CN102449972A - 用于处理极化调制传输链内的数字复调制信号的方法及装置 - Google Patents

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Abstract

一种用于处理极化调制传输链内的数字复调制信号的方法及装置。处理数字复调制信号的方法包括：对所述数字复调制信号(DCMS)进行预处理以获得预处理后的数字复调制信号(PPRS)，以及进行所述预处理后的信号的笛卡尔坐标到极坐标的转换，所述预处理(11)包括分析所述数字复调制信号的轨迹，且如果所述轨迹穿过环绕复平面的原点(O)的区域(RAO)，则修改(112)所述数字复调制信号，使得所述预处理后的信号具有避开所述区域的修改的轨迹。

Description

用于处理极化调制传输链内的数字复调制信号的方法及装置
技术领域
本发明涉及数字信号处理，且更具体地涉及极化调制传输链内的数字复调制信号的处理。
本发明的具体但非限制性的应用是针对无线通信领域，特别是UMTS和3G标准。
背景技术
蜂窝系统和所有无线电通信系统的新发展越来越需要高性能以及多模设备。因此，在发送侧，基于极化调制的新架构被提出作为熟知的直接I和Q上混频器传输链的替选。
这样的基于极化调制的传输架构的优点是具有实现不带传输无源滤波器的多频带RF子系统的高性能、在VCO再调制现象之前的鲁棒性，该现象通常限制相邻信道内传输功率的性能。另一优点是大信号极化(LSP)电路，通过该大信号极化电路，振幅和相位的重组发生在功率放大器(PA)内部；因此，功率效率被最大化，这对移动电话上通常需要大输出功率的2G和2.5G系统是有用的。为利用极化调制连同严格的定时和高动态输出功率控制的限制，在小信号极化(SSP)中更多地考虑用于3G/HSxPA的极化调制。在多频带蜂窝收发器的优选实施中，对于GSM的2G/2.5G模式，IC能够以SSP模式工作，而对于3G/HSxUPA，IC能够以LSP模式工作。
在基带部分(BB)内需要某些数字处理，用于产生振幅和频率输入信号。此信号产生考虑标准规范的要求、收发器基准的性能、用于合理实施的电流限制和面积限制。它还需要兼容RF发射器的能力：VCO上的频率调制(FM)和输出缓冲器上的振幅调制。
发明人发现极化架构具有较大的缺点，尤其是在UMTS标准中使用的QPSK(同样地，或HPSK)调制的情况下。如果复轨迹信号穿过或至少接近复平面的原点，则相位信号非常快速地改变。此效应导致极大的PM(相位调制)信号带宽，由于有限的采样频率以及有限的FM范围，该PM信号带宽不能够由后续阶段适当地处理。这便导致重组信号的频谱加宽(例如，天线信号的频谱加宽)。如果TX信号的尾频谱落入RX频带，则发生不想要的RX信号的减敏(注意：在UMTS标准中空气信号(air signal)被同时发送以及接收)。
发明内容
根据实施方式，插入在I/Q信号域中直接运行的数字预处理块，以便减少频谱加宽效应以及降低对极大的FM信号范围的需求(导致高的或甚至不可能的数模转换的电路需求)。此预处理块的任务是使在原点附近穿过的轨迹弯曲，使得复平面内的开孔出现。
为使此信号变型在EVM(误差矢量幅度)和频谱方面不显著降低信号，优选地，附加的滤波阶段被用于削弱因此产生的频带外频谱再生。
根据另一实施方式，提出修改调制信号的初始轨迹，以便限制最大FM偏差以及幅度动态范围，并保持可接受的EVM，以及相邻信道上的频谱，以符合标准。
根据一方面，提出一种处理数字复调制信号的方法，所述方法包括：对所述数字复调制信号进行预处理以获得预处理后的数字复调制信号，以及进行所述预处理后的信号的笛卡尔坐标到极坐标的转换，所述预处理包括：分析所述数字复调制信号的轨迹，且如果所述轨迹穿过环绕复平面的原点的区域，则修改所述数字复调制信号，使得所述预处理后的信号具有避开所述区域的修改的轨迹。
尽管存在避开所述区域的许多可能性，在具体有效的实施方式中，修改所述数字复调制信号包括：加工复校正信号以及将所述复校正信号与所述数字复调制信号相加，使得所述轨迹的包括所述轨迹的最近点的部分在基本正交于所述轨迹的方向上被推离所述原点，由此获得修改的数字复信号。
根据实施方式，加工所述复校正信号包括：根据所述区域的尺寸以及所述最近点相对于所述原点的位置，在所述最近点估计所述复校正信号的振幅和相位，且所述相加的步骤包括：在所述最近点或在所述最近点附近，将所述复校正信号与所述数字复调制信号相加。
一些变型可能用于加工所述复校正信号。
根据第一变型，在所述最近点估计所述复校正信号的振幅和相位包括：确定具有所述复调制信号的最小振幅的样本，从分别在所述具有最小振幅的样本之前和之后的两个样本之间的加权插值估计初始复校正矢量，确定最终复校正矢量，所述最终复校正矢量平行于所述初始复校正矢量且其幅度取决于所述区域的尺寸以及所述初始复校正矢量的幅度，所述最终复校正矢量是所述复校正信号，且所述相加的步骤包括将所述最终复校正矢量与所述具有最小振幅的样本相加。
换句话说，此变型是基于采样点的简单插值，用于在笛卡尔坐标轴上找到幅度的最小值，然后限定与信号相加的矢量，优选地与充分的滤波相关。优点是避免在检测最小值之前进行高速率的上采样的繁重计算，因为此检测可以以中等的采样速率进行。
根据另一变型，所述数字复调制信号以第一频率被采样，且在所述最近点估计所述复校正信号的振幅和相位包括：上采样所述数字复调制信号到第二频率以及对所述数字复调制信号进行插值，根据所述上采样和插值后的复信号估计所述最近点，加工校正复脉冲，所述校正复脉冲以所述第二频率被采样，且其取向和幅度取决于所述区域的尺寸以及所述最近点相对于所述原点的位置，且所述相加的步骤包括：以所述第一频率输出所述校正脉冲的所选择的样本，以及将所述所选择的样本与所述数字复调制信号的样本相加。
这样的预处理的一个优点是降低对后续块的需求，尤其是在PM/FM路径中。采样速率和信号带宽能够被减小，而不会降低频谱，即后续块较少地影响频谱加宽。尽管由于如前所述的轨迹环绕复平面的原点弯曲，此预处理导致自身一定的频谱加宽，但之后可能在I/Q域中应用滤波。
因此，能够大大降低之前产生的不期望的频谱加宽，甚至不破坏复平面内的开孔。
根据另一方面，提出一种装置，具有：
输入部件，所述输入装置被配置用于接收数字复调制信号；
输出部件，所述输出部件被配置成将预处理后的信号传送到笛卡尔坐标到极坐标装换部件；和
预处理部件，所述预处理部件连接在所述输入部件和所述输出部件之间，且包括分析部件、可控修改部件和控制部件，所述分析部件用于分析所述数字复调制信号在复平面内的轨迹，所述可控修改部件被配置用于修改所述数字复调制信号，使得所述预处理后的信号具有避开环绕所述复平面的原点的区域的修改的轨迹，所述控制部件被配置用于如果所述轨迹穿过所述区域，则激活所述修改部件。
根据实施方式，所述修改部件被配置用于加工复校正信号以及将所述复校正信号与所述数字复调制信号相加，使得所述轨迹的包括所述轨迹的最近点的部分在基本正交于所述轨迹的方向上被推离所述原点。
根据实施方式，所述修改部件包括估计部件和求和部件，所述估计部件被配置用于根据所述区域的尺寸和所述最近点相对于所述原点的位置，在所述最近点估计所述复校正信号的振幅和相位；所述求和部件被配置用于在所述最近点或所述最近点附近将所述复校正信号与所述数字复调制信号相加。
根据第一变型，所述估计部件包括：
第一确定部件，所述第一确定部件被配置用于确定所述复调制信号的具有最小振幅的样本；
第二确定部件，所述第二确定部件被配置用于从分别在所述具有最小振幅的样本之前和之后的两个样本之间的加权插值估计初始复校正矢量；
第三确定部件，所述第三确定部件被配置用于确定最终复校正矢量，所述最终复校正矢量平行于所述初始复校正矢量且其幅度取决于所述区域的尺寸以及所述初始复校正矢量的幅度，所述最终复校正矢量是所述复校正信号；且
所述求和部件被配置用于将所述最终复校正矢量与所述具有最小振幅的样本相加。
根据另一变型，所述数字复调制信号以第一频率被采样，且所述估计部件包括：
第一子处理部件，所述第一子处理部件被配置用于上采样所述数字复调制信号到第二频率以及对所述数字复调制信号进行插值；
第二子处理部件，所述第二子处理部件被配置用于根据所述上采样和插值后的复信号估计所述最近点；
第三子处理部件，所述第三子处理部件被配置用于加工校正复脉冲，所述校正复脉冲以所述第二频率被采样，且其取向和幅度取决于所述区域的尺寸以及所述最近点相对于所述原点的位置；且
所述求和部件包括延时部件、输出部件和相加部件，所述延时部件被配置用于将所述数字复调制信号延时，所述输出部件被配置用于以所述第一频率输出所述校正脉冲的所选择的样本，所述相加部件连接到所述输出部件以及连接到所述延时部件。
在这两种变型中，所有这些部件可以通过处理器内的软件模块和/或包括例如加法器、乘法器、查找表、逻辑门等的具体电路实现。
优选地，所述预处理部件还可以包括滤波部件，所述滤波部件连接到所述修改部件的输出端。
如上限定的装置可以嵌入在集成电路中。
根据另一方面，提出一种极化调制传输链，包括：调制部件、笛卡尔坐标到极坐标转换部件和如上限定的装置，所述调制部件被配置用于传送数字复调制信号，所述装置连接在所述调制部件和所述笛卡尔坐标到极坐标转换部件之间。
根据另一方面，还提出一种通信设备，例如无线通信设备，包括如上限定的极化调制传输链。
附图说明
通过细阅非限制性的实施方式以及附图的详细描述，本发明的其它优点和特征将变得明显，附图中：
-图1至图6图示出根据本发明的方法的具体实施方式的流程图；
-图7至图13图示出根据本发明的装置的具体实施方式；
-图14至图17示出采用根据现有技术的发射器以及采用根据本发明的发射器的具体实施方式获得的结果的一些示例。
具体实施方式
现在参照图1，I/Q调制10提供数字复调制信号DCMS。优选地，至少在蜂窝3G信号中，调制信号DCMS是已被例如UMTS应用中熟知的RRC滤波器滤波的信号。所述数字复调制信号DCMS被预处理(步骤11)，用于提供预处理后的信号PPRS。然后将传统的笛卡尔坐标到极坐标的转换12应用于预处理后的信号PPRS。
更具体地如图2所示，预处理步骤11包括在由I轴和Q轴限定的复平面CPXP内数字复调制信号DCMS的轨迹TRJ(例如，图8)的分析110。
并且，此分析包括对信号DCMS的轨迹TRJ是否穿过环绕复平面CPXP的原点O的区域RAO的分析111，因此导致相位的快速变化，该相位的快速变化理论上引起FM信号的很高的峰值。
如果轨迹没有穿过区域RAO，则不对信号DCMS进行修改(步骤113)。
否则，修改数字复调制信号DCMS(步骤112)，使得所述预处理后的信号PPRS具有修改后的轨迹MTRJ，该修改后的轨迹MTRJ避开所述区域RAO，例如图8所示。
如图3所示，修改112所述数字复调制信号DCMS包括加工(elaborating)1120复校正信号CCS和将所述复校正信号CCS与所述数字复调制信号DCMS相加，使得包括所述轨迹的相对于原点O的最近点的一部分所述轨迹在基本正交于轨迹TRJ的方向上被推离所述原点O，由此获得修改后的数字复信号MDCS。
用于加工所述复校正信号CCS的方案可以包括根据区域RAO的尺寸以及最近点相对于所述原点O的位置，估计复校正信号在所述最近点的振幅和相位。然后，在所述最近点(如果所述最近点实际上对应于信号的样本)将所述复校正信号CCS与所述数字复调制信号DCMS相加，或否则，在所述最近点附近将所述复校正信号CCS与所述数字复调制信号DCMS相加。
图4中更具体地示出加工复校正信号CCS以及对此信号CCS与信号DCMS求和的第一变型。
在第一步骤(步骤#1)中，检测具有最小振幅的样本(步骤1100)。
更精确地，自样本的幅度(振幅)Ai中检测各最小值。当两个条件同时被验证时，最小值有效：
i)振幅小于限定的阈值ATH；
ii)下一样本的振幅An+1大于当前样本的振幅An。
事实上，阈值ATH对应于轨迹必须避开的区域RAO的尺寸。
图10中示出搜索最小值的示例。当检测幅度的最小值时，第一检验(振幅小于阈值)在时间tn-3有效，而第二检验(下一样本的振幅较大)在时间tn有效。因此，在此示例中，样本Sn是具有最小振幅An的样本。
在第二步骤(步骤#2)中，计算轨迹上的最小幅度点，以便将该轨迹上的最小幅度点推离复平面的原点O。
例如，当两个样本之间的直线非常接近原点时，轨迹的此最小值(最近点)可能完全不同于输入端信号的任何样本。然后，输入数据的最小振幅的选择应不是好的选择，且迫使其幅度到阈值ATH应增加大概平行于轨迹TRJ的矢量，且避开原点可能更低效。
因此，在输入样本之间进行加权插值(步骤11201，图4)。
以传统方式进行的此操作在计算方面(采用零插入的上采样，且滤波)非常昂贵，导致每个时间步骤上许多乘法和求和操作。
于是该方案将在如下的一次计算中估计最小矢量：
自先前找到的最小振幅点Sn，获取之前的样本Sn-1和之后的Sn+1，并计算分别由Sn+1和Sn-1的幅度加权的总和。
于是在最小值处的轨迹矢量的等式EQ1为：
VAmin＝(Sn-1*mag(Sn+1)+Sn+1*mag(Sn-1))/(mag(Sn-1)+mag(Sn+1))(EQ1)
可以通过以下公式获得第二可选估计：
VAmin＝(Sn-1*(|In+1|+|Qn+1|)+Sn+1*(|In-1|+|Qn-1|))/(|In+1|+|In-1|+|Qn-1|+|Qn+1|)
第三步骤11202(步骤#3)将限定待增加到轨迹上的矢量Vadd，用于将该轨迹推离原点。当找到最小振幅矢量(VAmin)时，其在中心区域内垂直于轨迹，则平行于VAmin的具有幅度(Ath-AAmin)的矢量将被增加到步骤#1中检测到的最小点上。Ath是阈值，AAmin是VAmin的幅度。此矢量的等式以极坐标表示：
Vadd＝((Ath-AAmin)/AAmin)*AAmin*exp(j*ΦAmin)
其中，AAmin*exp(j*ΦAmin)是VAmin的极坐标表达，Ath是阈值的幅度。
这能够以等式EQ2表达为：
Vadd＝K*VAmin，且K＝((Ath/AAmin)-1)(EQ2)
换句话说，最小矢量乘以K以获得待增加的矢量Vadd。
在此示例中，矢量Vadd是待与信号DCMS(通过与在从Sn到相加步骤11210的路径上发生的处理时延对应的时延来延时)相加(步骤11210)的复校正信号CCS，用于获得修改后的信号MDCS(步骤11210)。
更具体地如图6所示，最终，预处理的最后一步(步骤#4)优选是滤波步骤114。在本变型中，此最后一步114例如是通过零插入的上采样以及相关滤波；由于此最后一步在调制信号的产生中已经应用，且不会被振幅和相位的寄生响应的相加干扰，因此其截止频率大于通信标准要求的传输信道滤波的截止频率；总之随着此第二上采样发生，相对于调制器滤波，该截止能够增加。即使此滤波在调制带宽中没有任何作用，由于将零避开矢量与检测到的最小值样本相加，它减小了相邻信道功率，且它可以对远离载频的传输噪声具有一些裕度(margin)。
相加的矢量和初始信号一起被滤波，且相加的矢量在新采样速率的若干样本上分布，比如轨迹MTRJ在由滤波器的时间响应限定的持续时间内避开原点(参见图8)。当在短时间间隔内出现两个连续的最小值时，由于滤波器的时间响应大于此间隔，因此两个相加的矢量同时通过滤波。
图5中更具体地示出用于加工复校正信号的另一变型。
根据此变型，以第一频率(例如，较低的采样频率)采样所述数字复调制信号DCMS，且在所述最近点估计信号DCMS的振幅和相位包括上采样信号DCMS到第二频率以及对所述信号进行插值(步骤11204)，用于获得上采样和插值后的复信号IUPS，该复信号IUPS具有更高的采样频率。
然后，根据所述信号IUPS估计最近点(步骤11205)。
然后，加工以所述第二频率采样的校正复脉冲CCPLS(步骤11206)。这样的脉冲的取向和幅度取决于区域RAO的尺寸以及所述最近点相对于所述原点的位置。
最终，所选择的校正脉冲的样本以所述第一频率输出(因此形成复校正信号)，且与所述数字复调制信号DCMS(通过与在从步骤11204到相加步骤11210的路径上发生的处理时延相对应的时延来延时)的样本相加(步骤11210)，用于获得修改后的复数字信号MCDS。
当然，如后文中将更详细地描述的，如果轨迹没有穿过环绕原点的区域，则不会产生校正脉冲，且求和信号(来自步骤11207)是0。
步骤11204的上采样和插值实现了以特定精度计算轨迹TRJ到复平面CPXP的原点O的最小距离(例如，参见图12和图13)以及轨迹最近点的对应坐标。
在步骤11205(最近点估计)中，复样本首先被用于确定最接近原点的样本(振幅轨迹的局部最小值)。一旦检测到这样的样本，由于通常轨迹的最近点不一定与时间离散数字信号的采样点一致，因此可以进一步应用线性插值以找到轨迹的最近点。线性插值是足够的。此最近点的坐标提供垂直线与轨迹TRJ的渐近线间的角度。因此，这些坐标能够直接用于限定复脉冲的方向。
此脉冲事实上具有正交于轨迹TRJ的方向，以便将所述轨迹的片段有效地推到区域RAO之外，所述轨迹的片段在其中间包括此轨迹TRJ的最近点(例如参见图12和图13)。
现在将参照图7以及其后的图更详细地说明这两种变型的进一步说明和优点。
在图7中，图示出无线通信设备WAP(例如移动电话)的传输链TXCH。此传输链TXCH具有极化调制类型的架构。
根据需满足的标准以传统的I/Q调制器产生调制信号DCMS。此I/Q调制器BM包括符号的所有编码，例如采用CDMA/W-CDMA中的扩频码或扰码。通常采用如3G标准中的根升余弦滤波器对信号星座滤波。用于预处理信号DCMS的装置DV连接到调制器BM的输出端。
此装置DV后面是进行传统的I/Q到极坐标转换的传统块BCV，传统的I/Q到极坐标转换例如熟知的CORDIC算法(坐标旋转数字计算机)。
然后，数字振幅AM被传送到传统的前端模块FEM。
由转换器BCV传送的数字相位PM以频率调制信号FM转换，该频率调制信号FM也被传送到前端模块FEM。
前端模块FEM连接到无线通信设备WAP的天线ANT。
装置DV的第一实施方式在图9中示出，且对应于图4中具体示出的根据本发明的方法的第一变型。
图9中，实线对应于复数数据，而虚线对应于实数数据。
第一确定部件FDM被配置用于确定具有最小振幅An的样本Sn。
更精确地，在此示例中，两个比较器CMP1和CMP2分别比较当前样本的振幅An与下一样本的振幅An+1，以及比较振幅An与阈值ATH。
然后，根据这两个比较的结果，与(AND)门将逻辑信号(0或1)传送到乘法器MUL的第一输入端。
如果信号DCMS的轨迹没有穿过区域RAO，即如果振幅An大于阈值ATH，则所述逻辑信号等于0。在这样的情况下，如后文中将更详细地说明的，信号DCMS的样本在由装置DV的输出端OUT传送之前仅被滤波。但这样的滤波不会修改信号的轨迹。
如果由与门传送的逻辑信号等于1，则信号DCMS被修改以避开区域RAO。
这样，第二比较器CMP2可以被认为属于分析部件，该分析部件被配置用于分析轨迹以确定此轨迹是否穿过由阈值ATH限定的区域RAO。
并且，与门和乘法器MUL一起，可以被认为是控制部件CTL，该控制部件CTL用于根据轨迹TRJ是否穿过区域RAO来激活或不激活信号的修改。
两个比较器CMP1和CMP2允许检测具有最小振幅An的样本Sn。
第二确定部件SDM被配置用于估计由上述提及的等式EQ1限定的初始校正矢量VAmin。
这里，这些第二确定部件SDM包括延时部件以及允许计算矢量VAmin的乘法器、加法器和1/X运算器。
为实现此计算，非常差的精度就已足够，例如6比特计算。由于可以从步骤#1得到幅度值，因此分子仅需要两个乘法器和一个加法器。分母需要一个用于对两个幅度求和的加法器，以然后实现除法；低数量的比特允许可能首先执行对两个幅度求和，然后执行用于反转1/x和乘法器的查找表。
计算的精度不需要非常高：在具有最小振幅的两个连续点几乎具有相同的振幅值的情况下，检测一个样本或检测另一样本具有微乎其微的影响；此外，当至少一个坐标I或Q超过Amin时，有效幅度的计算是无用的，因为它必然超过此阈值。在典型的实施中，阈值设置在0.15，I和Q限制于0.25(删除2个MSB)，且I和Q是查找表(LUT)的输入地址，以避免计算和电流损耗。用于间隔[0::0.25]的优选尺寸是32×32，即5比特分辨率，或64×64，即6比特。
尽管需要三个同时可用的幅度以完成处理，但是仅执行一个LUT：采用单位时延保存在移位寄存器中的两个之前的样本的幅度总是可用的。
第三确定部件TDM被提供用于确定最终复校正矢量Vadd，该最终复校正矢量Vadd平行于初始复校正矢量VAmin且由上述提到的等式EQ2给出。
再次，若干方法可用于这些计算，且在本示例中，查找表LUT被用于此数学表达式。
复校正矢量Vadd被传送到乘法器MUL的第二输入端。如果由与门传送的逻辑信号等于1，则复校正Vadd因此被传送到求和部件ADD，该求和部件ADD被提供用于将最终复校正矢量Vadd与具有最小振幅的样本Sn相加。
而且，如上所说明的，滤波部件FLT优选地被提供用于减小由于增加矢量Vadd引起的相邻信道功率，该滤波部件FLT包括采用零插入的上采样部件和相关的低通滤波器。
如果由与门传送的逻辑信号等于0，则该值0被传送到求和部件ADD，且如上所述，信号DCMS的样本仅被滤波。
因此，如上所述，此实施方式用于找到与轨迹TRJ大致垂直的有效最小矢量。
图11中图示出装置DV的另一实施方式，对应于图5所示的本发明的第二变型。
如上所述，这里的目的是当需要时插入小的I&Q校正信号，使得原点交叉被避免，且在复平面内导致开孔(open eye)。如果不需要校正(即振幅的局部最小值Rclosest大于比较振幅Rthreshold)，则没有脉冲产生(即Ipulse(t)+jQpulse(t)＝0)，且轨迹没有被修改，除了优选地在滤波部件FLT中进行的上采样和插值。
I/Q预处理块可以由调制器提供。轨迹信号Z(t)＝I(t)+jQ(t)在第一子处理部件SPM1中被上采样(从第一频率8fchip到第二频率64fchip)以及被插值。持续地观测以及分析所得的轨迹信号，且如果它穿过环绕原点的区域(即abs(Z)＜Rthreshold)，则产生校正脉冲，并将校正脉冲与原始信号相加。此示例中假设的脉冲具有高斯形状，而脉冲的峰值越大，轨迹越接近原点。二维脉冲还具有显示与轨迹垂直的方向。这就是为什么脉冲发生器SPM3不仅需要来自轨迹的Rclosest信息(包括精确时间戳)，还需要轨迹的最近点的坐标xclosest，yclosest的原因。由于通常此最近点不一定与时间离散数字信号的采样点(64fchip)一致，因此还需要插值。已表明线性插值(假定轨迹已经以高速时钟64fchip采样)是足够的。
此插值在第二子处理部件SPM2中以传统方式形成。
在图12和图13中，示出两个不同的用于使轨迹弯曲的示例。
在图12中，原始信号实际上穿过平面的原点，因此校正脉冲具有最大峰值(对应于Rthreshold)。在此情况下，修改后的轨迹(在预处理之后)包含与原始曲线的最高偏差，导致额外的EVM(误差矢量幅度)贡献。必须限定比较数Rthreshold(还大致限定开孔的尺寸)，使得能够容忍EVM放大。
在图13中，原始轨迹以特定(但是小的)距离穿过原点。通过长度为Rclosest的垂直线(参考轨迹的渐近线)给出最小距离。这里需要的校正脉冲较小，即由Rthreshold-Rclosest给出峰值。因此，与之前图12中示出的示例相比，修改后的轨迹偏离原始轨迹较小。
比较器CLTM允许持续地分析轨迹，以及检测此轨迹是否穿过环绕原点的区域RAO。
更精确地，在最近点到原点的距离(Rclosest)小于特定阈值(Rthreshold)的情况下，激活使能信号。这里，该比较器形成控制部件，以激活或不激活修改部件，该修改部件被配置成修改信号DCMS。
在脉冲发生器SPM3中产生校正脉冲。
只有在激活使能输入信号时，才产生脉冲。使能信号可以被用于触发脉冲发生器。由Rclosest和Rthreshold的差值给出脉冲的大小。复脉冲的方向由最近点的角度限定。
在此示例中应用的高斯脉冲的长度为33个抽头(tap)，所述33个抽头假定64fchip的第一采样频率。由于以8fchip的第二采样频率提供输出，因此输出样本的数量降低到4至5。根据距离原点最近的样本的位置(在信号序列中)，选择高斯脉冲的相应样本(例如[3]，[11]，[19]，[27]或[1]，[9]，[17]，[25]，[33])。
所选择的形成校正复信号CCS的校正脉冲的样本在相加部件AddI和AddQ中与采用延时块DM延时的信号DCMS相加。
事实上，此延时块将输入信号DCMS延时，以便补偿检测接近原点的过渡以及在平行路径中产生相应的校正脉冲所需的时间。
两个路径之间的时间校准的精度被设定为1/(64fchip)。
这里，装置DV中的最后阶段是滤波部件FLT进行信号的上采样以及减少频带外频谱而不破坏复平面内的开孔。
现在基于图14-17说明根据本发明的预处理相对于现有技术(即没有预处理)的优点的非限制性示例，而不论使用哪种变型。
图14示出3G传输的调制版本99(R99)，其中能够观测到一些临界点(接近原点的过渡)。
图15示出修改的轨迹和3G-版本99上的输出信号的频谱。
在图15中，能清楚地观察到由预处理产生的开孔OEY。
具体地，接近原点的过渡的结果是如图16中的曲线CV1具体示出的最高FM(频率调制)偏差。更精确地，在此图中，采用61,44Msamples/s的输入W-CDMA信号进行测量。且曲线CV1(FM的补充累加分布功能)示出具有大于20MHz的值的FM幅度。
所提出的数字预处理的效果在图16的曲线CV2上显示得非常清楚，即在预处理之后，FM幅度被限制在7.5MHz。在此示例中，在滤波结束时的预处理后的信号为245,8Msamples/s，即在最大FM处为122,9MHz。
图17示出预处理之前W-CDMA信号的振幅直方图H1(振幅分布函数(未累加))以及预处理后的信号的振幅直方图H2。具体地，直方图H2没有示出幅度低于0,2的样本。
所提出的预处理的优点是使得RF通信系统进行极化调制传输成为可能，所述RF通信系统的标准未限定避开原点。这样的标准的非穷举的列表为：蓝牙、WLAN、3G版本99、3G HSxPA。

Claims (16)

1.一种处理数字复调制信号的方法，包括：对所述数字复调制信号(DCMS)进行预处理以获得预处理后的数字复调制信号(PPRS)，以及进行所述预处理后的信号的笛卡尔坐标到极坐标的转换，所述预处理(11)包括：分析所述数字复调制信号的轨迹，且如果所述轨迹穿过环绕复平面的原点(O)的区域(RAO)，则修改(112)所述数字复调制信号，使得所述预处理后的信号具有避开所述区域的修改的轨迹。
2.如权利要求1所述的方法，其中，修改所述数字复调制信号包括：加工(1120)复校正信号(CCS)以及将所述复校正信号与所述数字复调制信号相加(1121)，使得所述轨迹的包括所述轨迹相对于所述原点的最近点的部分在基本正交于所述轨迹的方向上被推离所述原点，由此获得修改的数字复信号。
3.如权利要求2所述的方法，其中，加工所述复校正信号(CCS)包括：根据所述区域的尺寸以及所述最近点相对于所述原点的位置，在所述最近点估计所述复校正信号的振幅和相位，且所述相加的步骤包括：在所述最近点或在所述最近点附近，将所述复校正信号与所述数字复调制信号相加。
4.如权利要求3所述的方法，其中，在所述最近点估计所述复校正信号的振幅和相位包括：确定(1100)所述复调制信号的具有最小振幅的样本，从分别在所述具有最小振幅的样本之前和之后的两个样本之间的加权插值估计(11201)初始复校正矢量(VAmin)，确定(11202)最终复校正矢量(Vadd)，所述最终复校正矢量(Vadd)平行于所述初始复校正矢量且其幅度取决于所述区域的尺寸以及所述初始复校正矢量的幅度，所述最终复校正矢量是所述复校正信号，且所述相加的步骤包括将所述最终复校正矢量与所述具有最小振幅的样本相加。
5.如权利要求3所述的方法，其中，所述数字复调制信号以第一频率被采样，且在所述最近点估计所述复校正信号的振幅和相位包括：上采样所述数字复调制信号到第二频率以及对所述数字复调制信号进行插值(11204)，根据所述上采样和插值后的复信号估计(11205)所述最近点，加工(11206)校正复脉冲，所述校正复脉冲以所述第二频率被采样且其取向和幅度取决于所述区域的尺寸以及所述最近点相对于所述原点的位置，且所述相加的步骤包括：以所述第一频率输出(11207)所述校正脉冲的所选择的样本，和将所述所选择的样本与所述数字复调制信号的样本相加(11210)。
6.如权利要求2至5中任一项所述的方法，其中，所述预处理(11)还包括：对所述修改的数字复信号进行滤波(114)。
7.一种装置，包括：
输入部件，所述输入部件被配置用于接收数字复调制信号(DCMS)；
输出部件，所述输出部件被配置成将预处理后的信号(PPRS)传送到笛卡尔坐标到极坐标转换部件；和
预处理部件，所述预处理部件连接在所述输入部件和所述输出部件之间，且包括分析部件、可控修改部件和控制部件，所述分析部件用于分析所述数字复调制信号在复平面内的轨迹，所述可控修改部件被配置用于修改所述数字复调制信号，使得所述预处理后的信号具有避开环绕所述复平面的原点的区域(RAO)的修改的轨迹，所述控制部件被配置用于如果所述轨迹穿过所述区域，则激活所述修改部件。
8.如权利要求7所述的装置，其中，所述修改部件被配置用于加工复校正信号(CCS)，并将所述复校正信号与所述数字复调制信号相加，使得所述轨迹的包括所述轨迹相对于所述原点的最近点的部分在基本正交于所述轨迹的方向上被推离所述原点。
9.如权利要求8所述的装置，其中，所述修改部件包括估计部件和求和部件，所述估计部件被配置用于根据所述区域的尺寸和所述最近点相对于所述原点的位置，在所述最近点估计所述复校正信号(CCS)的振幅和相位，所述求和部件被配置用于在所述最近点或所述最近点附近将所述复校正信号与所述数字复调制信号相加。
10.如权利要求9所述的装置，其中，所述估计部件包括：
第一确定部件(FDM)，所述第一确定部件被配置用于确定所述复调制信号的具有最小振幅的样本；
第二确定部件(SDM)，所述第二确定部件被配置用于从分别在所述具有最小振幅的样本之前和之后的两个样本之间的加权插值估计初始复校正矢量；以及
第三确定部件(TDM)，所述第三确定部件被配置用于确定最终复校正矢量，所述最终复校正矢量平行于所述初始复校正矢量且其幅度取决于所述区域的尺寸以及所述初始复校正矢量的幅度，所述最终复校正矢量是所述复校正信号；
且所述求和部件(ADD)被配置用于将所述最终复校正矢量与所述具有最小振幅的样本相加。
11.如权利要求9所述的装置，其中，以第一频率对所述数字复调制信号进行采样，且所述估计部件包括：
第一子处理部件(SPM1)，所述第一子处理部件被配置用于上采样所述数字复调制信号到第二频率以及对所述数字复调制信号进行插值；
第二子处理部件(SPM2)，所述第二子处理部件被配置用于根据所述上采样和插值后的复信号估计所述最近点；以及
第三子处理部件(SPM3)，所述第三子处理部件被配置用于加工校正复脉冲，所述校正复脉冲以所述第二频率被采样且其取向和幅度取决于所述区域的尺寸以及所述最近点相对于所述原点的位置；
且所述求和部件包括：
延时部件(DM)，所述延时部件被配置用于将所述数字复调制信号延时；
输出部件，所述输出部件被配置用于以所述第一频率输出所述校正脉冲的所选择的样本；以及
相加部件(ADD)，所述相加部件连接到所述输出部件，且连接到所述延时部件。
12.如权利要求7至11中任一项所述的装置，其中，所述预处理部件还包括滤波部件(FLT)，所述滤波部件连接到所述修改部件的输出端。
13.如权利要求7至12中任一项所述的装置，嵌入在集成电路中。
14.一种极化调制传输链，包括：
调制部件(BM)，所述调制部件被配置用于传送数字复调制信号；
笛卡尔坐标到极坐标转换部件(BCV)；以及
如权利要求7至13中任一项所述的装置(DV)，所述装置连接在所述调制部件和所述笛卡尔坐标到极坐标转换部件之间。
15.一种通信设备，包括如权利要求14所述的极化调制传输链(TXCH)。
16.如权利要求15所述的通信设备，是无线通信设备(WAP)。
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