混沌序列的长度为M，子脉冲的个数为N；对每个子脉冲混沌序列进行带通滤波处理，获得带宽为B的中频混沌序列；再利用希尔伯特变换，获得I/Q两路中频混沌序列，对I/Q两路中频混沌序列进行下变频处理，获得式(2)I/Q两路基带混沌序列u_n(t)：

u_n(t)＝I(t)+jQ(t)  n＝1，2，...，N，0≤t≤T_p      (2)

式中，n为子脉冲编号，T_p为子脉冲宽度；

步骤2)：将所述的步骤1)获得的I/Q两路基带混沌序列u_n(t)进行I/Q调制和发射机上变频器的一级上变频，然后再经过发射机上变频器的二级上变频将一级上变频后的信号调制至雷达射频工作频率后信号为T_n(t)，发射信号T_n(t)；

T_n(t)＝u_n(t)·exp{j2π[f₀+(n-1)Δf]t}             (3)

式中，[(n-1)·(T_p+T_g)]≤t≤[(n-1)·(T_p+T_g)+T_p]，f₀为第1个子脉冲的载频，Δf为本振频率源的频率步进值，T_p和T_g分别为子脉冲宽度和子脉冲之间的间隔；

发射信号T_n(t)经传输后，到达接收机的信号为R_n(t)；信号R_n(t)是不同目标对信号T_n(t)的不同幅度调制和不同延时的信号之和；

$R_n\left(t\right)=\underset{k}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_k\·T_n(t-{2r}_k/c)$ (4)

$=\underset{k}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_k\·u_k(t-2r_k/c)\·\exp \left\{j2\mathrm{\π}\right[f_0+(n-1)\mathrm{\Δf}\left](t-2r_k/c)\right\}$

式中，[(n-1)·(T_p+T_g)]≤t-2r_k/c≤[(n-1)·(T_p+T_g)+T_p]，σ_k和r_k为第k个目标的反射系数和与雷达之间的距离，K是目标个数，n为子脉冲回波基带信号的编号；

步骤3)：接收机下变频器对接收到的回波信号R_n(t)进行一级下变频处理，接收机下变频器的一级下变频的本振频率与发射机上变频器的二级上变频的本振频率相同，本振信号均为频率步进信号；本振频率的频率间隔Δf小于中频混沌序列的带宽B；然后，再经接收机下变频器的二级下变频处理和I/Q解调后，获得各个子脉冲的回波基带信号r_n(t)；

$r_n\left(t\right)=\underset{k}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_k\·u_n(t-2r_k/c)\·\exp \left\{j2\mathrm{\π}\right[(-2r_k/c)f_0+(n-1)\mathrm{\Δf}(t-2r_k/c)\left]\right\}---\left(5\right)$

式中，[(n-1)·(T_p+T_g)]≤t-2r_k/c≤[(n-1)·(T_p+T_g)+T_p]，σ_k和r_k为第k个目标的反射系数和与雷达之间的距离，K是目标个数，n为子脉冲回波基带信号的编号；

步骤4)：对应地，对各个子脉冲基带回波信号r_n(t)和各自的基带混沌序列进行匹配滤波或相关处理，得到子脉冲的频域信号U_n(f)；

步骤5)：对子脉冲的频域信号U_n(f)进行频谱搬移后进行去重叠和相位补偿；其中，所述的频谱搬移的频移量和本振频率源的频率间隔Δf相等；

步骤6)：对去重叠和相位补偿后的子脉冲信号进行相干叠加，获得合成大带宽信号，该合成宽带信号的带宽为B+(N-1)Δf。

2.根据权利要求1所述的获得宽带调频步进混沌雷达信号的方法，其特征在于，所述的步骤5)中的去重叠采用对上一个子脉冲和下一个子脉冲各取一半的方法。

3.根据权利要求1所述的获得宽带调频步进混沌雷达信号的方法，其特征在于，所述的步骤5)中的相位补偿步骤包括：首先，求出相邻两个子脉冲连接处的相位差；然后，将这个相位差补偿在下一个子脉冲上。

4.根据权利要求1所述的获得宽带调频步进混沌雷达信号的方法，其特征在于，所述的步骤6)还包括：对合成的宽带信号进行“加窗”处理。

5.根据权利要求4所述的获得宽带调频步进混沌雷达信号的方法，其特征在于，所述的“加窗”处理采用汉宁(Hanning)窗处理。

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