KR20120007507A - 극 변조 송신 체인 내에서 디지털 복소 변조 신호를 처리하기 위한 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

극 변조 송신 체인 내에서 디지털 복소 변조 신호를 처리하기 위한 방법 및 장치. 디지털 복소 변조 신호를 처리하는 방법은 전처리된 디지털 복소 변조 신호(pre-processed digital complex modulated signal(PPRS))를 획득하기 위해 상기 디지털 복소 변조 신호(digital complex modulated signal(DCMS))를 전처리하는 단계, 및 상기 전처리된 신호의 데카르트 대 극 변환을 수행하는 단계를 포함하며, 상기 전처리 단계(11)는 상기 디지털 복소 변조 신호의 궤적을 분석하는 단계, 및 상기 궤적이 복소 평면의 원점(O) 주위의 영역(region around the origin(RAO))과 교차하면, 상기 전처리된 신호가 상기 영역을 회피하는 변경된 궤적을 갖도록 상기 디지털 복소 변조 신호를 변경시키는 단계(112)를 포함한다.

Description

극 변조 송신 체인 내에서 디지털 복소 변조 신호를 처리하기 위한 방법 및 장치{METHOD AND DEVICE FOR PROCESSING A DIGITAL COMPLEX MODULATED SIGNAL WITHIN A POLAR MODULATION TRANSMISSION CHAIN}

본 발명은 디지털 신호 처리에 관한 것으로서, 보다 구체적으로는 극 변조 송신 체인 내에서 디지털 복소 변조 신호의 처리에 관한 것이다.

본 발명의 독특하지만 비제한적인 응용은 무선 통신 분야에 관한 것이며, 특히 UMTS 및 3G 표준에 관한 것이다.

셀룰러 및 모든 무선 통신 시스템의 새로운 개발은 고성능 및 다중모드 설비를 점점 더 요구하고 있다. 결과적으로, 송신 측에서는, 공지된 직접적인 I 및 Q 업-믹서 송신 체인(direct I and Q up-mixer transmission chain)에 대한 대안으로서 극 변조에 기초한 새로운 아키텍처가 제안된다.

극 변조에 기초한 이러한 송신 아키텍처의 장점은 송신 수동 필터(transmit passive filter)가 없는 다중 대역 RF 부시스템(multiband RF sub-system)을 허용하는 고성능의 역량 및 인접 채널에서 송신 파워를 위한 성능을 종종 제한하는 VCO 재변조 현상에서의 강건성이다. 또 다른 이점은 LSP(Large Signal Polar) 회로이고, 그에 의해 진폭 및 위상의 재조합이 파워 증폭기(Power Amplifier(PA)) 내측에서 발생하고, 그에 따라 파워 효율이 최대가 되며, 이는 이동 전화기 상에 큰 출력 파워를 종종 요구하는 2G 및 2.5G 세대의 시스템에서 유용하다. 엄격한 타이밍 및 높은 동적인 출력 파워 제어의 제한과 함께 극 변조의 장점을 갖기 위해 SSP(Small Signal Polar) 내에서 3G/HSxPA를 위한 극 변조가 더 많이 고려된다. 다중 대역 셀룰러 송수신기의 바람직한 구현에서, IC는 GSM의 2G/2.5G 모드를 위한 SSP 모드에서 그리고 3G/HSxUPA를 위한 LSP 모드에서 작동할 수 있다.

진폭 및 주파수 입력 신호를 생성하기 위해, 기저 대역부(Base Band part(BB)) 내에서 일부 디지털 처리가 요구된다. 이러한 신호 발생은 표준 규정, 송수신기 벤치마크의 성능, 및 적정한 구현을 위한 전류 및 영역 제한의 요건을 고려한다. 그것은 또한 RF 송신기의 가능성, 즉 VCO 상의 주파수 변조(Frequency Modulation(FM)) 및 출력 버퍼 상의 진폭 변조와 호환될 필요가 있다.

발명자는 극 아키텍처(polar architecture)가 특히 UMTS 표준에서 사용된 QPSK(또는 HPSK도 마찬가지임) 변조의 경우에 중요한 단점을 갖는다는 것을 관찰했다. 복소 궤적 신호가 복소 평면의 원점을 통해 또는 그 원점에 적어도 근접하여 통과하면, 위상 신호는 매우 급격하게 변화한다. 이러한 효과는 유한 샘플링 주파수 및 유한 FM 범위 때문에 다음 단계에 의해 적절히 취급될 수 없는 거대한 위상 변조(Phase Modulated(PM)) 신호 대역폭을 초래한다. 이는 결국 재조합 신호의(예를 들어, 안테나 신호의) 스펙트럼 확장을 야기한다. TX 신호 테일 스펙트럼(TX signal tail spectrum)이 RX 대역에 있으면, RX 신호의 원하지 않는 감지 불능이 발생한다(주: UMTS 표준에서는 공기 신호가 동시에 송신되고 수신된다).

일 실시예에 따르면, (디지털 대 아날로그 변환을 위한 높은 또는 심지어 불가능한 회로 요건을 야기하는) 거대한 FM 신호 범위를 위한 요건 및 스펙트럼 확장 효과를 감소시키기 위해, I/Q 신호 도메인 내에서 직접적으로 작동하는 디지털 전처리 블록이 삽입된다. 이러한 전처리 블록의 임무는 복소 평면 내에 개방 아이(open eye)가 존재하게 되도록 원점에 근접하여 통과하는 궤적을 구부리는 것이다.

이러한 신호 변형이 에러 벡터 크기(Error-Vector Magnitude(EVM)) 및 스펙트럼의 면에서 신호를 상당히 열화시키지 않게 하기 위해서, 추가 필터 단계는 바람직하게는 그에 따라 발생된 대역외 스펙트럼 재생(out-of-band spectral re-growth)을 약화시키기 위해 사용된다.

또 다른 실시예에 따르면, 표준에 부합하는 인접 채널 상의 주파수 스펙트럼 및 허용 가능한 EVM을 유지하면서, 최대 FM 편차 및 크기 동적 범위를 제한하기 위해, 변조 신호의 초기 궤적을 변경시키는 것이 제안된다.

일 양상에 따라, 디지털 복소 변조 신호를 처리하는 방법이 제안되며, 상기 방법은, 전처리된 디지털 복소 변조 신호(pre-processed digital complex modulated signal)를 획득하기 위해 상기 디지털 복소 변조 신호(digital complex modulated signal)를 전처리하는 전처리 단계와, 상기 전처리된 신호의 데카르트 대 극 변환을 수행하는 단계를 포함하며, 상기 전처리 단계는, 상기 디지털 복소 변조 신호의 궤적을 분석하는 단계와, 상기 궤적이 복소 평면의 원점 주위의 영역(region around the origin)과 교차하면, 상기 전처리된 신호가 상기 영역을 회피하는 변경된 궤적을 갖도록 상기 디지털 복소 변조 신호를 변경시키는 단계를 포함한다.

비록 상기 영역을 회피하기 위한 많은 가능성이 존재하지만, 특히 효율적인 실시예에서, 상기 디지털 복소 변조 신호를 변경시키는 단계는, 복소 수정 신호(complex correction signal)를 생성하는 단계와, 상기 궤적의 최근접점을 포함하는 상기 궤적의 일부가 상기 원점으로부터 상기 궤적에 실질적으로 수직인 방향으로 이격되도록 상기 복소 수정 신호를 상기 디지털 복소 변조 신호에 가산함으로써 변경된 디지털 복소 신호를 획득하는 가산 단계를 포함한다.

일 실시예에 따라, 상기 복소 수정 신호를 생성하는 단계는 상기 영역의 크기 및 상기 원점에 대한 상기 최근접점의 위치에 따라 달라지는 상기 최근접점에서의 상기 복소 수정 신호의 진폭 및 위상을 추정하는 단계를 포함하고, 상기 가산 단계는 상기 최근접점에서 또는 상기 최근접점 부근에서 상기 복소 수정 신호를 상기 디지털 복소 변조 신호에 가산하는 단계를 포함한다.

상기 복소 수정 신호를 생성하기 위한 몇 개의 변형예가 가능하다.

제 1 변형예에 따라, 상기 최근접점에서의 상기 복소 수정 신호의 진폭 및 위상을 추정하는 단계는, 최소 진폭을 갖는 상기 복소 변조 신호의 샘플을 결정하는 단계와, 상기 최소 진폭을 갖는 상기 샘플에 각각 선행하는 그리고 후행하는 두 개의 샘플 사이의 가중 보간으로부터 초기 복소 수정 벡터를 추정하는 단계와, 상기 영역의 크기 및 상기 초기 복소 수정 벡터의 크기에 따라 달라지는 크기를 가지면서 상기 초기 복소 수정 벡터에 평행한 최종 복소 수정 벡터를 결정하는 단계를 포함하며, 상기 최종 복소 수정 벡터는 상기 복소 수정 신호이고, 상기 가산 단계는 상기 최종 복소 수정 벡터를 상기 최소 진폭을 갖는 상기 샘플에 가산하는 단계를 포함한다.

즉, 이러한 변형예는, 데카르트 축의 크기의 최소를 발견한 다음 바람직하게는 충분한 필터링과 함께 상기 신호에 가산되는 벡터를 정의하기 위한 샘플링 지점의 용이한 보간에 기초한다. 상기 최소의 검출이 적절한 샘플링 속도로 작동될 수 있으므로, 장점은 이러한 최소의 검출 이전에 고속 업샘플링(up-sampling)의 임의의 많은 계산을 회피한다는 것이다.

또 다른 변형예에서, 상기 디지털 복소 변조 신호는 제 1 주파수에서 샘플링되며, 상기 최근접점에서의 상기 복소 수정 신호의 진폭 및 위상을 추정하는 단계는, 상기 디지털 복소 변조 신호를 제 2 주파수로 업샘플링하고 보간하는 단계와, 상기 업샘플링되고 보간된 복소 신호로부터 상기 최근접점을 추정하는 단계와, 상기 영역의 크기 및 상기 원점에 대한 상기 최근접점의 위치에 따라 달라지는 배향 및 크기를 가지면서 상기 제 2 주파수에서 샘플링된 수정 복소 펄스를 생성하는 단계를 포함하고, 상기 가산 단계는, 상기 수정 펄스의 선택된 샘플을 상기 제 1 주파수에서 출력하는 단계와, 상기 선택된 샘플을 상기 디지털 복소 변조 신호의 샘플에 가산하는 단계를 포함한다.

이러한 전처리의 장점 중의 하나는 특히 PM/FM 경로에서 다음 블록을 위한 감소된 요건이다. 샘플링 속도 및 신호 대역폭은 스펙트럼을 열화시키지 않으면서 감소될 수 있으며, 즉, 스펙트럼 확장이 다음 블록에 의해 덜 영향을 받게 된다. 비록 이러한 전처리 그 자체가 일부 스펙트럼 확장을 생성하긴 하지만, 상기 궤적이 전술된 바와 같이 상기 복소 평면의 상기 원점 주위에서 구부러지므로, I/Q 도메인 내에서 필터링을 나중에 적용할 가능성이 있다.

결과적으로, 이전에 바람직하지 않게 발생된 스펙트럼 확장은 심지어 복소 평면 내에서 개방 아이를 파괴하지 않으면서 대폭 감소될 수 있다.

또 다른 양태에 따라, 장치가 제안되며, 상기 장치는,

- 디지털 복소 변조 신호를 수신하도록 구성된 입력 수단,

- 전처리된 신호를 데카르트 대 극 변환 수단으로 전달하도록 구성된 출력 수단,

- 상기 전처리 수단은, 상기 입력 수단과 상기 출력 수단 사이에 연결되는 전처리 수단을 포함하며, 복소 평면 내에서의 상기 디지털 복소 변조 신호의 궤적을 분석하기 위한 분석 수단과, 상기 전처리된 신호가 상기 복소 평면의 원점 주위의 영역을 회피하는 변경된 궤적을 갖도록 상기 디지털 복소 변조 신호를 변경시키도록 구성된 제어 가능한 변경 수단과, 상기 궤적이 상기 영역과 교차하면 상기 변경 수단을 활성화하도록 구성된 제어 수단을 포함한다.

일 실시예에 따라, 상기 변경 수단은, 복소 수정 신호를 생성하도록 구성되며, 그리고 상기 궤적의 최근접점을 포함하는 상기 궤적의 일부가 상기 원점으로부터 상기 궤적에 실질적으로 수직인 방향으로 이격되도록 상기 복소 수정 신호를 상기 디지털 복소 변조 신호에 가산하도록 구성된다.

일 실시예에 따라, 상기 변경 수단은, 상기 영역의 크기 및 상기 원점에 대한 상기 최근접점의 위치에 따라 달라지는 상기 최근접점에서의 상기 복소 수정 신호의 진폭 및 위상을 추정하도록 구성된 추정 수단, 및 상기 최근접점에서 또는 상기 최근접점 부근에서 상기 복소 수정 신호를 상기 디지털 복소 변조 신호에 가산하도록 구성된 가산 수단을 포함한다.

제 1 변형예에 따라, 상기 추정 수단은,

- 최소 진폭을 갖는 상기 복소 변조 신호의 샘플을 결정하도록 구성된 제 1 결정 수단,

- 상기 최소 진폭을 갖는 상기 샘플에 각각 선행하는 그리고 후행하는 두 개의 샘플 사이의 가중 보간으로부터 초기 복소 수정 벡터를 추정하도록 구성된 제 2 결정 수단과,

- 상기 영역의 크기 및 상기 초기 복소 수정 벡터의 크기에 따라 달라지는 크기를 가지면서 상기 초기 복소 수정 벡터에 평행한 최종 복소 수정 벡터를 결정하도록 구성된 제 3 결정 수단을 포함하며, 상기 최종 복소 수정 벡터는 상기 복소 수정 신호이고, 상기 가산 수단은 상기 최종 복소 수정 벡터를 상기 최소 진폭을 갖는 상기 샘플에 가산하도록 구성된다.

또 다른 변형예에서, 상기 디지털 복소 변조 신호는 제 1 주파수에서 샘플링되며, 상기 추정 수단은,

- 상기 디지털 복소 변조 신호를 제 2 주파수로 업샘플링하고 보간하도록 구성된 제 1 부처리 수단과,

- 상기 업샘플링되고 보간된 복소 신호로부터 상기 최근접점을 추정하도록 구성된 제 2 부처리 수단과,

- 상기 영역의 크기 및 상기 원점에 대한 상기 최근접점의 위치에 따라 달라지는 배향 및 크기를 가지면서 상기 제 2 주파수에서 샘플링된 수정 복소 펄스를 생성하도록 구성된 제 3 부처리 수단을 포함하고,

- 상기 가산 수단은, 상기 디지털 복소 변조 신호를 지연시키도록 구성된 지연 수단과, 상기 수정 펄스의 선택된 샘플을 상기 제 1 주파수에서 출력하도록 구성된 출력 수단과, 상기 출력 수단에 결합되며 상기 지연 수단에 연결된 가산 수단을 포함한다.

이들 두 개의 변형예에서, 모든 이들 수단은 예를 들어, 가산기, 승산기, 룩업 테이블, 논리 게이트...를 포함하는 특정 회로에 의해 그리고/또는 프로세서 내의 소프트웨어 모듈에 의해 실현될 수 있다.

바람직하게는, 상기 전처리 수단은 상기 변경 수단의 출력에 연결된 필터링 수단을 더 포함할 수 있다.

전술된 바와 같은 상기 장치는 집적 회로 내에 내장될 수 있다.

또 다른 양상에 따라, 극 변조 송신 체인이 제안되며, 상기 극 변조 송신 체인은, 디지털 복소 변조 신호를 전달하도록 구성된 변조 수단과, 데카르트 대 극 변환 수단과, 상기 변조 수단과 상기 데카르트 대 극 변환 수단 사이에 연결된 전술된 바와 같은 장치를 포함한다.

또 다른 양태에 따라, 통신 장치가 또한 제안되며, 상기 통신 장치는 예를 들어 무선 통신 장치이며, 전술된 바와 같은 극 변조 송신 체인을 포함한다.

본 발명의 다른 장점 및 특징은 결코 제한적이지 않은 실시예 및 첨부 도면의 상세한 설명을 검토하면 드러나게 될 것이다.
도 1 내지 도 6은 본 발명에 따른 방법의 특정 실시예의 흐름도를 다이어그램으로 도시한다.
도 7 내지 도 13은 본 발명에 따른 장치의 특정 실시예를 다이어그램으로 도시한다.
도 14 내지 도 17은 종래 기술에 따른 송신기 및 본 발명에 따른 특정 실시예의 송신기를 이용하여 획득된 결과의 일부 예를 도시한다.

이제 도 1을 참조하면, I/Q 변조(10)는 디지털 복소 변조 신호(digital complex modulated signal(DCMS))를 제공한다. 바람직하게는, 적어도 셀룰러 3G 신호에서, 변조 신호(DCMS)는 예를 들어 UMTS 애플리케이션 내의 잘 알려진 RRC 필터를 이용하여 이미 필터링된 신호이다. 상기 디지털 복소 변조 신호(DCMS)는 전처리된 신호(pre-processed signal(PPRS))를 제공하기 위해 전처리된다(단계 11). 그런 다음, 통상적인 데카르트 대 극 변환(12)이 전처리된 신호(PPRS)에 적용된다.

도 2에 보다 구체적으로 예시된 바와 같이, 전처리 단계(11)는 I축과 Q축에 의해 정의된 복소 평면(CPXP) 내에서 디지털 복소 변조 신호(DCMS)의 궤적(TRJ)(예를 들어 도 8)의 분석(110)을 포함한다.

그리고, 이러한 분석은 디지털 복소 변조 신호(DCMS)의 궤적(TRJ)이 복소 평면(complex plane(CPXP))의 원점(O) 주위의 영역(Region around the origin(RAO))과 교차하여 그에 따라 이론적으로 FM 신호의 매우 높은 피크를 초래하는 급속한 위상 변화를 야기하는지 여부의 분석(111)을 포함한다.

궤적이 영역(RAO)과 교차하지 않으면, 디지털 복소 변조 신호(DCMS)에 대한 변경이 수행되지 않는다(단계 113).

만약 그렇지 않으면, 디지털 복소 변조 신호(DCMS)는 예를 들어 도 8에 예시된 바와 같이 상기 전처리된 신호(PPRS)가 상기 영역(RAO)을 회피하는 변경된 궤적(MTRJ)을 갖도록 변경된다(단계 112).

도 3에서 다이어그램으로 예시된 바와 같이, 상기 디지털 복소 변조 신호(DCMS)를 변경시키는 단계(112)는 복소 수정 신호(complex correction signal(CCS))를 생성하는 단계(1120), 및 원점에 대한 궤적의 최근접점을 포함하는 궤적의 일부가 원점으로부터 궤적에 실질적으로 수직인 방향으로 이격되도록 상기 복소 수정 신호(CCS)를 상기 디지털 복소 변조 신호(DCMS)에 가산함으로써 변경된 디지털 복소 신호(modified digital complex signal(MDCS))를 획득하는 가산 단계를 포함한다.

상기 복소 수정 신호(CCS)를 생성하기 위한 해결책은 영역(RAO)의 크기 및 상기 원점(O)에 대한 최근접점의 위치에 따라 달라지는 최근접점에서의 복소 수정 신호의 진폭 및 위상을 추정하는 단계를 포함할 수 있다. 그런 다음, 상기 복소 수정 신호(CCS)는 (상기 최근접점이 신호의 샘플에 실제로 상응하면) 상기 최근접점에서 또는 그렇지 않으면 상기 최근접점 부근에서 상기 디지털 복소 변조 신호(DCMS)에 가산될 것이다.

이러한 복소 수정 신호(CCS)의 디지털 복소 변조 신호(DCMS)와의 합은 물론 복소 수정 신호(CCS)의 생성의 제 1 변형예는 도 4에서 보다 구체적으로 예시된다.

제 1 단계(단계 #1)에서, 최소 진폭을 갖는 샘플이 검출된다(단계 1100).

보다 정확하게는, 샘플의 크기(진폭)(A_i)로부터 각각의 최소가 검출된다. 최소는 동시에 두 개의 조건을 입증할 때, 즉

i) 진폭이 정의된 문턱값(A_TH)보다 작으며,

ii) 다음 샘플의 진폭(A_{n +1})이 현재 샘플의 진폭(A_n)보다 클 때, 유효하게 된다.

실제로, 문턱값(A_TH)은 궤적에 의해 회피되어야 하는 영역(RAO)의 크기에 상응한다.

최소의 조사의 예는 도 10에 예시된다. 제 1 점검(문턱값보다 작은 진폭)은 시간(t_{n -3})에서 유효한 반면 제 2 점검(다음 샘플의 진폭이 더 큼)은 최소 크기가 검출될 때의 시간(t_n)에서 유효하다. 따라서, 이러한 예에서, 샘플(S_n)은 최소 진폭(A_n)을 갖는 샘플이다.

제 2 단계(단계 #2)에서, 복소 평면의 원점(O)로부터 궤적을 이격시키기 위해 궤적 상의 최소 크기 지점이 계산된다.

궤적의 이러한 최소(최근접점)는 예를 들어 두 개의 샘플 사이의 직선이 원점에 매우 근접할 때 입력에서의 신호의 임의의 샘플과 절대적으로 상이할 수 있다. 그런 다음, 입력 데이터의 최소 진폭의 선택은 바람직하지 않아야 하며, 그 크기를 문턱값(A_TH)으로 강제하는 것은 궤적(TRJ)에 대체로 평행한 벡터를 가산해야 하고, 원점 회피는 덜 효율적일 수 있다.

따라서, 입력 샘플들 사이에 가중 보간이 수행된다(단계 11201, 도 4).

고전적인 방식으로 수행된 이러한 연산은 각각의 시간 단계에서 많은 곱셈 및 가산 연산을 야기하면서 계산(영점 삽입을 갖는 업샘플링(up-sampling) 및 필터링)에 많은 비용이 든다.

그런 다음, 해결책은 다음과 같이 하나의 샷(shot) 계산에서 최소 벡터를 추정하는 것이다.

이전에 발견된 최소 진폭 지점(S_n)으로부터, 선행 샘플(S_{n -1}) 및 후행 샘플(S_n+1)을 취하고, 각각 S_{n +1}과 S_{n -1}의 크기에 의해 가중치 부여된 합을 계산한다.

그런 다음, 최소에서 궤적 벡터의 수학식 1은 다음과 같다.

제 2 선택적 추정이 다음 수학식에 의해 획득될 수 있다.

제 3 단계(11202)(단계 #3)는 궤적을 원점으로부터 이격시키기 위해 궤적에 가산해야 하는 벡터(V_add)를 정의하는 것이다. 중앙 영역에서 궤적에 수직인 최소 진폭 벡터(V_Amin)가 발견됨에 따라, 크기 (A_th-A_Amin)를 가지면서 V_Amin에 평행한 벡터가 단계 #1에서 검출된 최소점에 가산될 것이다. A_th는 문턱값이며, A_Amin은 V_Amin의 크기이다. 이러한 벡터의 수학식은 극 좌표에서 다음과 같이 표시된다.

여기에서,

은 V_Amin의 극 좌표 표현이며, A_th는 문턱값의 크기이다.

이는 수학식 2로 표현될 수 있다.

다시 말해서, 가산되는 벡터(V_add)를 유도하기 위해 최소 벡터는 K와 곱해진다.

이러한 예에서, 벡터(V_add)는 변경된 디지털 복소 신호(MDCS)를 획득하기 위해 (S_n으로부터 가산 단계(11210)로의 경로 상에서 발생하는 처리 지연에 상응하는 지연만큼 지연된) 디지털 복소 변조 신호(DCMS)에 가산되는 복소 수정 신호(CCS)이다.

결국, 도 6에 보다 구체적으로 예시된 바와 같이, 전처리의 최종 단계(단계 #4)는 바람직하게는 필터링 단계(114)이다. 본 변형예에서, 이러한 최종 단계(114)는 예를 들어 영점 삽입에 의한 업샘플링 및 연관된 필터이며, 그것의 컷-오프 주파수(cut-off frequency)는 통신 표준에 의해 요구된 송신 채널 필터의 컷-오프 주파수보다 큰 데, 왜냐하면 이러한 마지막 단계는 변조 신호의 생성에서 이미 적용되었고, 진폭과 위상의 기생 응답(parasitic response)의 추가에 의해 방해되지 않아야 하기 때문이며, 어떻게든, 컷-오프는 이러한 제 2 업샘플링이 발생할 때 변조기 필터에 비해 증가될 수 있다. 비록 이러한 필터가 변조 대역폭 내에서 임의의 작용을 갖지 않을지라도, 그것은 검출된 최소 샘플에 대한 영점 회피 벡터의 추가 때문에 인접 채널 전력을 감소시키며, 반송 주파수로부터 멀리 이격된 송신 잡음에 대한 약간의 여유를 가질 수 있다.

궤적(MTRJ)이 필터의 시간 응답에 의해 정의된 지속시간 내에서 영점을 회피하는 것과 같이, 가산된 벡터는 초기 신호와 함께 필터링되며 신규 샘플링 속도의 몇 개의 샘플에 걸쳐 분배된다(도 8 참조). 짧은 시간 간격 내에서 두 개의 연속한 최소가 발생할 때, 두 개의 가산된 벡터는 필터를 동시에 통과하는데, 왜냐하면 필터의 시간 응답이 이러한 간격보다 크기 때문이다.

복소 수정 신호를 생성하기 위한 또 다른 변형예는 도 5에 보다 구체적으로 예시된다.

이러한 변형예에 따라, 상기 디지털 복소 변조 신호(DCMS)는 제 1 주파수(예를 들어, 상대적으로 낮은 샘플링 주파수)에서 샘플링되며, 상기 최근접점에서의 디지털 복소 변조 신호(DCMS)의 진폭 및 위상을 추정하는 단계는 보다 높은 샘플링 주파수를 갖는 업샘플링되고 보간된 복소 신호(up-sampled and interpolated complex signal(IUPS))를 획득하기 위해 디지털 복소 변조 신호(DCMS)를 제 2 주파수로 업샘플링하고 상기 신호를 보간하는 단계(단계 11204)를 포함한다.

그런 다음, 상기 업샘플링되고 보간된 복소 신호(IUPS)로부터 최근접점이 추정된다(단계 11205).

그런 다음, 상기 제 2 주파수에서 샘플링된 수정 복소 펄스(correction complex pulse(CCPLS))가 생성된다(단계 11206). 이러한 펄스는 영역(RAO)의 크기 및 상기 원점에 대한 상기 최근접점의 위치에 따라 달라지는 배향 및 크기를 갖는다.

마지막으로, 수정 펄스의 선택된 샘플이 상기 제 1 주파수에서 출력되며(단계 11207)(이로써 복소 수정 신호를 형성함), 변경된 디지털 복소 신호(MDCS)를 획득하기 위해 (단계 11204로부터 가산 단계 11210로의 경로 상에서 발생하는 처리 지연에 상응하는 지연만큼 지연된) 상기 디지털 복소 변조 신호(DCMS)의 샘플에 가산된다(단계 11210).

물론, 이하에서 보다 상세하게 설명되는 바와 같이, 궤적이 원점 주위의 영역과 교차하지 않으면, 수정 펄스는 생성되지 않으며, (단계 11207로부터) 가산 신호는 0이다.

업샘플링하고 보간하는 단계(11204)는 복소 평면(CPXP)의 원점(O)에 대한 궤적(TRJ)의 최소 거리(예를 들어, 도 12 및 도 13 참조) 및 궤적 최근접점의 상응하는 좌표를 일정 정확도로 계산하는 것을 허용한다.

단계(11205)(최근접점 추정)에서, 먼저 원점에 가장 근접한 샘플(진폭 궤적의 국부 최소)을 결정하기 위해 복소 샘플이 사용된다. 일단 이러한 샘플이 검출되면, 일반적으로 이러한 최근접점이 시간 이산 디지털 신호의 샘플 지점과 반드시 일치하지는 않으므로, 궤적의 최근접점을 발견하기 위해 추가 선형 보간이 적용될 수 있다. 선형 보간이 충분하다. 이러한 최근접점의 좌표는 궤적(TRJ)의 점근선(asymptote)에 대한 수직선의 각도를 제공한다. 그러므로, 이들 좌표는 복소 펄스의 방향을 정의하기 위해 직접 사용될 수 있다.

이러한 펄스는 실제로 영역(RAO) 외부의 이러한 궤적(TRJ)의 최근접점을 중간에 포함하는 상기 궤적의 세그먼트를 효율적으로 이격시키기 위해 궤적(TRJ)에 수직인 방향을 갖는다(예를 들어 도 12 및 도 13 참조).

이제 이들 두 개의 변형예의 추가 설명 및 장점은 도 7을 참조하여 이하에 보다 상세하게 설명될 것이다.

도 7에서, 예를 들어 이동 전화와 같은 무선 통신 장치(wireless communication apparatus(WAP))의 송신 체인(transmission chain(TXCH))이 다이어그램으로 예시된다. 이러한 송신 체인(TXCH)은 극 변조 유형의 아키텍처를 갖는다.

디지털 복소 변조 신호(DCMS)는 충족되는 표준에 따라 통상적인 I/Q 변조기 내에서 생성된다. 이러한 I/Q 변조기(BM)는 예를 들어 CDMA/W-CDMA 내의 확산 및 스크램블링 코드(spreading and scrambling code)와 함께 심볼(symbol)의 모든 부호화를 포함한다. 신호의 무리(constellation)는 대개 3G 표준에서와 같이 제곱근 상승 여현 필터(root raised Cosine filter)에 의해 일반적으로 필터링된다. 디지털 복소 변조 신호(DCMS)를 전처리하기 위한 장치(device(DV))는 변조기(BM)의 출력에 결합된다.

이러한 장치(DV) 뒤에는 잘 알려진 CORDIC(CO-ordinate Rotation Digital Computer) 알고리즘과 같이 통상적인 I/Q 대 극 변환을 수행하는 통상적인 블록(BCV)이 뒤따른다.

그런 다음, 디지털 진폭(AM)은 통상적인 프론트 엔드 모듈(front end module(FEM))로 전달된다.

변환기(BCV)에 의해 전달된 디지털 위상(PM)은 프론트 엔드 모듈(FEM)로 또한 전달된 주파수 변조 신호(frequency modulated signal(FM)) 내에서 변환된다.

프론트 엔드 모듈(FEM)은 무선 통신 장치(WAP)의 안테나(ANT)에 결합된다.

장치(DV)의 제 1 실시예는 도 9에 예시되며, 도 4에 특히 예시된 본 발명에 따른 방법의 제 1 변형예에 상응한다.

도 9에서, 실선은 복소 데이터에 상응하는 반면, 점선은 실수 데이터에 상응한다.

제 1 결정 수단(first determination means(FDM))은 최소 진폭(A_n)을 갖는 샘플(S_n)을 결정하도록 구성된다.

보다 정확하게, 이러한 예에서, 두 개의 비교기(CMP1 및 CMP2)는 현재 샘플의 진폭(A_n)과 다음 샘플의 진폭(A_{n +1})을 그리고 진폭(A_n)과 문턱값(A_TH)을 각각 비교한다.

그런 다음, 이들 두 개의 비교 결과에 따라, AND 게이트는 논리 신호(0 또는 1)를 승산기(multiplier(MUL))의 제 1 입력으로 전달한다.

디지털 복소 변조 신호(DCMS)의 궤적이 영역(RAO)과 교차하지 않으면, 즉 진폭(A_n)이 문턱값(A_TH)보다 크면, 상기 논리 신호는 0이다. 이러한 경우에, 이하에 보다 상세하게 설명되는 바와 같이, 디지털 복소 변조 신호(DCMS)의 샘플은 장치(DV)의 출력(OUT)으로 전달되기 전에 단지 필터링된다. 그러나, 이러한 필터링은 신호의 궤적을 변경시키지 않는다.

AND 게이트에 의해 전달된 논리 신호가 1이면, 디지털 복소 변조 신호(DCMS)는 영역(RAO)을 회피하기 위해 변경된다.

그러므로, 제 2 비교기(CMP2)는 이러한 궤적이 문턱값(A_TH)에 의해 정의된 영역(RAO)과 교차하는지 여부를 판단하기 위해 궤적을 분석하도록 구성된 분석 수단에 속하는 것으로 간주될 수 있다.

그리고, 승산기(MUL)와 함께 AND 게이트는 궤적(TRJ)이 영역(RAO)과 교차하는지 여부에 따라 달라지는 신호의 변경을 활성화할지 여부를 위한 제어 수단(control means(CTL))인 것으로 간주될 수 있다.

두 개의 비교기(CMP1 및 CMP2)는 최소 진폭(A_n)을 갖는 샘플(S_n)을 검출하는 것을 허용한다.

제 2 결정 수단(second determination means(SDM))은 전술된 수학식 1에 의해 정의된 초기 수정 벡터(V_Amin)를 추정하도록 구성된다.

이들 제 2 결정 수단(SDM)은 여기에서 벡터(V_Amin)를 계산하는 것을 허용하면서 승산기, 가산기 및 1/X 연산기는 물론 지연 수단을 포함한다.

이러한 계산을 구현하기 위해, 예를 들어 6비트 계산과 같이 매우 부족한 정확도이면 충분할 것이다. 크기 값이 단계 #1로부터 이용 가능하므로, 분자(numerator)는 단지 두 개의 승산기와 한 개의 가산기를 필요로 한다. 분모(denominator)는 두 개의 크기의 합을 위한 한 개의 가산기를 필요로 하며, 그런 다음 나눗셈을 실현하기 위해, 낮은 비트 수는 먼저 두 개의 크기의 합과 그런 다음 반전(1/x)을 위한 룩업 테이블(look-up table) 및 승산기를 구현 가능하게 할 것이다.

계산의 정확도는 매우 높을 필요가 없는데, 최소 진폭에서 두 개의 연속 지점이 거의 동일한 진폭값을 갖는 경우에, 하나의 샘플 또는 나머지 샘플의 검출은 무시할만한 영향을 미치며, 또한 적어도 하나의 좌표 I 또는 Q가 A_Amin보다 클 때, 유효 진폭의 계산은 소용이 없는데, 왜냐하면 그것이 이러한 문턱값보다 반드시 클 것이기 때문이다. 전형적인 구현예에서, 문턱값은 0.15로 설정되며, I 및 Q는 0.25로 제한되고(2 MSB는 삭제됨) 계산 및 전류 소비를 회피하기 위해 룩업 테이블(Look Up Table(LUT))의 입력 주소일 것이다. 간격 [0: 0.25]을 위해, 바람직한 크기는 32 x 32, 즉 5 비트 해상도 또는 64 x 64, 즉 6 비트 해상도이다.

완전한 프로세스를 위해 동일 시간에 이용 가능한 세 개의 크기의 필요성에도 불구하고, 단지 하나의 LUT가 구현되며, 즉 유닛 지연(unit delay)과 함께 시프트 레지스터(shift register) 내에 유지된 두 개의 선행 샘플 사이의 크기는 항상 이용 가능하다.

초기 복소 수정 벡터(V_Amin)에 평행하면서 전술된 수학식 2에 의해 주어진 최종 복소 수정 벡터(V_add)를 결정하기 위한 제 3 결정 수단(third determination means(TDM))이 제공된다.

다시 한번, 이들 계산을 위해 몇 가지 방법이 가능하며, 본 예에서는 이러한 수학적 표현을 위해 룩업 테이블(LUT)이 사용된다.

복소 수정 벡터(V_add)는 승산기(MUL)의 제 2 입력으로 전달된다. AND 게이트에 의해 전달된 논리 신호가 1이면, 복소 수정 벡터(V_add)는 최종 복소 수정 벡터(V_add)를 최소 진폭을 갖는 샘플(S_n)에 가산하기 위해 제공된 가산 수단(ADD)으로 전달된다.

또한, 전술된 바와 같이, 바람직하게는 벡터(V_add)의 추가에 의해 인접 채널 전력을 감소시키기 위해, 영점 삽입에 의한 업샘플링 수단 및 연관된 저역 통과 필터를 포함하는 필터링 수단(filtering means(FLT))이 제공된다.

AND 게이트에 의해 전달된 논리 신호가 0이면, 값(0)이 가산 수단(ADD)으로 전달되며, 전술된 바와 같이 디지털 복소 변조 신호(DCMS)의 샘플만이 필터링된다.

따라서, 전술된 바와 같이, 이러한 실시예는 궤적(TRJ)에 대체로 수직인 유효 최소 벡터를 발견하는 것을 제공한다.

도 5에 예시된 본 발명의 제 2 변형예에 상응하는 장치(DV)의 또 다른 실시예는 도 11에 다이어그램으로 예시된다.

전술된 바와 같이, 여기에서 목적은 원점 교차가 회피되고 복소 평면 내에 개방 아이가 초래되도록 요구될 때 작은 I 및 Q 수정 신호를 삽입하는 것이다. 수정이 필요하지 않으면(즉, 진폭(R_closest)의 국부 최소가 비교 진폭(R_threshold)보다 크면), 바람직하게는 필터링 수단(FLT)에서 수행된 업샘플링 및 보간을 제외하고, 펄스가 생성되지 않으며(즉, I_pulse(t)+jQ_pulse(t)=0) 궤적이 변경되지 않는다.

I/Q 전처리 블록은 변조기에 의해 제공된다. 궤적 신호 Z(t)=I(t)+jQ(t)는 제 1 부처리 수단(first sub-processing means(SPM1))에서 (제 1 주파수(8f_chip)으로부터 제 2 주파수(64f_chip)으로) 업샘플링되고 보간된다. 결과로서 생성된 궤적 신호는 영속적으로 관찰되고 분석되며, 그 궤적 신호가 원점 주위의 영역과 교차하면(즉, abs(Z)<R_threshold), 수정 펄스가 생성되어 본래의 신호에 가산된다. 이러한 예에서 가정된 펄스는 가우시안 형태를 갖는 반면, 그 펄스의 피크값이 커질수록 궤적은 원점에 더 근접하여 통과한다. 또한 2차원 펄스는 궤적에 수직으로 보이는 방향을 갖는다. 이것은 펄스 발생기(pulse generator(SPM3))가 궤적으로부터 (정확한 시간 스탬프를 포함한) R_closest 정보뿐만 아니라 궤적의 최근접점의 좌표(x_closest, y_closest)를 필요로 하기 때문이다. 일반적으로 이러한 최근접점은 시간 이산 디지털 신호(time-discrete digital signal)의 샘플 지점(@64f_chip)과 반드시 일치하지는 않으므로, 추가 보간이 요구된다. (궤적이 고속 클럭(@64f_chip)으로 이미 샘플링된다고 가정하면) 선형 보간이 충분하다고 증명될 수 있다.

이러한 보간은 제 2 부처리 수단(second sub-processing means(SPM2))에 의해 고전적인 방식으로 수행된다.

도 12 및 도 13에서, 궤적을 구부리기 위한 두 개의 상이한 예가 도시된다.

도 12에서, 본래의 신호는 평면의 원점과 실질적으로 교차하며, 그러므로 수정 펄스는 (R_threshold에 상응하는) 최대 피크값을 갖는다. 이러한 경우에, (전처리 이후의) 변경된 궤적은 추가 에러 벡터 크기(Error Vector Magnitude(EVM)) 기여를 야기하는, 본래의 곡선으로부터의 최대 편차를 포함한다. EVM 확장이 용인될 수 있도록 (또한 개방 아이의 크기를 대략 정의하는) 비교 수(R_threshold)가 정의되어야 한다.

도 13에서, 본래의 궤적은 원점을 (작지만) 일정한 거리를 두고 통과한다. 최소 거리는 길이(R_closest)를 갖는 (궤적의 점근선으로 지칭된) 수직선에 의해 주어진다. 여기에서 요구된 수정 펄스는 더 작으며, 즉 피크값은 R_threshold-R_threshold에 의해 주어진다. 그러므로, 변경된 궤적은 도 12에서 예시된 이전 예에 비해 본래의 궤적으로부터 더 작게 벗어난다.

비교기(comparator(CLTM))는 궤적을 영속적으로 분석하고 이러한 궤적이 원점 주위의 영역(RAO)과 교차하는지 여부를 검출하도록 허용한다.

보다 정확하게, 인에이블 신호(enable signal)는 원점에 대한 최근접점의 거리(R_closest)가 일정한 문턱값(R_threshold)보다 작은 경우에 활성화된다. 이러한 비교기는 여기에서 디지털 복소 변조 신호(DCMS)를 변경시키도록 구성된 변경 수단을 제어 수단이 활성화시킬지 여부를 형성한다.

펄스 발생기(pulse generator(SPM3)에서 수정 펄스가 발생된다.

인에이블 입력 신호가 활성화되는 경우에만 펄스가 발생된다. 인에이블 신호는 펄스 발생기를 트리거링하기 위해 사용될 수 있다. 펄스의 스케일링(scaling)은 R_closest 및 R_threshold의 차이에 의해 주어진다. 복소 펄스의 배향은 최근접점의 각도에 의해 정의된다.

64f_chip의 제 1 샘플링 주파수라고 가정하면, 이러한 예에서 적용된 가우시안 펄스는 33 탭의 길이를 갖는다. 출력은 8f_chip의 제 2 샘플링 주파수에서 제공되므로, 출력 샘플의 개수는 4 내지 5로 감소된다. 원점에 대한 최근접 거리를 갖는 샘플의 (신호 시퀀스 내에서의) 위치에 따라, 가우시안 펄스의 상응하는 샘플이 선택된다(예를 들어, [3], [11], [19], [27] 또는 [1], [9], [17], [25], [33]).

복소 수정 신호(CCS)를 형성하는 수정 펄스의 선택된 샘플은 지연 블록(delay block(DM)) 내에서 지연된 디지털 복소 변조 신호(DCMS)와 가산 수단(ADD1 및 ADDQ)에서 가산된다.

실제로, 이러한 지연 블록은 원점 근접(close-to-origin) 이행 및 평행 경로 내의 상응하는 수정 펄스 발생을 검출하기 위해 요구된 시간을 보상하기 위해 입력 신호(DCMS)를 지연시킨다.

두 경로 사이에 시간 정렬은 1/(64f_chip)의 정확도로 설정된다.

장치(DV)의 최종 단계는 여기에서 필터링 수단(FLT)이 복소 평면 내의 개방 아이를 파괴하지 않으면서 신호의 업샘플링 및 대역외 스펙트럼(out-of-band spectrum)의 감소를 수행하는 것이다.

변형예가 사용되는 한, 종래 기술(즉, 전처리가 없음)에 대한 본 발명에 따른 전처리의 장점의 비제한적인 예는 이제 도 14 내지 도 17에 예시된다.

도 14는 3G 송신의 변조 릴리스 99(R99)를 도시하며, 여기에서 일부 임계점(원점 근접 이행)이 관찰된다.

도 15는 3G-릴리스 99 상의 출력 신호의 변경된 궤적 및 주파수 스펙트럼을 도시한다.

이러한 도 15에서, 전처리로부터 초래된 개방 아이(open eye(OEY))가 명확하게 관찰 가능하다.

원점 근접 이행의 결과는 특히 도 16의 곡선(CV1)에 의해 특별히 예시된 바와 같이 최대 주파수 변조(Frequency Modulation(FM)) 편차이다. 보다 정확하게, 이러한 도면 상에서, 61.44M샘플/초로 입력 W-CDMA 신호가 측정된다. 그리고 곡선(CV1)(FM의 상보 누적 분포 함수(Complementary Cumulative Distribution Function))은 20MHz보다 큰 값을 갖는 FM 크기를 도시한다.

제안된 디지털 전처리의 효과는 전처리 이후에 7.5MHz에서 FM 크기의 제한으로서 도 16의 곡선(CV2) 상에 매우 명확하게 나타난다. 이러한 예에서, 필터링 말단에서의 전처리된 신호는 245.8 M샘플/초에 있고, 최대 FM에서 122.9 MHz에 있다.

도 17은 전처리 이전의 W-CDMA 신호의 진폭 히스토그램(H1)(진폭 분포 함수(누적되지 않음)) 및 전처리된 신호의 진폭 히스토그램(H2)을 도시한다. 히스토그램(H2)은 특히 0.2 미만의 크기를 갖는 샘플이 없음을 도시한다.

제안된 전처리의 이점은 그들의 표준이 정의에 의해 원점을 회피하지 않는 RF 통신 시스템에서 극 변조 송신이 가능하게 하는 것이다. 이러한 표준의 완전하지 않은 리스트는 블루투스, WLAN, 3G 릴리스 99(3G release 99), 3G HSxPA이다.

Claims (16)

1. 디지털 복소 변조 신호를 처리하는 방법에 있어서,
   전처리된 디지털 복소 변조 신호(pre-processed digital complex modulated signal(PPRS))를 획득하기 위해 상기 디지털 복소 변조 신호(digital complex modulated signal(DCMS))를 전처리하는 단계와, 상기 전처리된 신호의 데카르트 대 극 변환을 수행하는 단계를 포함하며, 상기 전처리 단계(11)는 상기 디지털 복소 변조 신호의 궤적을 분석하는 단계와, 상기 궤적이 복소 평면의 원점(O) 주위의 영역(region around the origin(RAO))과 교차하면, 상기 전처리된 신호가 상기 영역을 회피하는 변경된 궤적을 갖도록 상기 디지털 복소 변조 신호를 변경시키는 단계(112)를 포함하는
   디지털 복소 변조 신호 처리 방법.
   
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 디지털 복소 변조 신호를 변경시키는 단계는 복소 수정 신호(complex correction signal(CCS))를 구성하는 단계(1120)와, 상기 원점에 대한 상기 궤적의 최근접점을 포함하는 상기 궤적의 일부가 상기 원점으로부터 상기 궤적에 실질적으로 수직인 방향으로 이격되도록 상기 복소 수정 신호를 상기 디지털 복소 변조 신호에 가산함으로써 변경된 디지털 복소 신호를 획득하는 가산 단계(1121)를 포함하는
   디지털 복소 변조 신호 처리 방법.
   
3. 제 2 항에 있어서,
   상기 복소 수정 신호(CCS)를 구성하는 단계는 상기 영역의 크기 및 상기 원점에 대한 상기 최근접점의 위치에 따라 달라지는 상기 최근접점에서의 상기 복소 수정 신호의 진폭 및 위상을 추정하는 단계를 포함하며, 상기 가산 단계는 상기 최근접점에서 또는 상기 최근접점 부근에서 상기 복소 수정 신호를 상기 디지털 복소 변조 신호에 가산하는 단계를 포함하는
   디지털 복소 변조 신호 처리 방법.
   
4. 제 3 항에 있어서,
   상기 최근접점에서의 상기 복소 수정 신호의 진폭 및 위상을 추정하는 단계는 최소 진폭을 갖는 상기 복소 변조 신호의 샘플을 결정하는 단계(1100)와, 상기 최소 진폭을 갖는 상기 샘플에 각각 선행하는 그리고 후행하는 두 개의 샘플 사이의 가중 보간으로부터 초기 복소 수정 벡터(V_Amin)를 추정하는 단계(11201)와, 상기 영역의 크기 및 상기 초기 복소 수정 벡터의 크기에 따라 달라지는 크기를 가지면서 상기 초기 복소 수정 벡터에 평행한 최종 복소 수정 벡터(V_add)를 결정하는 단계(11202)를 포함하고, 상기 최종 복소 수정 벡터는 상기 복소 수정 신호이며, 상기 가산 단계는 상기 최종 복소 수정 벡터를 상기 최소 진폭을 갖는 상기 샘플에 가산하는 단계(11210)를 포함하는
   디지털 복소 변조 신호 처리 방법.
   
5. 제 3 항에 있어서,
   상기 디지털 복소 변조 신호는 제 1 주파수에서 샘플링되고, 상기 최근접점에서의 상기 복소 수정 신호의 진폭 및 위상을 추정하는 단계는 상기 디지털 복소 변조 신호를 제 2 주파수로 업샘플링하고 보간하는 단계(11204)와, 상기 업샘플링되고 보간된 복소 신호로부터 상기 최근접점을 추정하는 단계(11205)와, 상기 영역의 크기 및 상기 원점에 대한 상기 최근접점의 위치에 따라 달라지는 배향 및 크기를 가지면서 상기 제 2 주파수에서 샘플링된 수정 복소 펄스를 생성하는 단계(11206)를 포함하며, 상기 가산 단계는 상기 수정 펄스의 선택된 샘플을 상기 제 1 주파수에서 출력하는 단계(11207)와, 상기 선택된 샘플을 상기 디지털 복소 변조 신호의 샘플에 가산하는 단계(11210)를 포함하는
   디지털 복소 변조 신호 처리 방법.
   
6. 제 2 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
   상기 전처리 단계(11)는 상기 변경된 디지털 복소 신호를 필터링하는 단계(114)를 더 포함하는
   디지털 복소 변조 신호 처리 방법.
   
7. 디지털 복소 변조 신호(DCMS)를 수신하도록 구성된 입력 수단과, 전처리된 신호(PPRS)를 데카르트 대 극 변환 수단으로 전달하도록 구성된 출력 수단과, 상기 입력 수단과 상기 출력 수단 사이에 결합되는 전처리 수단을 포함하며, 상기 전처리 수단은 복소 평면 내에서의 상기 디지털 복소 변조 신호의 궤적을 분석하기 위한 분석 수단과, 상기 전처리된 신호가 상기 복소 평면의 원점 주위의 영역(RAO)을 회피하는 변경된 궤적을 갖도록 상기 디지털 복소 변조 신호를 변경시키도록 구성된 제어 가능한 변경 수단과, 상기 궤적이 상기 영역과 교차하면 상기 변경 수단을 활성화하도록 구성된 제어 수단을 포함하는
   장치.
   
8. 제 7 항에 있어서,
   상기 변경 수단은 복소 수정 신호(CCS)를 구성하며, 상기 원점에 대한 상기 궤적의 최근접점을 포함하는 상기 궤적의 일부가 상기 원점으로부터 상기 궤적에 실질적으로 수직인 방향으로 이격되도록 상기 복소 수정 신호를 상기 디지털 복소 변조 신호에 가산하도록 구성되는
   장치.
   
9. 제 8 항에 있어서,
   상기 변경 수단은 상기 영역의 크기 및 상기 원점에 대한 상기 최근접점의 위치에 따라 달라지는 상기 최근접점에서의 상기 복소 수정 신호의 진폭 및 위상을 추정하도록 구성된 추정 수단과, 상기 최근접점에서 또는 상기 최근접점 부근에서 상기 복소 수정 신호를 상기 디지털 복소 변조 신호에 가산하도록 구성된 가산 수단을 포함하는
   장치.
   
10. 제 9 항에 있어서,
    상기 추정 수단은 최소 진폭을 갖는 상기 복소 변조 신호의 샘플을 결정하도록 구성된 제 1 결정 수단(first determination means(FDM))과, 상기 최소 진폭을 갖는 상기 샘플에 각각 선행하는 그리고 후행하는 두 개의 샘플 사이의 가중 보간으로부터 초기 복소 수정 벡터를 추정하도록 구성된 제 2 결정 수단(second determination means(SDM))과, 상기 영역의 크기 및 상기 초기 복소 수정 벡터의 크기에 따라 달라지는 크기를 가지면서 상기 초기 복소 수정 벡터에 평행한 최종 복소 수정 벡터를 결정하도록 구성된 제 3 결정 수단(third determination means(TDM))을 포함하며, 상기 최종 복소 수정 벡터는 상기 복소 수정 신호이고, 상기 가산 수단(summation means(ADD))은 상기 최종 복소 수정 벡터를 상기 최소 진폭을 갖는 상기 샘플에 가산하도록 구성되는
    장치.
    
11. 제 9 항에 있어서,
    상기 디지털 복소 변조 신호는 제 1 주파수에서 샘플링되고, 상기 추정 수단은 상기 디지털 복소 변조 신호를 제 2 주파수로 업샘플링하고 보간하도록 구성된 제 1 부처리 수단(first sub-processing means(SPM1))과, 상기 업샘플링되고 보간된 복소 신호로부터 상기 최근접점을 추정하도록 구성된 제 2 부처리 수단(second sub-processing means(SPM2))과, 상기 영역의 크기 및 상기 원점에 대한 상기 최근접점의 위치에 따라 달라지는 배향 및 크기를 가지면서 상기 제 2 주파수에서 샘플링된 수정 복소 펄스를 생성하도록 구성된 제 3 부처리 수단(third sub-processing means(SPM3))을 포함하며, 상기 가산 수단은 상기 디지털 복소 변조 신호를 지연시키도록 구성된 지연 수단(delay means(DM))과, 상기 수정 펄스의 선택된 샘플을 상기 제 1 주파수에서 출력하도록 구성된 출력 수단과, 상기 출력 수단에 연결되며 상기 지연 수단에 결합된 가산 수단(adding means(ADD))을 포함하는
    장치.
    
12. 제 7 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전처리 수단은 상기 변경 수단의 출력에 연결된 필터링 수단(filtering means(FLT))을 더 포함하는
    장치.
    
13. 제 7 항 내지 제 12 항 중 어느 한 항에 있어서,
    집적 회로 내에 내장되는
    장치.
    
14. 디지털 복소 변조 신호를 전달하도록 구성된 변조 수단(modulated means(BM))과, 데카르트 대 극 변환 수단(Cartesian to polar conversion means(BCV))과, 상기 변조 수단과 상기 데카르트 대 극 변환 수단 사이에 연결된 제 7 항 내지 제 13 항 중 어느 한 항에 따른 장치(device(DV))를 포함하는
    극 변조 송신 체인.
    
15. 제 14 항에 따른 극 변조 송신 체인(polar modulation transmission chain(TXCH))을 포함하는
    통신 장치.
    
16. 제 15 항에 있어서,
    상기 통신 장치는 무선 통신 장치(wireless communication apparatus(WAP))인
    통신 장치.

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