CN101388878A

CN101388878A - 不进行模拟滤波的极化调制

Info

Publication number: CN101388878A
Application number: CNA2008102120695A
Authority: CN
Inventors: 安德烈亚斯·施密德
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2007-09-14
Filing date: 2008-09-12
Publication date: 2009-03-18
Anticipated expiration: 2028-09-12
Also published as: DE102008046832A1; US20090072921A1; US7619487B2; CN101388878B

Abstract

本公开涉及不具有模拟滤波器的极化调制的系统和方法。代替在传统极化调制器中使用的模拟滤波器，可以使用数字滤波器、二阶保持插值器、和可重新配置的三阶噪声整形器。极化调制器接收呈极坐标形式的输入，或者将信号转换为极化相位和幅值分量。使用包括数字滤波器、PLL、插值器和噪声整形器的数字信号处理组件分别处理该相位和幅值分量。然后，混合处理的相位和幅值分量，以生成调制的信号。

Description

不进行模拟滤波的极化调制

技术领域

本发明涉及极化调制的技术领域。

背景技术

近年来，无线通信已经成为研究的主要领域。诸如移动电话的无线装置的全世界推广已经导致了在该领域中几种新技术的出现。对用于无线通信的信号进行调制是这样一个新技术和对现存技术的改进正快速出现的领域。

图1是示出了已知极化调制器的方框图。诸如环球移动通信系统(UMTS)的现代通信系统将极化调制用于调制基带信号。图1示出了用于实现极化调制的现有技术。

同相位(I)和正交(Q)基带信号被应用于坐标旋转数字计算机(CORDIC)102，其将基带信号转换为对应的极化分量：幅值信号104和相位信号106。

幅值信号104经过将数字幅值信号104转换为对应的模拟信号的数/模转换器(DAC)108。然后，模拟信号经过模拟滤波器110，其去除超过偏移模拟信号某一特定频率的信号分量。相位信号106经过相同步回路(PLL)112，其保持输入信号的恒定相位。在混频器114处将来自模拟滤波器110的输出以及来自相同步回路112的输出组合到一起，并将其发送到放大器116来进行放大。然后，将放大的信号发送到功率放大器118，以确保功率效率。此后，经由天线120发送信号。

通常，使用硅片技术来实现上述极化调制器。用在极化调制器中的模拟滤波器没有缩小到像硅结构实现小型化时的数字组件一样。此外，在芯片中制造的每个模拟滤波器都必须彼此匹配。换句话说，每个滤波器都需要具有相同的增益，以避免不同的非线性(differential non-linearity)。在半导体实现中完成这些将是困难的。

发明内容

本发明内容用于引入关于不进行模拟滤波的极化调制技术的概念。以下，在详细描述中进一步描述了此概念。该发明内容不用于确定权利要求所要求的主题的必要技术特征，也不用于确定确定权利要求所要求的主题的范围。

在实施例中，对基带信号执行极化调制。将基带信号从直角坐标信号转换为极化幅值和相位信号。对极化幅值和相位信号执行数字滤波。将幅值信号转换为模拟信号，并使其与相位信号相结合。

附图说明

将参照附图进行详细地描述。在图中，参考标号的最左侧数字表示该参考标号第一次出现的附图。所有附图中，使用相同的标号表示相同的特征和组件。

图1是示出了使用模拟滤波器的已知极化调制器的方框图。

图2是示出了用于实现不进行模拟滤波的极化调制的示例性系统的方框图。

图3是示出了用于实现不进行模拟滤波的极化调制的示例性极化调制器的方框图。

图4是示出了用于实现不进行模拟滤波的极化调制的具有数字增益控制的示例性极化调制器的方框图。

图5是示出了示例性的二阶保持插值器(second order holdinterpolator)的方框图。

图6是示出了示例性的可重新配置的三阶噪声整形器的方框图。

图7是示出了用于实现不进行模拟滤波的极化调制的示例性方法的流程图。

图8是示出了用于在极化调制器中处理相位信号的示例性方法的流程图。

图9是示出了用于在极化调制器中处理幅值信号的示例性方法的流程图。

图10是示出了实现不进行模拟滤波的极化调制的示例性实施例的计算装置的方框图。

具体实施方式

本公开示出了用于不进行模拟滤波的极化调制的技术。更具体地，该技术涉及实现不包括模拟滤波器的数字极化调制器。公开的数字极化调制器可以在多种通信系统中实现。例如，极化调制器可以在无线通信装置、移动通信装置等中实现。参照移动通信装置来描述以下系统和方法；然而应当清楚，公开的数字极化调制器可用于各种其他装置和系统中的任一种(例如，有线或光学通信系统)。

在选择用于调制无线通信中的信号的调制技术时可以考虑很多因素。这种因素可以包括所使用技术的类型、将传送信号的类型、带宽有效性等。通常，优选地使用以合理的实现(即，制造)成本来提供最大的可靠性和效率的调制技术。

在诸如3G移动技术的现代移动通信系统中，极化调制可以提供优于其他调制技术的重要优点。由于通常使用半导体芯片技术来实现极化调制，则可以期望使极化调制器中的模拟元件的使用最小化，这是因为模拟元件通常比与其相当的数字元件更大。公开的数字极化调制器避免了模拟滤波器的使用，从而提供了芯片尺寸上的很大程度的减小，导致了产品实际成本的减小。

数字极化调制器采用数字组件来代替模拟滤波器。数字组件的使用有助于更好的硅实现，并且不需要匹配不同组件的增益。在一个实施例中，代替如在传统极化调制器中使用的模拟滤波器的数字组件包括：数字滤波器、插值器、和噪声整形器。

在一个实施方式中，数字极化调制器首先将输入的基带(I和Q)信号转换为极化幅值和相位信号。单独处理幅值和相位信号，然后将其混合以生成调制的输出信号。相位信号经过一个或多个数字滤波器，该数字滤波器对信号进行频带限制。接下来，微分器将相位信号转换为对应的频率信号，该频率信号接下来经过PLL。通常，PLL生成稳定的频率，并从噪声通信信道中恢复信号。然后，将在PLL中生成的信号提供给混频器。

幅值信号也经过用于限制信号的带宽的一个或多个数字滤波器。然后，幅值信号经过插值器，其增加幅值信号的采样率，从而增加其准确性。接下来，噪声整形器将存在于幅值信号中的量化噪声整形为频谱的一部分，其中不违反任何频谱要求。此后，幅值信号经过DAC，其将数字幅值信号转换为对应的模拟幅值信号。然后，将模拟幅值信号提供给混频器。

在混频器处，将如上所述处理的相位信号和幅值信号结合在一起，以生成调制的信号。将该信号传送到双工器，然后传送到功率放大器，最后经由天线发送。

图2示出了利用数字极化调制器的示例性系统。应当清楚，描述的该方框图和其他方框图中的顺序不应解释为一种限制，并且任何数量的描述的系统块都可以任何顺序进行组合，以实现该系统或者替换的系统。此外，在不背离文中描述的主题的精神和范围的前提下，可以从系统中删除单个块。此外，在不背离本发明的范围的前提下，可以任何适当的硬件、软件、固件、或其组合来实现该系统。

方框图200包括源202、ADC(模/数转换器)204、和数字极化调制器206。来自数字极化调制器206的输出驱动功率放大器208。来自功率放大器208的输出信号经过双工器210，然后经由天线212发送。

由ADC 204接收的来自源202的输出可以是声音信号、数据信号或者两者的组合的形式。在声音信号的情况下，源202可以是麦克风，并且源信号将是模拟的。如果信号是数据信号，则源信号可以是数字形式的。

在一个实施方式中，ADC 204将源信号转换为数字信号。如果源信号已经是数字格式的，则可以省略ADC 204。ADC 204可以包括各种信号处理组件，例如，采样器、量化器、和代码调制系统块。信号采样率取决于源信号的频率。因此，在一个实施方式中，在模/数转换之前最初使用低通滤波器来对源信号进行频带限制。

数字极化调制器(或极化调制器)206从源202或从ADC 204处接收数字信号，并调制数字基带信号。为此，极化调制器206首先将数字基带信号转换为极化幅值和相位信号，然后进行调制。下面，将参照图3至图9更详细地描述极化调制器206。

功率放大器208放大并增大从极化调制器206接收的调制信号的功率效率。在一个实施方式中，诸如在移动通信系统中，功率放大器208可以是以接近于截止的饱和模式工作的C级或D级非线性放大器。以这种模式，非线性放大器通常是最有效率的，并且使用更少的移动台电池(即，电源)。

来自于功率放大器208的放大信号经过双工器210，其使信号经由天线212发送。双工器210是在使发射机和接收机共享相同的天线212以分别发送和接收信号的同时隔离发射机信号与接收机信号的装置。为此，双工器210隔离发送的信号，以使接收的信号不与发射机信号干扰，反之亦然。

图3示出了用于实现不使用模拟滤波器的数字极化调制的示例性的数字极化调制器或极化调制器206。为此，极化调制器206包括直角坐标/极坐标(R2P)转换器302。

R2P转换器302将接收的数字基带信号的同相位和正交分量转换为相位信号304和幅值信号306，以应用于极化调制。尽管可以对接收的基带信号进行频带限制，但在将同相位(I)和正交(Q)分量转换为相位信号304和幅值信号306之后，其通常不能保持频带限制。因此，最初需要使用数字滤波器对相位信号304和幅值信号306进行频带限制。

数字滤波器通常具有优于与其对应的模拟滤波器的多个优点。与模拟滤波器相比，数字滤波器可以更准确，并且可以提供非常精确的截止点。此外，数字滤波器可以提供比模拟滤波器更好的信噪比。此外，与模拟滤波器相比，数字滤波器可以更小，其能够使将构造的芯片尺寸更小，并且还可以降低制造成本。

在极化调制器206中还可以使用与数字滤波器一起的其他数字信号处理组件，来处理相位信号304和幅值信号306。在一个实施方式中，使用一个或多个数字滤波器308、数字微分器310、以及PLL(相同步回路)312来处理相位信号304。使用一个或多个数字滤波器314、插值器316、噪声整形器318来处理幅值信号306，并使用数/模转换器(DAC)320将其转换为模拟的。此后，可以在调制器(混频器)322中使处理的幅值信号和处理的相位信号相结合，以生成调制的信号。可以将调制的信号传送到发射天线212。

在一个实施方式中，在整个极化调制过程中相位信号304都保持为数字的。在另一个实施方式中，可以在相位信号到达调制器322之前，将相位信号304转换为模拟信号。首先，相位信号304经过一个或多个数字滤波器308。数字滤波器308可以是对输入相位信号304进行频带限制的低通滤波器。例如，数字滤波器308可以从相位信号304中去除高频噪声。该高频噪声可以是将模拟信号转换为数字信号时由于模拟信号的数字表示的有限分辨率而引入的量化噪声。

一旦对相位信号304进行了频带限制时，相位信号304经过微分器310。微分器310生成与输入信号的改变速度成比例的输出信号。由于相位的改变速度等于频率，因此微分器310将相位信号304微分为与相位信号304成比例的频率信号。

PLL 312接收来自微分器310的频率信号，作为输入。PLL或相同步回路通常生成稳定的频率，并从噪声通信信道中恢复信号。因此，PLL 312生成具有稳定频率的信号，其被锁定到输入信号的相位。在一个实施方式中，可以通过紧接着是实现指数函数的电路的实现积分函数的电路(即，积分器)来代替PLL 312。这种结构能够提供与PLL 312所提供的相似的功能性。然后，将由PLL 312生成的稳定频率信号传送到使处理的相位信号和处理的幅值信号相结合的调制器322，以获得调制的信号。

作为R2P转换器302的输出之一的幅值信号306也经过一个或多个数字滤波器314。(多个)数字滤波器314对幅值信号306进行频带限制。(多个)数字滤波器314可以是削弱高频信号的低通滤波器。应当理解，可以将任何适当的数字滤波器用于公开的数字极化调制技术中，其对幅值信号306进行有效的频带限制。

在处理幅值信号306时，通过使用如在以下示例性实现中描述的高过采样率(oversampling rate)、高阶插值、和适当的噪声整形来避免使用模拟滤波器。可以将(多个)数字滤波器314的输出提供至插值器316。插值器316通过增加采样数量来提高信号的采样率。插值器316通过增加采样数量来提高信号的准确性，而其又提供了模拟信号的更好表示。在一个实施方式中，插值器316可以包括低通滤波器。应当理解，任何适当的插值器316均可以用于上采样(up-sampling)。例如，二阶保持插值器可用于抑制来自较低采样率区域中的重复频谱(repetition frequency)。

二阶保持插值器是将多项式函数用于插值的二次插值器。二次插值器可以比线性插值器更精确。由于二次插值器使用多项式函数，因此二次插值器可以更好地执行微分。例如，插值器316的输入信号可以是100MHz的幅值信号306，并且在插值结束处获得的输出可以是900MHz的幅值信号。这意味着上采样因数为9，并且采样率增加9倍。由于采样率增加，因此位长度可以减小。图5中详细描述了示例性的二阶保持插值器。

一旦对幅值信号306进行了上采样，幅值信号306就经过噪声整形器318。如下描述的噪声整形器318是合适的。在一个实施方式中，噪声整形器318可以是可重新配置的三阶噪声整形器。噪声整形是用于最小化量化误差的位减小技术。例如，噪声整形器318的输入数字信号可以具有16位分辨率，并且在噪声整形器318的输出处获得的数字信号可具有10-12位分辨率。噪声整形器318使噪声的频率轮廓重新整形为频谱的其不干扰或者说触犯相应通信标准的辐射掩模的一部分。例如，噪声整形器318可以通过将量化噪声移动到除当前双工频率之外的频率来对量化噪声进行整形。噪声整形器318还可以利用低通滤波器来减小量化噪声，并通过改善信号的信噪比来改善信号质量。

在一个实施方式中，可以使用三阶噪声整形器。与低阶噪声整形器相比，三阶噪声整形器可以提供更好的噪声减小，并且可以比低阶噪声整形器更好地改善信噪比。此外，低阶噪声整形器不足以满足45MHz、80MHz、95MHz、190MHz、和400MHz处的UMTS频带的双工要求。三阶噪声整形器允许在DC处存在凹口，以改善误差矢量幅度(Error Vector Magnitude EVM)，以及允许在当前双工频率处存在凹口，以对双工要求附近的量化噪声进行整形。在其他移动通信系统和无线通信系统中，可以使用其他阶的噪声整形器。在图6中详细描述了示例性的三阶噪声整形器。

从噪声整形器318处获得的改进幅值信号可以在与相位信号304相结合之前被转换为模拟信号。在一个实施方式中，可以使用10-12位DAC 320。应当理解，任何DAC 320都可以用于数字极化调制器206。例如，可以使用完全分段DAC。完全分段DAC是可应用的最快DAC之一，并且其可以提供高精确度。通常，在使用模拟滤波器时，可以使用二进制加权DAC来代替完全分段DAC。然后，模拟滤波器可以被设置在DAC之前的每条位线上。然而，随着位数的增加，模拟滤波器变得越来越难以匹配，这有效地限制了位分辨率。使用数字滤波可以允许使用完全分段DAC，其可以进一步改善调制的信号。

一旦对相位信号304和幅值信号306进行了上述处理，在调制器322处使这些处理信号相结合。在一个实施例中，幅值信号306被转换为模拟的，而相位信号304保持是数字的。在另一实施例中，相位信号304也被转换为模拟的。调制器322的输出是调制的信号。如之前描述的，该信号可以被传送到功率放大器208，接下来到双工器210，然后通过天线212发送。

图4示出了具有数字增益控制的示例性数字极化调制器400。将数字增益控制用于极化调制器结构可以进一步改善信号质量，增加信号的动态范围，以及改善信号的信噪比。

在一个实施方式中，数字增益控制可以被集成到噪声整形器318之前的幅值信号306路径中。如图4中所示，数字增益控制块402和404可被设置在插值器316之前或之后。

在另一实施例中，可以在插值器316之前或之后分配数字增益控制。如果在插值器316之前引入高增益，则其可以增加信号的位宽度。在这种情况下，数字增益控制其402可被用于覆盖一个小范围(从0-6dB)。由于数字增益控制器402将输出功率增加了6dB，则位宽度增加了一位。因此，尽管数字增益控制器402使功率加倍，但其仍然保持尽可能低的位分辨率。细颗粒(fine-grained)的数字增益控制器402被限制到6dB增量的范围内，这允许插值器316使用实际上较低的位宽度。

在一个实施方式中，数字增益控制器404可以6dB的步长来增加。尽管在插值器之后的该位置是高采样率区域，但由于6dB的步长尺寸对应于仅将数字字简单移动一位，因此可以保持较低的功耗。例如，如果需要6dB的增益，则将信号移动1位，其将幅值信号306乘以因数2，并将输出功率增加6dB。

图5示出了二阶保持插值器316的示例性特征模型。应当注意，在该设计中使用的滤波器仅提出了二阶插值器的一个实施方式，并且任何其他类型的数字滤波器均可用于该设计。例如，代替使用有限脉冲响应(Finite Impulse Response，FIR)滤波器，还可以使用级联积分梳状(Cascaded integrator comb，CIC)滤波器。

二阶插值是指二次插值或具有多项式的阶次为2的多项式插值。可以通过计算用于计算当前输出所需的先前输入的数量来确定数字滤波器的阶次。因此，在二次插值中，先前的两个输入被用来计算当前输出。

如图5中所示，首先将输入信号提供给中继器502。中继器块502表示零阶插值。在零阶插值器中，不需要先前输入来计算当前输出，并且当前输出仅取决于当前输入。这种类型的插值分配与先前采样相同的值，即，输出与输入相同。这也被称作采样和保持电路。例如，当信号从100MHz上采样到900MHz时，上采样因数为9，并且位长度变为原始值的1/9。在这种情况下，中继器502为每个输入采样输出9个输出采样。

来自中继器502的输出被提供给数字滤波器504。在一个实施方式中，其为有限脉冲响应滤波器(FIR)。在另一实现中，数字滤波器504可以是CIC滤波器。数字滤波器504可具有单位增益，并且其可以作为一阶插值器或线性插值器。通过在两个采样之间的中间点处引入一个采样来实现线性插值。一阶插值器的输出取决于一个先前输入以及当前输入。在该实现中的FIR滤波器具有9个抽头，其中的每一个均具有单位增益。因此，输出处的采样率为输入处的采样率的9倍。

来自数字滤波器504的输出可以被提供给单位增益的另一个数字滤波器506。在一个实施方式中，FIR滤波器可被用于实现二次或二阶插值。如上所述，代替使用线性函数，二次插值器将二阶多项式函数用于插值。例如，FIR滤波器506具有9个抽头，其中的每一个均具有单位增益，因此该块的输出也是每个输入采样的9个采样。

在块506之后的输出为经上采样的幅值信号。例如，在如上所述的一个实施方式中，在第二数字滤波器506之后达到的采样频率为900MHz。应当注意，通过改变FIR滤波器中抽头(tap)的数量，可以实现任何采样率，只要其满足奈奎斯特(Nyquist)速率的要求。

经上采样的幅值信号被传送到增益控制器508。在这里，对通过数字滤波器引入的增益进行补偿。在一个实施方式中，增益控制块引入1/81的增益，以补偿由两个FIR滤波器引入的增益；然而，在采样期间可能出现呈采样频率倍数的重复频谱(repetitionspectrum)。通常，诸如二阶保持插值器316的二阶保持插值器也可以比更低阶插值器更好地抑制这种重复频谱。

图6示出了用于实现极化调制的三阶可重新配置噪声整形器318的示例性特征模型。应当注意，输入信号602可以具有任何位长度。例如，在该模型中，位长度为16位。然后，在每个阶段处具有不同增益因数的3个反馈阶段中处理信号来进行三阶噪声整形。加法器/减法器604、606、和608根据所使用的增益因数来对反馈信号进行加或减。

例如，在UMTS通信系统中，可以使用(+2，-2，-1)和(+1，+1，-1)的可重新配置增益因数。UMTS移动电话和基站通常具有双工器，该双工器在允许发射机和接收机共享公共的天线同时将其隔离。例如，UMTS中的双工频率为45MHz、80MHz、95MHz、190MHz和400MHz。在UMTS的频带I中，上行链路频带为1920-1980MHz，而下行链路频带为2110-2170MHz。因此，接收机和发射机频率之差为190MHz。UMTS中对于频带I的极化调制器抑制和削弱了接收机频率，使其不引起发射信号的失真和串扰。

如果噪声整形器318被配置为具有增益因数[+2，-2，+1]，则其可以满足45MHz、80MHz、95MHz、和190MHz处的UMTS频带的双工要求。这可以通过复值零点(complex valued zero)在95MHz和190MHz双工要求之间的噪声整形特性来实现。在这种情况下，在除400MHz双工要求之外的所有频率处的乱真(Spurious)发射均没有问题。

如图6中所示的可重新配置三阶噪声整形器318具有增益因数[+2，-2，+1]。总线分割器(bus ripper)610从16位信号中分割出6个低位(least significant bits)。因此，总线分割器610的输出是16位输入信号的6个低位。

为了获得第一阶噪声整形器，在块604处将6个低位加回到输入的16位信号。在块604处将其加到输入信号之前，6个低位经过单位延迟装置612，和具有增益因数2的放大器614。

为了获得第二阶噪声整形器，将具有2个单位延迟块612、616以及具有增益因数2的放大器618的另一支路添加到反馈回路，并且。在减法块606处，从块604的输出中减去该具有2个单元延迟的6位信号。

为了获得第三阶噪声整形器，将具有单位延迟块612、618的以及具有单位增益的放大器620的另一支路添加到反馈回路。然后，在加法器612处，将6位信号添加到块606的输出。

总线分割器624(ripper)处理信号，并从16位信号中去除6个低位。10个高位(most significant bits)作为总线分割器624的输出。

可以通过重新配置具有增益因数[+1，+1，-1]的三阶噪声整形器，来满足UMTS频带IV的400MHz双工要求。这生成了与高通噪声整形效果相结合的第一阶低通噪声整形效果。

为了实现具有增益因数[+1，+1，-1]的三阶噪声整形器，放大器610、612和616的增益可以分别从2，2，1相应地改变为1，1和1。此外，减法块606可被加法块来代替，并且加法块608可被减法块来代替。应当理解，根据系统的说明书，任何增益因数均可用于在其他移动通信系统和无线通信系统中实现的可重新配置的噪声整形器318中。

示例性方法

在以下方法中，所描述方法的顺序不应理解为一种限制，任何数量的描述的方法块可以任何顺序组合，以实现该方法或替换的方法。此外，在不背离文中描述主题的精神和范围的前提下，可以从方法中删除单个块。此外，在不背离本发明的范围的前提下，可以任何适当的硬件、软件、固件、或其组合来实现该方法。

图7示出了用于实现不进行模拟滤波的极化调制的示例性方法。在块702处，极化调制器接收来自源202的(多个)基带信号。在(多个)基带信号到达极化调制器206之前，可以将其从模拟形式转换为数字形式。在一个实施方式中，在由数字极化调制器206接收信号之前，来自源202的模拟信号可以被采样和量化。

在块704处，可以将基带信号(I和Q)从直角信号转换为极化幅值和相位信号。基带信号的同相位(I)和正交(Q)分量被转换为极化形式的相位信号304和幅值信号306。R2P 302可被用于实现该功能。在一个实施方式中，坐标旋转数字计算机(CORDIC)可被用于将同相位和正交信号转换为相位信号304和幅值信号306。

在块706处，对相位信号304进行滤波和处理。一个或多个数字滤波器308可用于对信号进行频带限制和滤波。然后，对相位信号304进行微分，并使其经过PLL 312。

在块708处，对幅值信号306进行滤波和处理。一个或多个数字滤波器可对信号进行频带限制。然后，对幅值信号306进行上采样(upsampled)，去除信道噪声和量化噪声，最后将幅值信号306转换为模拟信号。

在块710处，在调制器322中使来自块706的经处理的相位信号和来自块708的经处理的幅值信号相结合。

在块712处，结合的信号驱动功率放大器(PA)208。从PA 208，信号被传送到双工器210，并可以经由天线212发送。在一个实施方式中，可以使用接近截止的饱和状态或者称为饱和模式(saturatedmode)的非线性功率放大器。与线性功率放大器相比，这可以增大发射机的效率，并可以提供更长的电池寿命。

图8示出了在极化调制器中相位信号的处理。在块802处，相位信号304可以源自基带同相位信号I和正交信号Q。在一个实施方式中，R2P 302将基带信号的I和Q分量转换为在极化调制中使用的幅值信号306和相位信号304。

在块804处，可以对相位信号304进行频带限制，以能够进行进一步处理。在一个实施方式中，相位信号经过数字滤波器308，其可以是对输入相位信号304进行频带限制的低通滤波器。数字滤波器308还从相位信号304中去除高频噪声。该高频噪声通常是在模拟信号转换为数字信号时由于信号的数字表示的有限分辨率而引入的量化噪声。

在块806处，可以将相位信号304转换为对应的频率分量。在一个实施方式中，一旦对相位信号304进行了带宽限制并去除了量化噪声，相位信号304经过微分器310。微分器310生成与输入信号的改变速度成比例的输出信号。相位的改变速度等于频率。因此，如果相位信号304是微分器310的输入，则相位信号304可以被微分，以生成与输入相位信号304成比例的频率信号。

在块808处，可以根据输入处提供的相位信息来维持从微分器310处获得的频率信号的相位。在一个实施方式中，可以通过相同步回路(或者称锁相回路)、输入信号的相位被锁定的PLL 312(PLL根据相位信号输入来改变频率)来生成信号。使用PLL 312，可以生成相位调制传送频率。

在块810处，如在块808处获得的处理信号可以被传送到调制器322。在一个实施方式中，可以在调制器322处使处理的相位信号和处理的幅值信号结合到一起，以获得调制的信号。

图9示出了在极化调制器206中幅值信号306的处理。所描述方法的顺序不应理解为一种限制，任何数量的描述的方法块可以任何顺序组合，以实现该方法或替换的方法。此外，在不背离文中描述主题的精神和范围的前提下，可以从方法中删除单个块。此外，在不背离本发明的范围的前提下，可以任何适当的硬件、软件、固件、或其组合来实现该方法。

在块902处，极化信号的幅值信号可以源自基带I信号和Q信号。在一个实施方式中，R2P 302将基带信号的I和Q分量转换为在极化调制中使用的幅值信号306和相位信号304。

在块904处，可以对幅值信号306进行频带限制，以能够进行进一步处理。在一个实施方式中，一个或多个数字滤波器314对信号进行频带限制。数字滤波器314可以是削弱高频信号的低通滤波器。数字滤波器308还从相位信号304中去除高频噪声。该高频噪声通常是在模拟信号转换为数字信号时由于信号的数字表示的有限分辨率而引入的量化噪声。

在块906处，可以通过增加幅值信号306的采样率来对幅值信号904进行上采样。在一个实施方式中，将数字滤波器314的输出提供给插值器316。使用插值器316，通过增加采样的数量来提高信号306的采样率。由于采样数量的增加，插值器316提高了信号的准确性，并且其提供了模拟信号的更好表示。通常，插值器316是低通滤波器。在一个实施例中，插值器316可以是二阶保持插值器。例如，插值器316的输入信号可以是100MHz，并且在插值器316的输出处获得输出可以是900MHz。

在块908处，可以从幅值信号306中去除噪声。在一个实施方式中，量化噪声可以被整形为频谱的其不会通过噪声整形器318来干扰发射频谱掩模(transmit spectrum mask)的一部分。噪声整形器318通过移动量化噪声的频率来对量化噪声进行整形。噪声整形是用于最小化量化误差的位减小技术。噪声整形可以用于重新整形噪声的频率轮廓。例如，噪声整形器318的输入数字信号可以具有16位分辨率，并且在噪声整形器318的输出处获得的数字信号可以具有10-12位分辨率。噪声整形器318可以将低通滤波器用于减少量化噪声，并通过改善信号的信噪比来提高信号质量。在一个实施方式中，噪声整形器318可以是可重新配置的三阶噪声整形器。

在块910处，可以将幅值信号306从数字形式转换为模拟形式。在一个实施方式中，从噪声整形器318处获得的改善质量的幅值信号306在通过DAC 320与相位信号相结合之前可以被转换为模拟信号。在一个实施方式中，可以使用10-12位完全分段DAC。

在块912处，如块910处获得的模拟幅值信号可以与处理的相位信号相结合。在一个实施方式中，可以在调制器322处使处理的相位信号和处理的幅值信号相结合。调制器322的输出可以是经调制的信号。

示例性装置

图10示出了用于实现没有进行模拟滤波的极化调制的装置1000的实施例。在该实例中，装置1000是移动通信装置或计算装置。装置1000包括用于发送和接收射频的一个或多个天线212。天线212可以被配置为接收不同频带中的不同射频(RF)。天线212可以包括智能天线、分形天线、微带天线等。

一个或多个处理器1002执行控制和命令功能，包括访问和控制移动计算装置1000的组件。(多个)处理器1002可以是单个处理单元或者多个单元，其中所有单元均可以包括多个计算单元。

一个或多个存储器1008提供各种存储功能，包括存储可执行指令(例如，操作系统)。存储器1008可以包括只读存储器、随机存取存储器、闪存等。程序指令被存储在存储器206中，并且通过(多个)处理器202来执行。

双工器210接收来自天线212的信号，并将信号发送到天线212。双工器210可以包括混合环路双工器、空腔凹口双工器、带通或带阻双工器等。功率放大器208增大将从移动计算装置1000中发送的信号的功率效率。功率放大器可以包括B、AB、C级功率放大器。

数字极化调制器206调制发送的基带信号。极化调制器的输出被提供给功率放大器208。

移动计算装置1000还可以包括输入/输出界面1004，例如，麦克风、用户屏幕、用户界面(例如，小键盘、触垫等)、扬声器等。数字信号处理器1006包括诸如通过对移动计算装置1000发送和接收的信号进行压缩、解压缩和整形的功能。移动计算装置1000还包括为移动计算装置提供能量的电池或电源1010。

此外，移动计算装置1000包括通过ADC和DAC 1012表示的模/数转换器(ADC)和数/模转换器(DAC)。ADC用于将模拟信号(例如，接收的RF信号)转换为数字信号，而DAC将数字信号转换为模拟信号。

结论

尽管以语言特有的方式描述了结构特征和/或方法过程的主题，但应当了解，以所附权利要求中限定的主题不必限制为描绘的特定特征和过程。然而，作为实施权利要求的实例形式公开了特定特征和过程。例如，描述的系统可被配置为无线通信装置、计算装置、和其他电子装置。

Claims

1.一种不具有模拟滤波器的极化调制器，包括:

插值器，用于对数字幅值信号进行上采样和插值；

噪声整形器，用于使经上采样和插值的数字幅值信号的量化噪声的频率轮廓重新整形；

数/模转换器，用于将重新整形的幅值信号转换为模拟信号；以及

调制器，用于使相位信号和模拟幅值信号相结合，并输出调制的信号。

2.根据权利要求1所述的极化调制器，其中，在上采样到较高采样率时，所述插值器执行二次插值。

3.根据权利要求1所述的极化调制器，其中，对应于发射频率适应性地调整所述噪声整形器。

4.根据权利要求2所述的极化调制器，其中，所述噪声整形器在DC处具有一阶特性，以及在可调整的频率偏移处具有二阶特性。

5.根据权利要求1所述的极化调制器，还包括:一个或多个数字滤波器，用于限制下列信号之一的频谱:所述模拟幅值信号、所述相位信号、或者所述模拟幅值信号和所述相位信号。

6.根据权利要求1所述的极化调制器，还包括:微分器，用于将所述相位信号微分为与所述相位信号成比例的频率信号。

7.根据权利要求6所述的极化调制器，还包括:相同步回路，用于接收所述频率信号，并生成在发射频率处的相位调制信号。

8.根据权利要求1所述的极化调制器，还包括:数字增益控制组件，用于放大或削弱所述幅值信号。

9.根据权利要求8所述的极化调制器，其中，数字增益控制应用在所述噪声整形器之前。

10.根据权利要求9所述的极化调制器，其中，数字增益控制应用在所述插值器之前和之后。

11.一种用于实现不具有模拟滤波器的极化调制器的装置，包括:

组件，用于提供数字信号，其中，数字信号的输入信号在极坐标中或者被转换为极化幅值信号和相位信号，以及用于将所述极化幅值信号和所述相位信号调制为发射信号；以及

功率放大器，用于接收所述发射信号。

12.根据权利要求11所述的装置，其中，所述极化调制器包括一个或多个数字滤波器，用于处理所述相位信号和所述幅值信号。

13.根据权利要求11所述的装置，其中，所述极化调制器包括微分器，用于将所述相位信号微分为与所述相位信号成比例的频率信号。

14.根据权利要求11所述的装置，其中，所述极化调制器包括二阶保持插值器，用于增加所述幅值信号的采样率。

15.根据权利要求11所述的装置，其中，所述极化调制器包括三阶噪声整形器，用于接收呈增加的采样率的所述幅值信号，以及使所述幅值信号的所述噪声的频率轮廓重新整形。

16.根据权利要求15所述的装置，其中，对应于所述发射频率适应性地调整噪声整形函数。

17.根据权利要求16所述的装置，其中，所述噪声整形函数在DC处具有一阶特性，以及在可调整的频率偏移处具有二阶特性。

18.根据权利要求11所述的装置，其中，所述极化调制器包括数字增益控制。

19.根据权利要求18所述的装置，其中，所述数字增益控制设置在所述插值器之前和之后。

20.根据权利要求11所述的装置，其中，所述组件是下列各项之一:基带单元或者模/数转换器。

21.一种实现不具有模拟滤波器的极化调制的方法，包括:

对数字幅值信号进行上采样和插值；

对经上采样和插值的数字幅值信号的量化噪声的频率轮廓重新整形；

将重新整形的幅值信号转换为模拟信号；

使相位信号和模拟幅值信号相结合；以及

输出调制的信号。

22.根据权利要求21所述的方法，其中，在上采样到较高采样率时，所述上采样执行二次插值。

23.根据权利要求21所述的方法，其中，所述重新成形被适应性地调整到发射频率。

24.根据权利要求23所述的方法，其中，所述重新整形在DC处具有一阶特性，以及在可调整的频率偏移处具有二阶特性。

25.根据权利要求21所述的方法，还包括:放大或削弱所述幅值信号。