CN102414914A - 平衡超材料天线装置 - Google Patents

Abstract

本发明描述了利用使用复合复合左右手(CRLH)和平衡-非平衡转换器结构的平衡天线直接对非平衡传输线进行馈送的设计和技术。

Description

平衡超材料天线装置

优先权和相关申请

本申请要求于2009年3月3日提交的题为“BALANCED METAMATERIALANTENNA DEVICE”的序列号No.61/157,132的美国临时专利申请以及于2009年7月8日提交的题为“VIRTUAL GROUND BALANCED METAMATERIALANTENNA DEVICE”的序列号No.61/223,911的美国临时专利申请的权益。

以上申请的公开内容通过引用合并于此作为本申请的说明书的一部分。

背景技术

无线通信系统中的平衡线可以包括导电传输线对，导电传输线对中的每条导电传输线在结构上对称，并且沿它们相应的长度方向具有相等但反向的电流。因此，由于平衡线中的相消效应，沿传输线不会出现辐射，从而使平衡线对于抑制外部噪声而言是理想的。例如，无线系统中平衡线的一种实现方式包括偶极天线。

相反，被设计为具有连接到地的回路导线(return conductor)的非平衡线(如，同轴线缆)，或者其回路导线实际接地的电路，可以在同轴线缆内具有电流差，从而使传输线辐射。

可以使用平衡-非平衡转换器(balun)装置来实现平衡线与非平衡线之间的阻抗兼容。此外，平衡-非平衡转换器可以用作各自具有不同阻抗特性的源和装置之间的接口。在射频(RF)应用中，例如，平衡-非平衡转换器装置可以用于实现诸如平衡天线之类的平衡系统与诸如同轴线缆之类的非平衡系统之间的兼容。存在多种配置在天线装置应用中实现平衡-非平衡转换器装置。

附图说明

图1-3示出了根据示例实施例的基于四个单位单元的一维复合左右手超材料传输线的示例；

图4A示出了根据示例实施例的图2所示一维复合左右手超材料传输线等效电路的双端口网络矩阵表示；

图4B示出了根据示例实施例的图3所示一维复合左右手超材料传输线等效电路的双端口网络矩阵表示；

图5示出了根据示例实施例的基于四个单位单元的一维复合左右手超材料天线；

图6A示出了根据示例实施例的一维复合左右手超材料天线等效电路的双端口网络表示，类似于如图4A所示的传输线的情况；

图6B示出了根据示例实施例的一维复合左右手超材料天线等效电路的双端口网络表示，类似于如图4B所示的TL的情况；

图7A和7B是根据示例实施例的分别考虑平衡和非平衡情况的图2所示单位单元的色散曲线；

图8示出了根据示例实施例的基于四个单位单元的具有截小地的一维复合左右手超材料传输线；

图9示出了根据示例实施例的图8所示具有截小地的一维复合左右手超材料传输线的等效电路；

图10示出了根据示例实施例的基于四个单位单元的具有截小地的一维复合左右手超材料天线的示例；

图11示出了根据示例实施例的基于四个单位单元的具有截小地的一维复合左右手超材料传输线的另一示例；

图12示出了根据示例实施例的图11所示具有截小地的一维复合左右手超材料传输线的等效电路；

图13A和13B分别示出了根据示例实施例的平衡MTM天线装置的顶层的俯视图和底层的俯视图；

图14A示出了根据示例实施例的图13A-13B所示平衡MTM天线装置的过孔线取向；

图14B示出了根据示例实施例的图13A-13B所示平衡MTM天线装置的曲折过孔线配置；

图14C示出了根据示例实施例的图13A-13B所示平衡MTM天线装置的非对称曲折线形式的过孔线；

图15示出了根据示例实施例的图13A-13B所示平衡MTM天线装置的等效电路示意图；

图16A和16B分别示出了根据示例实施例的与图13A和13B所示的平衡MTM天线装置相关联的顶层和底层的电流流动图；

图17示出了根据示例实施例的图13A-13B所示平衡MTM天线装置的制造模型的俯视图；

图18示出了根据示例实施例的平衡MTM天线装置的第一接地场景(情况1)；

图19示出了根据示例实施例的针对自由空间的情况(基准)(由虚线表示)和针对未接地GND的情况(情况1)而测量的回波损耗图；

图20示出了根据示例实施例的针对自由空间的情况(基准)而测量的效率图；

图21示出了根据示例实施例的针对自由空间(基准)的情况在2.44GHz下的增益和辐射图的图示；

图22示出了根据示例实施例的针对图18所示情况1在2.44GHz下的增益和辐射图；

图23示出了根据示例实施例的天线装置的另一接地示例(情况2)；

图24示出了根据示例实施例的针对图23所示情况2天线装置在2.44GHz下的增益和辐射图；

图25示出了根据示例实施例的天线装置的另一接地示例(情况3)；

图26示出了根据示例实施例的针对图25所示情况3天线装置在2.44GHz下的增益和辐射图；

图27A-27B示出了根据示例实施例的天线装置的另一接地示例(情况4)；

图28示出了根据示例实施例的针对图27A-27B所示情况4天线装置在2.44GHz下的增益和辐射图；

图29A-29B示出了根据示例实施例的与地断开的平衡天线装置的顶层的俯视图和底层的俯视图；

图29C示出了根据示例实施例的图29A-29B所示平衡MTM天线装置的等效电路示意图；

图30示出了根据示例实施例的图29所示平衡天线装置的底层的电场分布图；

图31和32分别示出了根据示例实施例的针对图29A-29B所示虚地情况在2.44GHz下的仿真回波损耗和辐射图结果；

图33A-33C分别示出了根据示例实施例的虚接地双频段天线装置的结构细节，包括顶层的俯视图、底层的俯视图和这两层的透视图；

图34示出了根据示例实施例的与图33A-33B所示平衡MTM天线装置相关联的锥形设计；

图35示出了根据示例实施例的图33A-33C所示平衡MTM天线装置中的电流流动的示意图；

图36A-36B分别示出了根据示例实施例的平衡MTM天线装置的制造模型的俯视图和仰视图；

图37示出了根据示例实施例的针对2.4GHz频段而测量的回波损耗图；

图38示出了根据示例实施例的双频段平衡MTM天线装置的针对2.4GHz频段而测量的效率；

图39示出了根据示例实施例的平衡MTM天线装置的针对2.4GHz频段而测量的峰值增益；

图40示出了根据示例实施例的针对自由空间的情况在2.4GHz下的增益和辐射图；

图41示出了根据示例实施例的平衡MTM天线装置的针对5GHz频段而测量的回波损耗；

图42示出了根据示例实施例的双频段平衡MTM天线装置的针对5GHz频段而测量的效率；

图43示出了根据示例实施例的针对5GHz频段而测量的峰值增益；

图44示出了根据示例实施例的针对自由空间的情况在5GHz下的增益和辐射图；

图45A-45C示出了根据示例实施例的虚接地、高增益、宽带宽平衡MTM天线装置；

图46示出了根据示例实施例的图45A-45C所示平衡MTM天线装置的制造模型；

图47示出了根据示例实施例的图45A-45C所示平衡MTM天线装置的所测量的回波损耗图；

图48示出了根据示例实施例的图45A-45C所示平衡MTM天线装置的所测量的效率；

图49示出了根据示例实施例的图45A-45C所示平衡MTM天线装置的所测量的峰值增益；

图50示出了根据示例实施例的图45A-45C所示平衡MTM天线装置在自由空间情况下的增益和辐射图；

图51A-51B分别示出了根据示例实施例的平衡MTM天线装置的顶层的俯视图和底层的俯视图；

图52A-52B示出了根据示例实施例的平衡MTM天线装置的另一示例，所述平衡MTM天线装置具有采用虚地的MTM天线结构；以及

图53A-53B示出了根据示例实施例的MTM平衡天线装置的另一示例。

在附图中，相似的组件和/或特征可以具有相同的参考数字。此外，利用参考数字后面的第二标记来区分相同类型的各个组件。如果说明书中仅使用第一参考数字，则描述适用于具有该第一参考数字的相似组件中的任何一个，而不考虑第二参考数字。

具体实施方式

最近，伴随对无缝全球接入的用户需求，无线广域网(WWAN)使用、宽带无线局域网(WLAN)采用的增长，已经促使无线工业通过在蜂窝手机、接入点、膝上型计算机和客户卡中支持多频段和多模式操作，来支持不同地理区域中的大多数宽带无线标准。这使得RF和天线设计领域的工程师在开发时面临以下巨大挑战：1)多频段，2)低剖面(low profile)，3)小型化，4)性能更高(包括多输入多输出(MIMO))，5)加速投入市场，6)低成本，7)易于集成在上述装置中。常规的天线技术满足上述7个标准中的一部分标准，然而很难满足所有这些标准。本文描述了一种新的解决方案，该方案应用基于超材料(metamaterial)的RF设计，以便将五频段(penta-band)手机天线直接印刷在印刷电路板(PCB)上，以及开发针对WiFi接入点的平衡天线。本文描述了完全的有源和无源性能，包括MTM天线的关键优点。还公开了对天线操作的详细分析，同时关注于主左手(Left-Handed，LH)模式，所述主左手(LH)模式使得可以减小天线的尺寸并使得能够将天线直接印刷在PCB上。

超材料是人造复合材料，被设计为产生自然介质中没有实现的期望电磁传播行为。术语“超材料”是指这些人造结构的多种变型，包括基于复合左右手(Composite Right and Left-Hand，CRLH)传播的传输线(TL)。纯左手(LH)TL的实际实现方式包括源于集总元件(lumpelemental)电参数的右手(Right-Hand，RH)传播。这种包括LH和RH传播或模式的复合使得空前地改善了空中接口(air interface)集成、空中下载(Over-The-Air，OTA)性能和小型化，同时降低了材料清单(BOM)成本和SAR值。MTM使得可以实现在物理上较小但是在电学上较大的空中接口组件，同时在紧邻的装置之间实现最小耦合。在一些实施例中，MTM天线结构是直接印刷在电介质基板上的铜，且可以使用常规的FR-4基板或柔性印刷电路(FPC)板来制造。

超材料结构可以是周期性结构，其中N个相同的单位单元级联在一起，每个单元远远小于工作频率下的一个波长。本文使用的超材料结构可以是在馈电处电容性耦合并且电感性加载到地的任何RF结构。在这种情况下，一个超材料单位单元的组成由等效集总电路模型来描述，该模型具有串联电感器(L_R)、串联电容器(C_L)、分路电感器(L_L)和分路电容器(C_R)，其中L_L和C_L确定LH模式传播特性，而L_R和C_R确定RH模式传播特性。在如以下参考图7A和7B描述的简单色散图中，可以容易地看出不同频率下LH和RH模式传播的行为。在这样的色散曲线中，β＞0表示RH模式，而β＜0表示LH模式。MTM装置根据工作频率而表现出负相位速度。

常规传输线的电尺寸与其物理维度有关，因此减小装置尺寸通常意味着增大工作频率的范围。与之不同的是，超材料结构的色散曲线主要取决于四个CRLH参数C_L、L_L、C_R和L_R的值。因此，处理CRLH参数的色散关系使得可以实现具有电学上较大RF信号而物理上较小的RF电路。在小天线设计中已经成功地采用了这种构思。

诸如偶极天线之类的平衡天线由于其宽带特性和简单的结构而被看作是无线通信系统的最常用解决方案之一。平衡天线已用于无线路由器、蜂窝电话、汽车、建筑物、船只、飞机、航天器等等。偶极装置具有两个镜像部件和耦接至馈送网络的中心馈点，因此在结构上称作是“平衡的”。偶极天线的辐射图在方位角平面(azimuth plane)内是非方向性的，而在仰角平面(elevation plane)内是方向性的。偶极天线沿着偶极轴具有“环”形辐射图，并且在方位角平面内是全向的。典型地使用平衡-非平衡转换器将平衡天线的两个部分处的信号转换成非平衡馈送端口处的信号，或者将非平衡馈送端口处的信号转换成平衡天线的两个部分处的信号。对于无线接入点或路由器，天线具有全向辐射图，并且能够针对已有的IEEE 802.11网络提供更大的覆盖。全向天线提供360°的扩大覆盖，从而有效地改善了更远距离处的数据。这还有助于提高信号质量和减小无线覆盖中的盲点，从而使全向天线对于WLAN应用来说是理想的。然而，典型地，在诸如无线路由器之类的小型便携式装置中，紧凑天线元件与周围的地平面之间的相对位置显著地影响辐射图。对于不具有平衡结构的天线而言，如，片式天线或反F形平面天线(PIFA)，即便这些天线具有紧凑的尺寸，周围的地平面也会容易地破坏这些天线的全向性。越来越多使用MIMO技术的WLAN装置需要多个天线，因此可以将来自不同天线的信号相组合，以在无线信道中采用多路径，并使得可以实现更高的容量、更好的覆盖和更高的可靠性。同时，消费装置继续减小尺寸，这需要以非常小的维度来设计天线。对于常规的偶极天线或印刷式偶极天线，天线尺寸取决于工作频率，因此减小尺寸是具有挑战性的任务。

在一个实施例中，使用Rayspan MTM-B技术来详细描述基于CRLH MTM结构的紧凑印刷式平衡天线设计。通过嵌入CRLH MTM技术，平衡天线具有较小的尺寸、提高的效率和全向性。平衡天线在方位角平面内表现出全向辐射图，而无论是否存在地平面。可以使用方便的集成方案将不同平衡天线设计印刷在PCB上，作为超小型天线结构。此外，可以使用大体积PCB制造标准在PCB上容易地制造这些结构。平衡天线可以用在WLAN系统线中。

在一个示例中，长度为L(例如，8.46mm)宽度为W(例如，4.3mm)的矩形MTM单元片(patch)经由耦合间隙电容性耦合至发射焊盘(launchpad)。耦合提供了串联电容器或LH电容器，以产生左手模式。金属过孔将顶层的MTM单元片连接至底层的细过孔线，最终引导至底部地平面，底部地平面提供了并联电感或LH电感。两部分处的过孔线一起形成180°线，以保持结构的平衡。

在一些应用中，超材料(MTM)和复合左右手(CRLH)结构和组件基于一种应用左手(LH)结构构思的技术。本文中，术语“超材料”、“MTM”、“CRLH”和“CRLH MTM”表示使用常规电介质和导电材料而设计用于产生独特电磁特性的复合LH和RH结构，其中，这种复合单位单元比传播电磁波的自由空间波长小得多。

本文使用的超材料技术包括实现由导电和电介质部件构成的紧凑装置并且用于接收和发送电磁波的技术手段、方法、装置、发明和设计。与竞争方法相比，通过使用MTM技术，天线和RF组件可以制造得非常紧凑，并且可以彼此之间或者与附近的其他组件之间在空间上相距非常近，同时使不期望的干扰和电磁耦合最小化。这种天线和RF组件还表现出有用且独特的电磁行为，这种电磁行为源自于用于在无线通信装置内部设计、集成和优化天线和RF组件的多种结构中的一种或多种结构。

CRLH结构是在一定频率范围内同时表现出负介电常数(ε)和负磁导率(μ)而在另一频率范围内同时表现出正ε和正μ的结构。基于传输线(TL)的CRLH结构是使得可以实现TL传播并且在一定频率范围内同时表现出负介电常数(ε)和负磁导率(μ)而在另一频率范围内同时表现出正ε和正μ的结构。无论是否采用常规的RF设计结构，均可以设计和实现基于CRLH的天线和TL。

由常规导电和电介质部件制成的天线、RF组件和其他装置当被设计为用作MTM结构时，可以称作“MTM天线”、“MTM组件”等等。使用常规的导电和绝缘材料以及标准制造工艺可以容易地制造MTM组件，所述标准制造工艺包括但不限于：在诸如FR4、陶瓷、LTCC、MMICC、柔性膜、塑料或甚至纸之类的基板上印刷、蚀刻和去掉导电层。

在一个实施例中，一种新的超材料天线设计在不需要与偶极天线相关联的半波长尺寸的情况下达到偶极平衡天线的特性。这种MTM平衡天线不仅小，而且与装置的地平面无关，因此成为一种用在不同装置中而不改变天线装置基本结构的非常吸引人的解决方案。这种平衡天线适用于MIMO应用，这是因为在地平面级不存在耦合。诸如偶极天线之类的平衡天线由于其宽带特性和简单的结构而已被看作是无线通信系统的最普遍解决方案之一。平衡天线已用于无线路由器、蜂窝电话、汽车、建筑物、船只、飞机、航天器等等。偶极具有两个镜像部件，并且通常由馈送网络在中心馈电，因此该结构称作“平衡的”。偶极天线的辐射图在方位角平面内是非方向性的，而在仰角平面内是方向性的。

常规天线的示例包括单极天线，单极天线是具有单端馈电的地平面相关天线。单极导电迹线(辐射臂)的长度基本决定了天线的谐振频率。天线的增益根据诸如与地平面的距离和地平面的尺寸之类的参数而变化。

常规天线的另一示例包括偶极天线，偶极天线可以被看作是背对背放置的两个镜像单极的组合。偶极天线是一种平衡天线设计，典型地具有由馈送网络来驱动的中心馈送元件；因此偶极天线在结构上是对称的。辐射图是轴以偶极为中心的螺旋管形(环形)，因此在方位角平面内是近似全向的。决定偶极天线的全向性的关键参数之一是偶极的长度。当偶极的长度为波长的二分之一时，实现螺旋管形辐射图。可以用同轴线缆(coax)来直接馈送偶极天线。然而，由于coax的两端分别连接至不同的电位，所以coax不是平衡馈送器。当用非平衡馈送器来馈送诸如偶极天线之类的平衡天线时，共模电流可能会使馈线发生辐射，从而非对称地使辐射图失真，进而引起RF干扰并降低天线效率。可以通过使用平衡-非平衡转换器来避免这种问题，平衡-非平衡转换器将相对于地而平衡的(差分)信号转换成非平衡的(单端)信号，或者将非平衡的(单端)信号转换成相对于地而平衡的(差分)信号。偶极天线的尺寸一般较大，例如是波长的二分之一，从而对于当今的无线通信系统需要分配大量的空间。此外，与偶极天线相关联的交叉极化与偶极天线的尺寸成相反关系。这样，交叉极化随着偶极天线尺寸的减小而增大，因此限制了无线装置中用于支撑偶极天线的区域的可能尺寸减小。此外，当偶极天线被放置在靠近较大地平面的位置时，辐射图失真。偶极天线的辐射图和增益取决于地平面的尺寸以及偶极天线与地平面之间的距离。因此，对于偶极天线与地平面的接近程度也可能存在限制。对于单极天线也存在类似的情况。

许多常规的印刷式天线小于二分之一波长，因此地平面的尺寸在确定这些印刷式天线的阻抗匹配和辐射图中起到了重要作用。此外，这些天线可以根据地平面的形状而具有较强的交叉极化分量。

在诸如无线接入点或路由器之类的一些常规无线天线应用中，天线表现出全向辐射图，并且能够针对已有的IEEE 802.11网络提供增大的覆盖。全向天线提供360°的扩大覆盖，有效地改善了更远距离处的数据。这还有助于提高信号质量和减小无线覆盖中的盲点，从而使全向天线对于无线局域网(WLAN)应用来说是理想的。然而，典型地，在诸如无线路由器之类的小型便携式装置中，紧凑天线元件与周围的地平面之间的相对位置显著地影响辐射图。对于不具有平衡结构的天线而言，如贴式片天线或平面反F形天线(PIFA)，即便这些天线具有紧凑的尺寸，周围的地平面也会容易地破坏这些天线的全向性。

越来越多使用MIMO技术的WLAN装置需要多个天线，因此可以将来自不同天线的信号相组合，以在无线信道中采用多路径，并使得可以实现更高的容量、更好的覆盖和更高的可靠性。同时，消费装置继续减小尺寸，这需要以非常小的维度来设计天线。对于常规的偶极天线或印刷式偶极天线，天线尺寸在很大程度上取决于工作频率，因此减小尺寸是具有挑战性的任务。

可以使用CRLH结构来构造天线、传输线以及其他RF组件和装置，从而允许大范围的技术进步，如，功能性的提高、尺寸的减小和性能的改善。与常规天线不同，MTM天线谐振受到左手(LH)模式存在的影响。通常，LH模式有助于激励和更好地匹配低频谐振，以及改善高频谐振的匹配。可以使用常规的FR-4印刷电路板(PCB)或柔性印刷电路(FPC)板来制造这些MTM天线结构。其他制造技术的示例包括薄膜制造技术、片上系统(SOC)技术、低温共烧陶瓷(LTCC)技术和单片微波集成电路(MMIC)技术。

鉴于与使用偶极的特定平衡天线或常规印刷式天线相关联的上述问题，本申请提供了基于CRLH结构的若干平衡天线装置，所述天线装置产生实质上全向的辐射图，具有较小的尺寸和较小的交叉极化，并且相对不易受到地平面存在的影响。

CRLH超材料结构

在本公开中，CRLH MTM天线的基本结构元件是以示意性方式提供的，目的在于描述平衡MTM天线装置中使用的CRLH天线结构的基本方面。例如，本文描述的上述和其他天线装置中的一个或多个天线可以具有多种天线结构，包括右手(RH)天线结构和CRLH结构。在右手(RH)天线结构中，电磁波的传播对于(E，H，β)矢量场遵循右手定则，其中E是电场、H是磁场、β是波矢量(或传播常数)。相位速度方向与信号能量传播(群速度)的方向相同，且折射率是正数。这种材料称作右手(RH)材料。大多数自然材料是RH材料。人造材料也可以是RH材料。

超材料可以是一种人造结构，或者如上所述，MTM组件可以被设计为表现同人造结构。换言之，描述组件的行为和电学构成的等效电路与MTM的等效电路一致。当用比超材料所引导的电磁能量的波长λ小得多的结构平均单位单元尺寸ρ来设计时，超材料对于所引导的电磁能量而言可以表现为一种均匀介质。与RH材料不同，超材料可以表现出负折射率，并且相位速度方向可以与信号能量传播的方向相反，其中(E，H，β)矢量场的相关方向遵循左手定则。具有负折射率并且同时具有负介电常数(ε)和负磁导率(μ)的超材料称作纯左手(LH)超材料。

许多超材料是LH超材料和RH材料的混合，因此是CRLH超材料。CRLH超材料可以在低频下表现为LH超材料，而在高频下表现为RH材料。例如，在Caloz和Ttoh的″Electromagnetic Metamaterials：TransmissionLine Theory and Microwave Applications，″John Wiley&Sons(2006)中描述了多种CRLH超材料的实现方式和特性。Tatsuo Itoh在″Invited paper：Prospects for Metamaterials，″Electronics Letters，Vol.40，No.16(August，2004)中描述了CRLH超材料及其在天线中的应用。

CRLH超材料可以被构造和设计为表现出针对特定应用而定制的电磁特性，并且可以用在使用其他材料很困难、不实际或不可行的应用中。此外，可以使用CRLH超材料来开发新的应用和构造新的装置，这些新的应用和新的装置可能是用RH材料无法实现的。

可以使用超材料结构来构造天线、传输线以及其他RF组件和装置，从而允许大范围的技术进步，如，功能性的提高、尺寸的减小和性能的改善。MTM结构具有一个或多个MTM单位单元。如上所述，MTM单位单元的集总电路模型等效电路包括RH串联电感L_R、RH分路电容C_R、LH串联电容C_L和LH分路电感L_L。可以基于这些CRLH MTM单位单元来设计基于MTM的组件和装置，其中可以使用分布式电路元件、集总电路元件或二者的组合来实现CRLH MTM单位单元。与常规的天线不同，MTM天线谐振受到LH模式存在的影响。通常，LH模式有助于激励和更好地匹配低频谐振，以及改善高频谐振的匹配。MTM天线结构可以被配置为支持包括“低频段”和“高频段”在内的多个频段。低频段包括至少一个LH模式谐振，高频段包括与天线信号相关联的至少一个RH模式谐振。

在2007年4月27日提交的题为“Antennas，Devices and Systems Basedon Metamaterial Structures”的序列号No.11/741,674的美国专利申请和2009年9月22日授权的题为“Antennas Based on Metamaterial Structures”的美国专利N0.7,592,957中，描述了MTM天线结构的一些示例和实现方式。可以使用常规的FR-4印刷电路板(PCB)或柔性印刷电路(FPC)板来制造这些MTM天线结构。

一种类型的MTM天线结构是单层金属化(SLM)MTM天线结构，其中，MTM结构的导电部分位于在基板的一侧形成的单个金属化层中。以这种方式，将天线的CRLH组件印刷到基板的一个表面或层上。对于SLM装置，将电容性耦合部分和电感性负载部分均印刷到基板的同一侧。

双层金属化无过孔(TLM-VL)MTM天线结构是另一种类型的MTM天线结构，该MTM天线结构在基板的两个平行表面上具有两个金属化层。TLM-VL不具有将一个金属化层的导电部分与另一个金属化层的导电部分相连的导电过孔。在2008年10月13日提交的题为“Single-LayerMetallization and Via-Less Metamaterial Structures”的序列号为12/250,477的美国专利申请中描述了SLM和TLM-VL MTM天线结构的示例和实现方式，其公开一并在此作为参考。

图1示出了基于四个单位单元的一维(1D)CRLH MTM传输线(TL)的示例。一个单位单元包括单元片和过孔，是用于构造期望的MTM结构的构造块。所示的TL示例包括形成在基板的两个导电金属化层中的四个单位单元，其中在基板的顶部导电金属化层上形成四个导电单元片，基板的另一侧具有作为地电极的金属化层。形成四个居中的导电过孔，穿透基板，以分别将四个单元片连接到地平面。左侧的单位单元片电磁耦合至第一馈线，右侧的单位单元片电磁耦合至第二馈线。在一些实现中，每个单位单元片电磁耦合至相邻的单位单元片，而不直接与相邻的单位单元相接触。这种结构形成了MTM传输线以从一个馈线接收RF信号而在另一馈线处输出该RF信号。

图2示出了图1的1D CRLH MTM TL的等效网络电路。ZLin’和ZLout’分别对应于TL输入负载阻抗和TL输出负载阻抗，并且是由于每一端的TL耦合而引起的。这是印刷式双层结构的示例。L_R是由电介质基板上的单元片和第一馈线引起的，C_R是由夹在单元片与地平面之间的电介质基板而引起的。C_L是由两个相邻的单元片的存在而引起的，过孔产生L_L。

每个独立的单位单元可以具有与串联(SE)阻抗Z和分路(SH)导纳(Y)相对应的两个谐振ω_SE和ω_SH。在图2中，Z/2模块包括LR/2和2CL的串联组合，Y模块包括L_L和C_R的并联组合。这些参数之间的关系如下表示：

${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}=\frac{1}{\sqrt{L_L{C}_R}};$ ${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}=\frac{1}{\sqrt{L_R{C}_L}};$ ${\mathrm{\ω}}_R=\frac{1}{\sqrt{L_R{C}_R}};$ ${\mathrm{\ω}}_L=\frac{1}{\sqrt{L_L{C}_L}}$

其中， $Z=\mathrm{j\ω}{L}_R+\frac{1}{\mathrm{j\ω}{C}_L},$ $Y=\mathrm{j\ω}{C}_R+\frac{1}{\mathrm{j\ω}{L}_L}$

等式(1)

图1中输入/输出边缘处的两个单位单元不包括C_L，这是因为，C_L表示两个相邻单元片之间的电容并且在这些输入/输出边缘处没有C_L。在边缘单位单元处C_L部分的缺失防止了ω_SE频率发生谐振。因此，仅出现ω_SH作为m＝0的谐振频率。

为了简化计算分析，包含了ZLin’和ZLout’串联电容器的一部分，以补偿缺失的C_L部分，其余的输入和输出负载阻抗分别表示为ZLin和ZLout，如图3所示。在这种情况下，理想地，单位单元具有与图3中两个串联的Z/2模块和一个分路Y模块所表示的参数相同的参数，其中Z/2模块包括L_R/2和2C_L的串联组合，Y模块包括L_L和C_R的并联组合。

图4A和4B分别示出了在不具有图2和3所示的负载阻抗的情况下针对TL电路的两端口网络矩阵表示。提供了描述输入-输出关系的矩阵系数。

图5示出了基于四个单位单元的1D CRLH MTM天线的示例。与图1的1D CRLH MTM TL不同，图5的天线将左侧的单位单元耦合至馈线，以将该天线连接至天线电路，而右侧的单位单元是开路的，使得四个单元与空气接口以发送或接收RF信号。

图6A示出了图5的天线电路的两端口网络矩阵表示。图6B示出了图5中的天线电路的两端口网络矩阵表示，其中在边缘处作出了改动以考虑缺失的C_L部分从而使所有的单位单元都相同。图6A和6B分别类似于图4A和4B所示的TL电路。

以矩阵符号的形式，图4B表示以下关系：

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{Vin}\\ \mathrm{Iin}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\mathrm{AN}& \mathrm{BN}\\ \mathrm{CN}& \mathrm{AN}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{Vout}\\ \mathrm{Iout}\end{array}\right)$ 等式(2)

其中，AN＝DN，这是因为，当从Vin和Vout端来看时，图3的CRLH MTMTL电路是对称的。

在图6A和6B中，参数GR’和GR表示辐射电阻，参数ZT’和ZT表示端接阻抗(termination impedance)。ZT’、ZLin’和ZLout’分别都包括来自附加2CL的贡献，如以下所示：

${\mathrm{ZLin}}^{\′}=\mathrm{ZLin}+\frac{2}{\mathrm{j\ωCL}},$ ${\mathrm{ZLout}}^{\′}=\mathrm{ZLout}+\frac{2}{\mathrm{j\ωCL}},$ ${\mathrm{ZT}}^{\′}=\mathrm{ZT}+\frac{2}{\mathrm{j\ωCL}}$

等式(3)

由于通过构造或仿真天线均可以得到辐射电阻GR或GR’，因此可能难以优化天线设计。因此，优选的是采用TF方法，然后用各种端接ZT来仿真其相应的天线。等式(1)的关系对图2中的电路有效，其中修改后的值AN’、BN’和CN’反映了两个边缘处缺失的C_L部分。

可以通过使N个CRLH单元结构以nπ传播相位长度谐振，根据色散方程来确定频段，其中n＝0，±1，±2，...，±N。本文中，N个CRLH单元分别都由等式(1)中的Z和Y来表示，这与图2所示的结构不同，其中端部单元没有C_L。因此，可以期望与这两个结构相关联的谐振不同。然而大量的计算表明，除了n＝0以外所有的谐振都是相同的，其中，在图3所示的结构中ω_SE和ω_SH均谐振，而在图2的结构中仅ω_SH谐振。正相移(n＞0)对应于RH区域谐振，负值(n＜0)与LH区域谐振相关联。

以下给出了具有Z和Y参数的N个相同CRLH单元的色散关系：

等式(4)

其中Z和Y在等式(1)中给出，AN是从如图3所示的N个相同CRLH单位单元的线性级联而得到的，p是单元尺寸。奇数n＝(2m+1)和偶数n＝2m谐振分别与AN＝-1和AN＝1相关联。对于图4A和图6A中的AN’，n＝0模式仅在ω₀＝ω_SH处谐振，而不是在ω_SE和ω_SH两者处均谐振，这是因为在端部单元处没有C_L，而与单元的数目无关。以下等式针对表1中指定的不同χ值给出了高阶频率：

对于n＞0， ${\mathrm{\ω}}_{\±n}^2=\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2+\mathrm{\χ}{\mathrm{\ω}}_R^2}{2}\±\sqrt{{\left(\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2+\mathrm{\χ}{\mathrm{\ω}}_R^2}{2}\right)}^2-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2}$

等式(5)

表1提供了针对N＝1，2，3，4的χ值。应注意，不管在边缘单元处存在完整的C_L(图3)还是不存在C_L(图2)，高阶谐振|n|＞0都相同。此外，如等式(4)所示，接近n＝0的谐振具有小χ值(接近χ下限0)，而高阶谐振趋向于达到χ上限4。

表1：针对N＝1，2，3，4个单元的谐振

图7A和7B分别针对ω_SE＝ω_SH(平衡，即，L_RC_L＝L_LC_R)和ω_SE≠ω_SH(非平衡)情况示出了作为频率ω函数的单位单元的CRLH色散曲线β。在非平衡情况下，在min(ω_SE，ω_SH)和max(ω_SE，ω_SH)之间存在频率间隙。利用等式(5)中在χ达到上限χ＝4时的谐振方程给出频率限ω_min和ω_max值，如以下等式所述：

${\mathrm{\ω}}_{\min }^2=\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2+4{\mathrm{\ω}}_R^2}{2}\±\sqrt{{\left(\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2+4{\mathrm{\ω}}_R^2}{2}\right)}^2-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2}$

${\mathrm{\ω}}_{\max }^2=\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2+4{\mathrm{\ω}}_R^2}{2}\±\sqrt{{\left(\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2+4{\mathrm{\ω}}_R^2}{2}\right)}^2-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2}$ 等式(6)

此外，图7A和7B提供了沿色散曲线的谐振位置的示例。在RH区域(n＞0)，结构尺寸1＝Np，其中p是单元尺寸，随着频率的减小而增大。相反，在LH区域，Np值越小，达到的频率越低，从而尺寸减小。色散曲线提供了对这些谐振周围的带宽的一些指示。例如，LH谐振具有较窄的带宽，这是因为色散曲线几乎是平坦的。在RH区域，带宽较宽，这是因为色散曲线更陡峭。因此，可以如下表示用于获得宽带的第一条件，第一BB条件：

COND1：第一BB条件

接近ω＝ω_res＝ω₀，ω_±1，ω_±2… $\&DoubleRightArrow;\left|\frac{\mathrm{d\&beta;}}{\mathrm{d\&omega;}}\right|={\left|\frac{\frac{\mathrm{d\&chi;}}{\mathrm{d\&omega;}}}{2p\sqrt{\mathrm{\&chi;}(1-\frac{\mathrm{\&chi;}}{4})}}\right|}_{\mathrm{res}}<<1$ 其中p＝单元尺寸，且 $\frac{\mathrm{d\&chi;}}{\mathrm{d\&omega;}}{|}_{\mathrm{res}}=\frac{2{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{rn}}}{{\mathrm{\&piv;}}_R^2}(1-\frac{{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{SE}}^2{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{SH}}^2}{{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{zn}}^4})$

等式(7)

其中，χ由等式(4)给出，ω_R由等式(1)定义。等式(4)中的色散关系指示当|AN|＝1时出现谐振，这使得等式(7)的第一BB条件(COND1)中的分母为零。需要提醒的是，AN是N个相同单位单元的第一传输矩阵项(图4B和图6B)。计算表明，COND1的确与N无关，并且由等式(7)中的第二个等式给出。表1中所示的谐振处的分子和χ的值限定了色散曲线的斜率，从而限定了可能的带宽。当带宽超过4％时，目标结构在尺寸上至多是Np＝λ/40。对于具有较小单元尺寸p的结构，等式(7)指示较高的ω_R值满足COND1，即，较低的C_R和L_R值，这是因为，对于n＜0，谐振出现在表1中4附近的χ值处，在其他项(1-χ/4→0)。

如上所述，一旦色散曲线斜率具有陡峭的值，则下一步骤是识别合适的匹配。理想的匹配阻抗具有固定值，并且可以不需要大的匹配网络占用面积(footprint)。本文中“匹配阻抗”是指馈线以及在单侧馈送的情况下(例如，在天线中)是指端接。为了分析输入/输出匹配网络，可以针对图4B中的TL电路来计算Zin和Zout。由于图3的网络是对称的，显然Zin＝Zout。可以看出，Zin与N无关，如以下等式所示：

${\mathrm{Zin}}^2=\frac{\mathrm{BN}}{\mathrm{CN}}=\frac{B1}{C1}=\frac{Z}{Y}(1-\frac{\mathrm{\&chi;}}{4})$ (等式8)

其中Zin²仅具有正实数值。一个原因是，等式(4)中的条件|AN|≤1使得B1/C1大于零，从而得出以下阻抗条件：

0≤-ZY＝χ≤4

第二宽带(BB)条件是，Zin在谐振附近随频率而略微变化，以保持恒定的匹配。需要提醒的是，实数输入阻抗Zin’包括来自串联电容C_L的贡献，如等式(3)所示。如下给出了第二BB条件：

COND2：第二BB条件：接近谐振，

等式(9)

与图2和图3中的传输线示例不同，天线设计包括具有无限阻抗的开放端侧，这与结构边缘阻抗之间匹配很差。以下等式给出了电容端接：

$Z_T=\frac{\mathrm{AN}}{\mathrm{CN}}$ 等式(10)

所述电容端接取决于N并且是纯虚数。由于LH谐振典型地比RH谐振窄，所以与n＞0区域相比，所选的匹配值更接近在n＜0区域中得到的匹配值。

一种增大LH谐振的带宽的方法是减小分路电容器CR。这种减小可以导致更陡峭色散曲线的更大ω_R值，如等式(7)所示。有多种减小CR的方法，包括但不限于：1)增大基板厚度；2)减小单元片面积；3)减小顶部单元片下方的地面积，从而得到“截小地”；或者上述技术的组合。

图1和5的MTM TL和天线结构使用导电层来覆盖基板的整个底面作为全地电极。被图案化为使基板表面的一个或多个部分外露的截小地电极可以用于将地电极的面积减小到小于整个基板表面的面积。这可以增大谐振带宽和调谐谐振频率。参考图8和11讨论截小地结构的两个示例，其中，在基板的地电极侧上处于单元片的覆盖区中的地电极数量减小，剩余的条带线(过孔线)用于将单元片的过孔连接至单元片的覆盖区外部的主地电极。可以以多种配置来实现这种截小地方法以实现宽带谐振。

图8示出了用于四单元MTM传输线的截小地电极的一个示例，其中地电极在单元片下方沿着一个方向具有小于单元片的维度。地导电层包括过孔线，过孔线连接至过孔并在单元片下方穿过。过孔线具有比每个单位单元的单元片的维度小的宽度。在由于天线效率的相关降低而使得不能增大基板厚度或不能减小单元片面积的商用装置实现方式中，截小地的使用可能是一种比其他方法优选的选择。当地被截小时，如图8所示，将过孔与主地相连的金属化条带(过孔线)引入了另一电感Lp(图9)。图10示出了与图8的TL结构类似的具有截小地的四单元天线对应物。

图11示出了具有截小地结构的MTM天线的另一示例。在该示例中，地导电层包括过孔线和形成在单元片的覆盖区外部的主地。每条过孔线在第一末端处连接至主地，在第二末端处连接至过孔。过孔线具有比每个单位单元的单元片的维度小的宽度。

可以推导出截小地结构的等式。在截小地示例中，分路电容C_R变小，谐振遵循与等式(1)、(5)、(6)相同的等式和表1。提出了两种方法。图8和9表示第一种方法(方法1)，其中，在将L_R替换成(LR+Lp)之后，谐振与等式(1)、(5)、(6)和表1中相同。对于|n|≠0，每个模式具有与以下相对应的两个谐振：(1)在将L_R替换成(L_R+Lp)的情况下，ω±n；(2)在将L_R替换成(L_R+Lp/N)的情况下，ω±n，其中N是单位单元的个数。在该方法1中，阻抗等式变成：

${\mathrm{Zin}}^2=\frac{\mathrm{BN}}{\mathrm{CN}}=\frac{B1}{C1}=\frac{Z}{Y}(1-\frac{\mathrm{\&chi;}+{\mathrm{\&chi;}}_P}{4})\frac{(1-\mathrm{\&chi;}-{\mathrm{\&chi;}}_P)}{(1-\mathrm{\&chi;}-{\mathrm{\&chi;}}_P/N)},$ 其中χ＝-YZ且χ＝-YZ_P等式(11)

其中Zp＝jωLp，Z、Y由等式(2)定义。等式(11)中的阻抗等式表明，两个谐振ω和ω’分别具有低阻抗和高阻抗。因此，在大多数情况下容易在ω谐振附近调谐。

图11和12示出了第二种方法(方法2)，在将L_L替换成(L_L+Lp)之后，谐振与等式(1)、(5)、(6)和表1中的相同。在第二种方法中，组合的分路电感器(L_L+Lp)增大，而分路电容器C_R减小，这导致更低的LH频率。

上述示例性的MTM结构形成在两个金属化层上，这两个金属化层之一用作地电极并通过导电过孔连接至另一金属化层。可以用如图1和5所示的全地电极或如图8和10所示的截小地电极来构造这种具有过孔的双层CRLH MTM TL和天线。

在一个实施例中，SLM MTM结构包括：基板，具有第一基板表面和相反基板表面；金属化层，形成在第一基板表面上，并且被图案化为具有两个或更多个导电部分，以形成不具有穿透电介质基板的导电过孔的SLM MTM结构。金属化层中的导电部分包括：SLM MTM结构的单元片、空间上与单元片分离的地、使地与单元片互连的过孔线、以及电容性耦合至单元片而不直接与单元片接触的馈线。LH串联电容C_L是由通过馈线与单元片之间的间隙的电容性耦合产生的。RH串联电感L_R主要是在馈线和单元片中产生的。在这种SLM MTM结构中，不存在垂直地夹在两个导电部分之间的电介质材料。因此，可以将SLM MTM结构的RH分路电容C_R设计为小到可忽略。在单元片和地之间仍然会感生较小的RH分路电容C_R，单元片和地两者处于单个金属化层中。由于不存在穿透基板的过孔，所以SLMMTM结构中的LH分路电感L_L是可忽略的，然而连接至地的过孔线可以产生与LH分路电感L_L等价的电感。TLM-VL MTM天线结构可以具有位于两个不同层中以产生垂直电容性耦合的馈线和单元片。

与SLM和TLM-VL MTM天线结构不同，多层MTM天线结构在通过至少一个过孔而相连的两个或更多个金属化层中具有导电部分。在2008年11月13日提交的题为“Metamaterial Structures with MultilayerMetallization and Via”的序列号为12/270,410的美国专利申请中描述了这种多层MTM天线结构的示例和实现方式，其公开一并于此用作参考。这多个金属化层基于基板、膜或板结构而被图案化为具有多个导电部分，其中两个相邻的金属化层通过电绝缘材料(例如，电介质材料)分开。两个或更多个基板可以堆叠在一起(存在或不存在电介质隔离物)，从而提供多个表面用于多个金属化层，以实现特定的技术特征或优点。这种多层MTM结构可以实现至少一个导电过孔，以将一个金属化层中的导电部分连接至另一金属化层中的另一导电部分。这允许将一个金属化层中的一个导电部分连接至另一金属化层中的另一导电部分。

具有过孔的双层MTM天线结构的实现包括：基板，具有第一基板表面以及与第一基板表面相对的第二基板表面；第一金属化层，形成在第一基板表面上；以及第二金属化层，形成在第二基板表面上；其中，两个金属化层被图案化为具有两个或更多个导电部分，其中至少一个导电过孔将第一金属化层中的一个导电部分连接至第二金属化层中的另一导电部分。可以在第一金属化层中形成截小地，从而使表面的一部分外露。第二金属化层中的导电部分可以包括MTM结构的单元片和馈线，馈线的末端靠近单元片并电容性耦合至单元片，以向单元片传输天线信号和从单元片传输天线信号。单元片被形成为与外露表面的至少一部分平行。第一金属化层中的导电部分包括过孔线，过孔线通过形成在基板中的过孔将第一金属化层中的截小地与第二金属化层中的单元片相连。LH串联电容C_L是由通过馈线与单元片之间的间隙的电容性耦合而产生的。RH串联电感L_R主要是在馈线和单元片中产生的。LH分路电感L_L主要是由过孔和过孔线感生的。RH分路电容C_R主要是在第二金属化层中的单元片与单元片投影在第一金属化层上的覆盖区中的过孔线部分之间感生的。可以将诸如曲折线之类的附加导电线附至馈线，以感生RH单极谐振，从而支持宽带或多频段天线操作。

MTM天线可以支持的不同频段的示例包括：用于蜂窝电话和移动装置应用、WiFi应用、WiMax应用以及其他无线通信应用的频段。用于蜂窝电话和移动装置应用的频段的示例是：蜂窝频段(824-960MHz)，包括两个频段，CDMA频段(824-894MHz)和GSM频段(880-960MHz)；以及PCS/DCS频段(1710-2170MHz)，包括三个频段，DCS频段(1710-1880MHz)、PCS频段(1850-1990MHz)和AWS/WCDMA频度(2110-2170MHz)。

CRLH结构可以专用于满足应用需求，如，PCB空间限制和布局因素、装置性能需求以及其他规范。CRLH结构中的单元片可以具有多种几何形状和维度，例如包括矩形、多边形、不规则形状、圆形、椭圆形或不同形状的组合。过孔线和馈线也可以具有多种几何形状和维度，例如包括矩形、多边形、不规则形状、z字形、螺旋形、曲折形或不同形状的组合。馈线的末端可以被修改为形成发射焊盘(launch pad)，以修改电容性耦合。其他电容性耦合技术可以包括在单元片与发射焊盘之间形成垂直耦合间隙。发射焊盘可以具有多种几何形状和维度，例如包括矩形、多边形、不规则形状、圆形、椭圆形或不同形状的组合。发射焊盘与单元片之间的间隙可以采用多种形式，例如包括直线、曲线、L形线、z形线、不连续线、封闭线、或不同形式的组合。馈线、发射焊盘、单元片和过孔线当中的一些可以形成在彼此不同的层中。馈线、发射焊盘、单元片和过孔线当中的一些可以从一个金属化层延伸到不同金属化层。可以将天线部分放置在主基板上方几毫米的位置处。多个单元可以串联地级联以形成多单元1D结构。多个单元可以沿正交方向级联以形成2D结构。在一些实现方式中，单个馈线可以被配置为向多个单元片传递功率。在其他实现方式中，可以将附加的导电线添加到馈线或发射焊盘，其中，这种附加的导电线可以具有多种几何形状和维度，例如包括矩形、不规则形状、z字形、平面螺旋形、垂直螺旋形、折线形、或不同形状的组合。附加的导电线可以被放在顶层、中间层或底层，或者放置在基板上方几毫米处。

另一种类型的MTM天线结构包括非平面MTM天线。这种非平面MTM天线结构将MTM天线的一个或多个天线部分设置为远离MTM天线的一个或多个其他天线部分，使得MTM天线的天线部分以非平面配置的形式在空间上分布，从而提供适于无线通信装置(例如，便携式无线通信装置)的分配空间或体积的紧凑结构。例如，MTM天线的一个或多个天线部分可以位于一电介质基板上，同时将MTM天线的一个或多个其他天线部分放置在另一电介质基板上，使得MTM天线的天线部分以非平面配置的形式在空间上分布，所述非平面布置例如是L形天线配置。在多种应用中，MTM天线的天线部分可以被布置为在三维(3D)基板结构中在平行或非平行层中容纳各部件。这种非平面MTM天线结构可以缠绕在产品机壳内部或周围。非平面MTM天线结构中的天线部分可以被布置为啮合到机壳、外壳壁、天线载体、或其他封装结构，以节省空间。在一些实现方式中，将非平面MTM天线结构的至少一个天线部分放置为实质上平行且靠近这种封装结构的附近表面，其中所述天线部分可以在封装结构的内部或外部。在一些其他实现方式中，可以使MTM天线结构与产品外壳的内壁、天线载体的外表面、或者装置封装的轮廓共形。这种非平面MTM天线结构可以具有比平面配置的相似MTM天线小的占用面积，从而可以安装在诸如蜂窝电话等便携式通信装置中可用的有限空间中。在一些非平面MTM天线设计中，可以采用转环机制或滑动机制，使得MTM天线的一部分或全部可以折叠或滑动，以在不使用时节省空间。此外，不管是否具有电介质隔离物，可以使用堆叠的基板来支撑MTM天线的不同天线部分，并且在堆叠的基板之间采用机械或电接触，从而利用主板上方的空间。

可以以多种配置来实现非平面3D天线。例如，可以以非平面3D配置来布置本文描述的MTM单元段，以实现在各MTM结构附近形成调谐元件的设计。例如，在2009年5月13日提交的题为“Non-Planar MetamaterialAntenna Structures”的序列号No.12/465,571的美国专利申请公开了可以在MTM结构附近实现调谐元件的3D天线结构。序列号为No.12/465,571的申请的全部公开以参考的形式并入在此作为本文公开的一部分。

一方面，序列号为No.12/465,571的申请公开了一种天线装置，包括：装置外壳，包括形成机壳的壁；第一天线部分，位于装置外壳内部，并且相对于其他壁更靠近第一壁；以及第二天线部分。第一天线部分包括一个或多个第一天线组件，所述一个或多个第一天线组件设置在靠近第一壁的第一平面中。第二天线部分包括一个或多个第二天线组件，所述一个或多个第二天线组件设置在与第一平面不同的第二平面中。该装置包括将第一和第二天线部分相连的接合天线部分，使得第一天线部分的一个或多个第一天线组件与第二天线部分的一个或多个第二天线组件电磁耦合，从而形成CRLH MTM天线，该CRLH MTM天线支持天线信号中的至少一个谐振频率，并且具有比谐振频率的一个波长的二分之一小的维度。另一方面，序列号为No.12/465,571的申请公开了一种天线装置，该天线装置被构造为啮合封装结构。该天线装置包括第一天线部分，第一天线部分被配置为靠近封装结构的第一平面部分，并且第一天线部分包括第一平面基板以及与第一平面基板相关联的至少一个第一导电部分。在该装置中提供第二天线部分，第二天线部分被配置为靠近封装结构的第二平面部分。第二天线部分包括第二平面基板以及与第二平面基板相关联的至少一个第二导电部分。该装置还包括将第一和第二天线部分相连的接合天线部分。所述至少一个第一导电部分、所述至少一个第二导电部分和接合天线部分共同形成CRLH MTM结构，以支持天线信号中的至少一个频率谐振。再一方面，序列号为No.12/465,571的申请公开了一种天线装置，该天线装置被构造为啮合到封装结构，并且包括具有柔性电介质材料的基板、以及与基板相关联的两个或更多个导电部分，以形成配置用于支持天线信号中至少一个频率谐振的CRLH MTM结构。CRLH MTM结构被分成：第一天线部分，被配置为靠近封装结构的第一平面部分；第二天线部分，被配置为靠近封装结构的第二平面部分；以及第三天线部分，形成在第一和第二天线部分之间，并且在封装结构的第一和第二平面部分所形成的拐角附近弯曲。

具有与地相连的过孔线的单频段平衡MTM天线

基于CRLH结构的特定平衡天线装置可以被构造为形成具有平衡结构和近似全向特性的紧凑天线。在天线性能方面，这些装置可以被构造为与附近的地平面所引起的信号干扰基本上无关地工作。如上所述，在平衡天线设计中可以使用基于简单布线设计的常规天线如偶极天线。长度为信号波长一半的偶极天线称作半波偶极子，并且典型地比其他比例波长下的其他天线更高效。半波偶极天线具有与中心频率成反比的物理长度，从而频率越高物理长度越小，而频率越低物理长度越大。因此，较低频率下较小的偶极天线设计通常是很难实现的。此外，与偶极天线相关联的交叉极化典型地随着天线尺寸的减小而增大，从而限制了偶极天线的性能。在其他天线设计中，可以使用不具有平衡结构的常规天线设计(例如，片式天线或PIFA)来形成小型天线装置。然而，在将这些类型的天线放在靠近地平面的位置时，产生的辐射图典型地由于地平面的尺寸以及天线与地平面之间的距离而受到失真和影响。因此，在不影响这些较小型常规天线性能的情况下，在以下方面可能存在限制：常规片式天线或PIFA与地平面的接近程度，地平面自身的尺寸。与常规的偶极天线、单极天线、片式天线或PIFA天线不同，平衡MTM天线装置可以被设计为更小并且具有实质上与附近的地平面无关的全向辐射图。本文描述了若干平衡MTM天线装置，包括基于CRLH结构并且结合了平衡-非平衡转换器装置的天线。此外，针对多种平衡MTM天线装置配置，例如多种地平面条件和天线取向，提供了天线性能结果。

图13A和13B中提供了平衡MTM天线装置1300的一个实施例，图13A和13B分别示出了天线装置1300的顶层1300-1的俯视图和底层1300-2的俯视图。天线装置1300可以包括形成在基板1304(如FR-4)的顶面的顶层1300-1中的导电元件；以及形成在基板1304的底面的底层1300-2中的导电元件。为了向天线装置1300馈送功率，天线装置1300可以连接至诸如同轴线缆之类的传输线。沿天线装置1300的天线部分的电流分布通常由天线部分的形状和尺寸来确定。根据天线的几何结构，电流可以在天线部分的端部实质上为零，电流可以沿天线的长度部分呈现正弦分布。在平衡天线设计中，两个天线可以被设计和配置为对称且中心馈送，使得两个天线上的电流幅度相同但方向相反，因此使用术语平衡。

参照图13A，天线装置1300包括：两个辐射CRLH天线部分ANT1 1301和ANT2 1302，基于CRLH结构并且包括沿着轴1327(点划线)彼此对称并被配置为平衡的导电元件；CPW馈送部1303，与馈送端口1305相连；以及平衡-非平衡转换器1307，将CRLH天线部分对1301、1302与非平衡馈送端口1305相耦合。每个CRLH天线部分ANT11301和ANT21302包括：馈线1311，馈线1311的一端连接至平衡-非平衡转换器1307；发射焊盘1309，连接至馈线1311的另一端；单元片1313，通过耦合间隙1315电容性耦合至发射焊盘1309；以及过孔1317，形成在基板中以将顶层1300-1中的单元片1313和底层1300-2中的过孔线1319相连。在图13A中，平衡-非平衡转换器1307、CPW馈送部1303和馈送端口1305沿轴1327(点划线)对称，并且容纳在顶部地1321内。在这种平衡天线设计中，CPW馈送部1303和馈送端口1305沿轴1327的布置被构造为对CRLH天线部分1301、1302进行中心馈送。参考图13B，每条过孔线1319的另一端在连接部分1325(虚线)处连接至底层1300-2中的底部地1323。顶部地1321可以通过过孔阵列(未示出)连接至底部地1323。

根据一种实现方式，ANT11301的过孔线1319-1和ANT21302的过孔线1319-2可以沿轴1327(点划线)对称并且是线性的(例如，180°线)，以保持天线装置的结构平衡。在图14A中，例如，过孔线1319-1和1319-2共同形成沿着与ANT11301和ANT21302相关联的两个过孔1317之间的路径1401的公共导电线。在操作中，180°过孔线1319-1和1319-2可以提供相等并因此电平衡的有效电流。

根据另一实现方式，过孔线1319-1和1319-2可以被构造为非线性的，如，可以在物理上对称或不对称的曲折线、z字形线、或正弦线。

在图14B中，根据一个示例，与天线装置1300的底层1400-2相关联的每条过孔线1419-1和1419-2可以形成曲折线，并且沿轴1327对称，以保持结构平衡和电平衡。在图14C所示的另一示例中，与天线装置1300的低层1400-3相关联的每条过孔线1421-1和1421-2可以形成非对称曲折线。然而，图14C中的过孔线1421-1和1421-2可以被设计和配置为产生相等并因此保持电平衡的有效电流。

图15示出了图13A-13B所示的天线装置1300的等效电路示意图。平衡-非平衡转换器装置1307的示意图可以由上部支路1501和下部支路1503来表示，每条支路具有电感L_Balun和电容C_Balun。上部支路1501可以被配置为形成提供-90°相移的低通滤波器，而下部支路1503形成提供+90°相移的高通滤波器，其中，上部支路1501和下部支路1503分别连接至ANT11301和ANT21302。由于每个滤波器提供的相等且相反的相移，平衡-非平衡转换器装置1307可以提供180°的结果相移，并用于消除ANT11301和ANT21302之间的反射，从而改善平衡天线装置1300的总体辐射性能。

图15还示出了CRLH天线部分ANT11301和ANT21302的示意图。每个CRLH天线部分可以包括串联电感L_R、串联电容C_L、分路电感L_L和分路电容C_R，其中L_L和C_L确定LH模式传播特性，而L_R和C_R确定RH模式传播特性。对于每个CRLH天线部分，特定的结构元件对形成支配LH和RH模式的电特性L_R、C_R、L_L和C_L作出贡献。例如，通过发射焊盘1315和单元片1313之间的间隙的电容性耦合可以产生串联电容C_L；过孔线1311可以产生分路电感L_L；而串联电感L_R可以是由于基板上的单元片1313和馈线而引起的，C_R是由夹在单元片1313和地1323之间的基板1304而引起的。

图16A和16B分别示出了与图13A和13B所示的平衡MTM天线装置1300相关联的顶层和底层的电流流动图。在图16A中，每个MTM天线部分1301和1302之间的主导电流I11601和I21602的大小相等，但是由于平衡-非平衡转换器装置1307而使得相位相差180°，这在该装置中提供平衡天线特性。

平衡MTM天线装置1300的对天线的性能特性加以描述的基本参数包括但不限于：回波损耗、效率、极化、阻抗匹配和辐射图。

回波损耗度量可以被宽松地限定为发射信号中不能在传输线端部处被吸收的部分。因此，两个信号可以出现在传输线上并相互干扰，从而导致沿传输线的不同点消除或添加信号。

效率可以用作对于输入端子处和天线装置结构内的损耗的度量。

由于极化与辐射的波有关，所以可以将极化描述为对电场矢量的时变方向和相关幅度加以描述的电磁波特性。

阻抗匹配对于确定最佳负载和源阻抗条件以在负载和源之间实现最大或最优传递而言是有用的。

辐射图提供了作为空间坐标(x，y，z)的函数的天线辐射特性的图形表示。辐射图可以采用各向同性图、方向性图和全向图的形式。例如，在各向同性辐射器中，天线可以在所有方向上具有相等的辐射，从而在图中表现为沿所有方向均匀分布。在方向性辐射器中，天线可以具有在一个方向上比在另一方向上更高效的辐射特性，因此表现为在某一坐标中占优势。在全向辐射器中，天线可以在(x，z)和(y，z)平面或仰角平面内具有方向性，而在(x，y)平面或方位角平面内不具有方向性，因此表现为在一些平面内均匀分布而在其他平面内不均匀分布。

在不同天线条件下对诸如接地方式和天线取向等基本天线参数的分析可以使本领域技术人员更好地理解和认识到用于不同应用的平衡MTM天线装置1300的性能。表1中提供了这些条件的概述。

表1应用于平衡MTM天线装置的接地条件和天线取向

图17示出了图13A-13B中所示的平衡MTM天线装置1300的制造模型的俯视图。在该制造天线模型中，利用基板1711来描述天线装置1300的顶层1300-1。天线的底层1300-2上的结构是通过基板1711不可见的，因此图17中并没有示出。同轴线缆1701的导电内芯1703和导电屏蔽1705分别连接至平衡MTM天线装置1300的馈送端口1303和地1321，用于信号传输。该制造模型可以在自由空间中测量，并且提供对基本天线参数的原始参考度量。

在一种实现方式中，该平衡MTM天线装置1300的设计可以被配置用于单频段2.44GHz Wi-Fi^TM应用。Wi-Fi是Wi-Fi Alliance的商标，代表基于IEEE 802.11标准的WLAN装置类别。可以通过减小装置的总体尺寸同时保持天线元件的相同基本配置，来实现针对高频应用的设计。

图18示出了平衡MTM天线装置1300的第一接地场景(情况1)。根据该实施例，天线装置1300的基板可以机械地附至大的地平面(GND)1801，该地平面(GND)1801具有大约135mm×205mm的维度。然而，在该布置中，天线装置1300的地1321并不电连接至GND 1801，而是连接至穿过形成在GND 1801中的孔径1805的线缆1803(如，线缆)的导电地。将天线装置1300机械地附至地平面1801的技术包括但不限于：胶合、焊接、或榫槽紧固。线缆1803还可以包括内部导电芯，内部导电芯连接至天线装置1300的馈送端口以用于信号传输。天线装置1300可以被配置为机械地附至GND 1801，使得沿着与GND 1801的平面垂直的方向布置天线装置1300，其中天线装置的近似中心对应于GND 1801的边缘。因此，天线装置1300的配置相对于GND 1801的平面近似对称，其中一个天线在GND 1801的平面之上，另一天线在GND 1801的平面之下。为了使随后的辐射图测量清楚，图中还示出了(X，Y，Z)坐标。

图19示出了针对自由空间的情况(基准)(由虚线表示)以及针对未连接GND的情况(情况1)(由实线表示)而测量的回波损耗的曲线图。在频率fmid附近的尖锐反转峰值表示针对上述两种情况在特定目标频率(如，2.4GHz)附近良好的匹配，其中所述尖锐反转峰值可以是由于与天线相关联的LH谐振而引起的。在这种情况下，点1901和1903之间的频段表示感兴趣的频段1905。因此，自由空间(基准)和未接地GND情况(情况1)下测量的平衡天线1300的回波损耗的相似性表明地平面1801对平衡天线1300的影响可忽略。

图20示出了针对自由空间的情况(基准)(由虚线表示)和针对未接地GND的情况(情况1)(由实线表示)而测量的效率的曲线图。针对这两种情况的效率在不同频率下表现出优于70％的测量结果。因此，这些结果也支持先前的结论：地平面1801在位于平衡天线1300附近时的影响可忽略。

图21示出了针对自由空间的情况(基准)在2.44GHz下的增益和辐射图的图示。针对每个辐射图示意性地示出了平衡MTM天线装置1300的取向，以指示与图17所示的天线相对应的坐标。在方位角平面(x-y)内实现了波纹小于1dB的实质上全向图2101。此外，图21指示自由空间(基准)天线装置1300产生如在三个不同平面中的每一个平面中测量的交叉极化2103、2107和2111，即，分别远小于对应的共极化(co-polarization)2101、2105和2109。

图22示出了针对如图18所示的情况1在2.44GHz下的增益和辐射图。针对每个辐射图示意性地示出了平衡MTM天线装置1300和附着的未连接GND 1801的取向，以指示坐标。在方位角平面内实现了波纹小于2dB的实质上全向图2201。在三个不同平面中测量的在未接地GND情况(情况1)下天线装置1300的交叉极化也小到可忽略或者小于对应的共极化2201、2205和2209。这些辐射图结果与自由空间(基准)情况相当，从而进一步证明了在将天线装置1300机械地附至地平面1801时天线装置1300的鲁棒操作特性。

图23示出了天线装置1300的另一接地示例(情况2)。根据该示例，天线装置1300机械地附至大的地平面(GND)2301，其中线缆2303也与天线装置1300的GND 2301电连接。天线装置1300相对于GND 2301平面的机械布置类似于图18所示的未接地GND情况(情况1)。为了在辐射图测量中清楚起见还示出了(X，Y，Z)坐标。

图24示出了针对图23所示的情况2天线装置1300在2.44GHz下的增益和辐射图。针对每个辐射图示意性地示出了平衡MTM天线装置1300和接地GND 2301的取向，以指示坐标。在图24中，针对情况2的天线装置1300的辐射图在方位角平面内具有波纹小于2.5dB的实质上全向图2401。在三个不同平面中测量的交叉极化2403、2407和2411的检查表明了小的辐射图，即，分别远小于对应的共极化2401、2405和2409。这些辐射图结果与自由空间(基准)情况相当，从而进一步证明了在将天线装置1300机械地附至且电连接至地平面1801时天线装置1300的鲁棒操作特性。

图25示出了天线装置1300的另一接地示例(情况3)。根据该示例，天线装置1300机械地附至大的地平面(GND)2501并且相对于GND 2501的平面平行放置，其中天线装置1300的纵向边缘与GND 2501平面的边缘对齐。然而，在这种布置中，天线装置1300的地1321并不与GND 2501电连接，而是与穿过形成在GND 2501中的孔径2505的线缆2503(如，IPEX线缆)的导电地连接。线缆2503电连接至GND 2501。为了在辐射图测量中清楚起见，还示出了(X，Y，Z)坐标。

图26示出了针对图25所示的情况3天线装置1300在2.44GHz下的增益和辐射图。针对每个辐射图示意性地示出了平衡MTM天线装置1300和接地GND 2501的取向，以指示坐标。在方位角平面中，针对情况3的天线装置1300的辐射图在天线装置所在的方向上具有零点2601。零点可以表示由天线相对于GND平面2501的位置和取向而引起的干扰。还可以看出，尽管由于地平面布置而存在零点，然而对于这种天线配置仍然表现出非常宽的带宽。在三个不同平面中测量的交叉极化2603、2607和2611分别不如共极化2601、2605、2609显著。

图27A-27B示出了天线装置1300的另一接地示例(情况4)。在该示例中，如图27B所示，天线装置1300被布置为近似垂直2707于大的GND平面2701，但不机械地固定到GND平面2701。与图18的垂直且对称布置不同，整个天线装置1300位于GND 2701平面的上方，其中天线侧边面对GND 2701的平面。如图27B所示，在这种布置中，线缆2703并不与GND 2701电连接，而是将天线装置1300直接与源信号电连接。因此，天线装置1300相对于GND平面2701未电接地。为了在辐射图测量中清楚起见，还示出了(X，Y，Z)坐标。

图28示出了针对图27A-27B所示的情况4天线装置1300在2.44GHz下的增益和辐射图。针对每个辐射图示意性地示出了天线装置1300和接地GND 2701的取向，以指示坐标。在方位角平面中，针对情况4的天线装置1300的辐射图在天线装置所在的方向上具有零点2801。零点可以表示由天线相对于GND平面2801的位置和取向而引起的干扰。还可以看出，尽管由于地平面布置而存在零点，然而对于这种天线配置仍然表现出非常宽的带宽。在三个不同平面中测量的交叉极化2803、2807和2811分别不如共极化2801、2805、2809显著。

通过比较自由空间情况(基准)下和不同接地情况(情况1至情况4)下平衡MTM天线装置1300的各种性能参数，平衡MTM天线装置1300的基本性能针对多种天线取向和接地条件而保持基本上相同。这些结果表明，平衡MTM天线装置1300中的主导电流通常不受大的地平面存在的影响，所述大的地平面可以机械连接至天线或者位于天线附近，如辐射图所示。与之不同，当大的地平面位于常规的双极或单极天线附近时，从这些天线中的任何一个天线到地平面的电流占主导，失配且降低了效率。

对于所示的每个接地示例(情况1至情况4)，由于平衡-非平衡转换器，阻抗匹配通常与地平面相对于平衡天线的尺寸无关。因此，对于具有有限占用面积的设计应用，平衡天线可以被实现为具有较小的地平面，并且不影响阻抗匹配。

针对每一种接地情况的辐射图的比较性分析表明，通过使用诸如平衡MTM天线装置1300等较小但鲁棒的天线结构，可以在多种接地条件和天线取向下获得实质上的全向图。在实现这一点的同时实质上保持较小的交叉极化，从而比使用常规的双极或单极天线更有利。

具有虚地、带过孔线的单频段平衡MTM天线

减小图13A-13B所示平衡MTM天线装置1300的尺寸的另一种技术可以是，减小或消除地元件1321和1323的一部分并构造过孔线1319，使得平衡MTM天线装置1300被电学配置为在对称线1327处或在对称线1327附近包括虚地。两个辐射CRLH天线部分1301和1302可以被配置为使得两个过孔线被设计为保持由平衡-非平衡转换器1307提供的180°相移。在结构上，如图29A(顶层的俯视图)和图29B(底层的仰视图)所示，平衡天线装置1300的底层1300-2上的地元件1323可以与天线装置1300断开或者实质上从天线装置1300去除。还可以如本文中其他实施例一样减小顶层1300-1上的地元件1321的尺寸。

图29A和29B示出了图13A和13B所示的天线装置，实现了减小天线装置尺寸的这种技术。天线装置2900实现了虚地构思，其中，过孔线2919不直接耦合至地，而是天线装置2900的对称性在天线装置2900内提供了基准点。该基准点起到虚地的作用。天线装置1900包括两个部分2901和2902。在所示示例中，部分2901和2902对称，并且形成与天线装置1300类似的平衡天线。如图29所示，天线装置2900相对于轴2927对称。顶层2900-1包括地元件2921和平衡-非平衡转换器2907。可以将地元件2921设计为与地元件1321相比具有更小的尺寸并且占据更小的面积。底层2900-2包括过孔线2919，过孔线2919包括部分2919-1和2919-2，以在两个天线部分1301和1302之间形成公共导电线。与图13A和13B的天线装置1300不同，天线装置2900的设计和布局使过孔线2919与底层2900-2的地元件2923分离，其中，在底层2900-2中过孔线2919和地元件2923不相连。在另一实现方式中，可以将地元件2923从天线装置2900去除，从而使得可以进一步减小总体天线设计的尺寸。

针对虚地情况的平衡CRLH天线装置2900的等效电路与图15所示的针对平衡MTM天线装置1300的电路示意图类似。例如，每个CRLH天线部分可以包括串联电感L_R、串联电容C_L、分路电感L_L和分路电容C_R，其中L_L和C_L确定LH模式传播特性，而L_R和C_R确定RH模式传播特性。对于每个CRLH天线部分，特定的结构元件分别对形成支配LH和RH模式的电特性L_R、C_R、L_L和C_L作出贡献。例如，发射焊盘2915和单元片2913之间的耦合可以产生串联电容C_L；过孔线2911可以产生分路电感L_L；而L_R可以是由于基板上的馈线2919和单元片2913而引起的；C_R是由夹在单元片2913和形成虚地的过孔线2919之间的基板2904而引起的。

如图29C所示，天线装置2900的等效电路与图13所示的天线装置1300的等效电路类似。平衡-非平衡转换器2907由虚线框示出，并且可以由上部支路2920和下部支路2922来表示，每条支路具有电感L_Balun和电容C_Balun。上部支路2920可以被配置为形成提供-90°相移的低通滤波器，而下部支路2922形成提供+90°相移的高通滤波器，其中，上部支路2920和下部支路2922分别连接至部分2901和2902。由于每个滤波器提供的相等且相反的相移，平衡-非平衡转换器装置2907可以提供180°的结果相移，并用于消除部分1301和1302之间的反射，从而改善平衡天线装置2900的总体辐射性能。

图29C还示出了CRLH天线部分2901和2902的示意图。每个CRLH天线部分可以包括串联电感L_R、串联电容C_L、分路电感L_L和分路电容C_R，其中L_L和C_L确定LH模式传播特性，而L_R和C_R确定RH模式传播特性。对于每个CRLH天线部分，特定的结构元件对形成支配LH和RH模式的电特性L_R、C_R、L_L和C_L作出贡献。例如，通过发射焊盘2915和单元片2913之间的间隙的电容性耦合可以产生串联电容C_L；过孔线2911可以产生分路电感L_L，而串联电感L_R可以是由于基板上的单元片2913和馈线而引起的，C_R是由夹在单元片2913和虚地之间的基板而引起的，所述虚地形成在两个过孔线2919-1和2919-2之间。

图30示出了如图29B所示的平衡天线装置2900的底层2900-2上过孔线2919和断开的地元件2923的电场分布图。在地元件2923与过孔线2919断开的情况下，在过孔线2919的中心3001处或中心3001(中心3001可以与对称线2927重合)附近，过孔线2919的电场分布的近似幅度值与接地元件2923的电场幅度值匹配。因此，对称线2927处或对称线2927附近的过孔线2919可以有效地起到虚地的作用。

图31和32分别示出了针对图29A-29B所示的虚地情况在2.44GHz下的仿真回波损耗和辐射图结果，以便与图17所示的自由空间情况的基本性能参数相比较。虚地情况和自由空间之间的回波损耗比较(将图19的虚线与图31相比较)，表明类似的匹配结果。峰值频段可以是由于MTM天线的LH谐振而引起的。在虚地情况下产生的辐射图表明，在方位角平面(x-y)内实现了波纹小于2dB的全向图3201，这与自由空间情况所产生的辐射图相匹配。这些结果表明，可以使用虚地来代替地元件2923，从而使得可以减小平衡MTM天线装置1300的尺寸。

虚地平衡MTM天线(双频段)

图33A-33C示出了虚接地的双频段平衡CRLH天线装置3300。平衡MTM天线装置3300可以被构造为包括由CRLH天线部分组成的平衡对，以实现覆盖2.4到5.0GHz频段的实质上全向辐射图，其中所述CRLH天线部分具有形成在基板(如FR-4)上的虚接地过孔线和平衡-非平衡转换器。

图33A、33B和33C提供了天线装置3300的结构细节，并分别示出了顶层3300-1的俯视图、底层3300-2的俯视图和这两层的透视图。

MTM平衡天线装置3300包括：两个辐射CRLH天线部分3301和3302，被配置为是平衡的；以及平衡-非平衡转换器3305，用于将两个平衡的CRLH天线部分耦合到诸如同轴线缆之类的非平衡RF源。同轴线缆例如可以包括导电内芯和导电屏蔽以进行信号传输。

在图33A-33B中，MTM天线装置3300包括第一CRLH天线部分3301和第二CRLH天线部分3302，每个CRLH天线部分具有在顶层3300-1和底层3300-2上形成的导电元件。第一CRLH天线部分3301和第二CRLH天线部分3302都是物理对称并且平衡的。顶层3300-1中的导电元件被构造在诸如FR-4之类的基板3304的顶面上，底层3300-2中的导电元件被构造在基板3304的底面上。CRLH天线部分3301和3302中的每一个还可以被配置为包括：馈送端口3303；馈线3309，连接至馈送端口3303；发射焊盘3307，连接至馈线3309，其中单元片3311电容性耦合至顶部发射焊盘3307；过孔3315，形成在基板中并连接至单元片3311；过孔线3317，连接至过孔3315；以及中心过孔3319，连接至过孔线3317，其中中心过孔3319居中位于第一CRLH天线部分和第二CRLH天线部分之间，并将第一CRLH天线部分和第二CRLH天线部分相连。因此，过孔线3317在两个天线部分3301和3302之间形成公共导电线。在操作期间，底部馈送端口3303-2传送的信号与顶部馈送端口3303-1传送的另一信号之间相位相差180°。将过孔3319的中心(沿着如图33C所示划分两个MTM天线部分的对称线3351而形成)构造和设计为有效地起到具有零电位的虚地的作用，从而无需用于端接顶部和底部过孔线3317的物理地。因此，通过以180°偏移对顶部和底部CRLH天线部分进行馈送并形成沿虚地而对称的天线元件，实现了MTM天线装置3300的平衡特性的一个方面。

平衡-非平衡转换器3305包括：形成在顶层3300-1上的顶部平衡-非平衡转换器部分3305-1和形成在底层3300-2上的底部平衡-非平衡转换器部分3305-2，以使平衡CRLH天线部分适配诸如同轴线缆之类的非平衡RF源。平衡-非平衡转换器3305的顶部平衡-非平衡转换器部分3305-1具有第一形状，而底部平衡-非平衡转换器部分3305-2具有不同形状。在图33A和33B所示的示例实施例中，形状自身或组合都不是对称的，而是提供互补的部分，一个耦合至天线部分3301，另一个耦合至天线部分3302。在该实施例中，天线元件3301和3302处于不同的基板层中。这种空间配置允许分布式平衡-非平衡转换器结构，其中，平衡-非平衡转换器部分3305-1和3305-2也处于不同的基板层中。平衡-非平衡转换器部分3305-1和3305-2并没有通过基板3304的电介质直接相连的。

参考图33A，顶部平衡-非平衡转换器部分3305-1的一端连接至形成在顶层3300-1上与第一CRLH天线部分3301相关联的馈送端口3303-1。顶部平衡-非平衡转换器部分3305-1的另一端提供了馈送端口3301，以将顶部平衡-非平衡转换器部分3305-1连接至RF源的第一信号线，例如，同轴线缆的电感性内芯。

在图33B中，底部平衡-非平衡转换器部分3305-2的一端连接至形成在底层3300-2上与第二CRLH天线部分3302相关联的馈送端口3303-2。底部平衡-非平衡转换器部分3305-2的另一端可以连接至形成在底层3300-2上的底部地3321-2的一部分。可以利用过孔3323的阵列来增大地的面积和尺寸，过孔3323形成在基板中，以将底部地3321-2连接至形成在顶层3300-1上的顶部地3321-1。随后，可以将地3321连接至RF源的第二信号线，例如，同轴线缆的导电屏蔽，以将非平衡RF信号传送至平衡天线装置3300。

如上述示例所述，可以以多种方式来设计平衡-非平衡转换器，以将非平衡信号适配成平衡信号以及将平衡信号适配成非平衡信号，例如，将50欧姆的非平衡信号适配成50欧姆的平衡信号。平衡-非平衡转换器可以被配置为支持例如从2.0GHz到6.0GHz的宽带频率。Mark A.Campbell、M.Okoniewski和Elise C.Fear的″Ultra-Wideband Microstrip to ParallelStrip Balun with Constant Characteristic Impedance″，Department ofElectrical and Computer Engineering，University of Calgary描述了一些平衡-非平衡转换器设计。图33A-33C示出了锥形平衡-非平衡转换器设计。例如，图34所示的锥形设计包括顶部平衡-非平衡转换器3305-1，其具有从第一维度逐渐变化到第二维度的外形。如图所示，第一维度可以类似于1.17mm微带3401，而第二维度可以类似于1.6mm平行带3403。平衡-非平衡转换器3305还包括底部平衡-非平衡转换器3305-2，其具有从第三维度逐渐变化到第四维度的具有扇子形状的双曲线外形3407。在一个示例中，第三维度是10mm，而第四维度是1.6mm。在沿着底部平衡-非平衡转换器3305-2的每个截面点处，底部平衡-非平衡转换器3305-2的双曲线外形3407提供了保持恒定的(例如，50欧姆的)特征阻抗。

可以实现其他平衡-非平衡转换器设计，以提供恒定的特征阻抗，作为至平衡天线结构的输入。这些平衡-非平衡转换器设计例如可以包括平面配置，如，分别在Mahmoud Basraoui的“Wideband，Planar，Log-PeriodicBalun”和S.N.Prasad的“Design of improved marchand balun usingpatterned ground plane”，Senior Member，IEEE Department of ECE，BradleyUniversity，Peoria，IL and N S Sreeram，I ME Microelectronics，SR.No：04892中描述的对数周期性平衡-非平衡转换器和marchand平衡-非平衡转换器。此外，在其他实现方式中，可以使用集总或分布式元件来形成平衡-非平衡转换器。

平衡MTM天线装置3300的双频段特性包括影响2.4GHz和5GHz频段的导电元件。对于2.4GHz频段，这些导电元件例如包括顶部单元片、顶部发射焊盘、顶部馈线、顶部过孔线、第一过孔、第二过孔、底部单元片、底部发射焊盘、底部馈线、底部过孔线、和第三过孔。影响5GHz频段的导电元件例如包括顶部和底部发射焊盘以及顶部和底部馈线。2.4GHz和5GHz频段分别得自于与MTM天线部分相关联的LH谐振和RH谐振。

图35示出了图33A-33C所示的平衡MTM天线装置3300中的电流流动的示意图。使主导电流(虚线)保持180度异相，以在这种结构中提供平衡天线特性。极化通常与主导电流在相同平面内。因此，在这种结构中，交叉极化分量较小，这是因为，如从图中可以看出，其他电流分量相互抵消。

如图35所示，来自外部源3501(如，同轴线缆)的电流(虚线)从馈送端口3301到顶部平衡-非平衡转换器3305-1进入MTM平衡天线。来自顶部平衡-非平衡转换器3305-1的电流经由顶部馈线3309-1流到顶部发射焊盘3307-1。由于在顶部发射焊盘3307-1和顶部单元片3311-1之间形成的电容性耦合，来自顶部发射焊盘3307-1的电流传送至顶部单元片3311-1。形成在基板中并连接至顶部单元片3311-1的过孔3315-1提供了从顶部单元片3311-1到底部过孔线3317-1的导电路径，底部过孔线3317-1连接至中心过孔3319。形成在基板中并位于底部过孔线3317-1末端处的中心过孔3319在底部过孔线3317-1和顶部过孔线3317-2之间形成了导电通路。来自顶部过孔线3317-2的电流流到另一过孔3315-1，该另一过孔3315-1形成在基板中，位于底部单元片3311-2投影上方，并且导电连接至底部单元片3311-2。底部单元片3311-2电容性耦合至底部发射焊盘3307-2，并提供用于使电流流到底部馈线3309-2的导电路径，底部馈线3309-2经由底部平衡-非平衡转换器3305-2与底部地3321-2相连。电流流到顶部地3321-1，顶部地3321-1提供与外部源3501的连接。

图36A-36B分别示出了根据示例实施例的平衡MTM天线装置3300的制造模型3600的俯视图和仰视图，其中，同轴线缆3603连接至馈送端口3301。制造模型3600构造在FR-4基板3601上，FR-4基板3601的大小近似为28mm×25mm。在该示例中提供的平衡MTM天线装置3300的设计是针对特定的双频段应用而作出的，例如2.4GHz和5GHz Wi-Fi。然而，通过修改选择性元件的总体尺寸而同时保持元件的基本配置相同，可以作出针对其他频率应用(例如，更低或更高的频率)的设计。

可以针对每个频段(即，2.4GHz和5GHz)，基于基本天线参数，来测量和评估双频段平衡MTM天线装置3300的性能，这分别在图37-40和图41-44中提供。

基于针对2.4GHz频段而测量的回波损耗图，如图37所示，目标频率3701处或目标频率3701附近的反转峰值的幅度和陡度表明，双频段平衡MTM天线装置3300能够在2.4GHz频段内支持良好的匹配。

图38示出了双频段平衡MTM天线装置3300针对2.4GHz频段而测量的效率。结果表明，天线装置3300能够在给定的频率范围上实现等于或优于60％的平均效率。

图39示出了平衡MTM天线装置3300针对2.4GHz频段而测量的峰值增益。峰值增益可以被定义为被测天线所辐射的表面功率与假定的各向同性天线所辐射的表面功率之间的比值，并且可以用作有用的天线度量以将测量的天线增益与基准天线(如，各向同性天线)的增益相比较。例如，在图39中，天线带宽内2dBi的峰值增益表明，平衡MTM天线装置3300相对于基准各向同性天线具有高于2dB的增益。

图40示出了针对自由空间情况在2.4GHz下测量的增益和辐射图。图中针对每个辐射图示出了平衡MTM天线装置3300的取向，以指示坐标。在y-z平面内实现了波纹小于1dB的实质上全向图4001。此外还可以看出，在三个不同平面中测量的交叉极化4003、4005和4007是可忽略的。

图41示出了平衡MTM天线装置3300针对5GHz频段而测量的回波损耗。基于针对5GHz频段而测量的回波损耗图，目标频率4101附近或目标频率4101处的反转峰值的幅度和陡度表明，双频段平衡MTM天线装置3300能够在5GHz频段内支持良好的匹配。

图42示出了双频段平衡MTM天线装置3300针对5GHz频段而测量的效率。该结果表明，天线装置3300能够在给定的频率范围上实现等于或优于70％的平均效率。

图43示出了针对5GHz频段而测量的峰值增益。在图43中，天线带宽内2.5dBi的峰值增益表明，平衡MTM天线装置3300相对于基准各向同性天线具有高于2.5dB的增益。

图44示出了针对自由空间的情况在5GHz下的增益和辐射图。图中针对每个辐射图示出了平衡MTM天线装置3300的取向，以指示坐标。在y-z平面内实现了波纹小于1dB的实质上全向图4401。此外还可以看出，在具有不同取向的三个不同平面中测量的交叉极化4403、4405和4407是可忽略的。

高增益、宽带宽平衡MTM天线(具有虚地)

图45A-45C示出了虚接地、高增益、宽带宽的平衡MTM天线装置4500的实施例。如在前述平衡天线示例中一样，平衡MTM天线装置4500可以被构造为包括由CRLH天线部分组成的平衡对，以实现实质上全向的辐射图，其中CRLH天线部分具有形成在基板上的虚接地过孔线和平衡-非平衡转换器。然而，根据该实施例的天线装置4500与前述示例的不同之处在于，天线装置4500可以针对宽带操作而不是针对前述设计中描述的单频段或双频段操作来构造和优化。

在图45A-45B中，MTM天线装置4500包括第一CRLH天线部分4501和第二CRLH天线部分4502，每个CRLH天线部分具有在顶层4500-1和底层4500-2上形成的至少一个导电元件。第一CRLH天线部分4501和第二CRLH天线部分4502对称并且平衡。顶层4500-1中的导电元件被构造在诸如FR-4之类的基板4504的顶面上，底层4500-2中的导电元件被构造在基板4504的底面上。每个CRLH天线部分被配置为包括单元片，并且与馈送端口4503交互。馈线4509连接至馈送端口4503，发射焊盘4507连接至馈线4509，其中单元片4511形成在基板4504的相对层上，并且电容性地垂直耦合至顶部发射焊盘4507。过孔4515形成在基板4504中，并连接至单元片4511；过孔线4517连接至过孔4515；中心过孔4519连接至过孔线4517，其中，中心过孔4519居中位于第一CRLH天线部分4501和第二CRLH天线部分4502之间，并将第一CRLH天线部分4501和第二CRLH天线部分4502相连。因此，过孔线4517在两个天线部分4501和4502之间形成公共导电线。在操作期间，底部馈送端口4503-2传送的信号与顶部馈送端口4503-1传送的另一信号之间相位相差180°。将过孔4519的中心(沿着如图45C所示划分两个辐射CRLH天线部分的对称线4551而形成)构造和设计为有效地起到具有零电位的虚地的作用，从而无需用于端接顶部过孔线4517-1和底部过孔线4517-2的物理地。因此，通过形成相对于虚地点对称的天线元件并以彼此间具有180°偏移的信号对顶部CRLH天线部分4501和底部CRLH天线部分4502进行馈送，实现了MTM天线装置4500的平衡特性的一个方面。

平衡-非平衡转换器4505包括：形成在顶层4500-1上的顶部平衡-非平衡转换器部分4505-1和形成在底层4500-2上的底部平衡-非平衡转换器部分4505-2，以使平衡的CRLH天线部分4501和4502适配诸如同轴线缆之类的非平衡RF源。

参考图45A，顶部平衡-非平衡转换器部分4505-1的一端连接至形成在顶层4500-1上与第一CRLH天线部分相关联的馈送端口4503-1。顶部平衡-非平衡转换器部分4505-1的另一端提供了馈送端口4501，以将顶部平衡-非平衡转换器部分4505-1连接至RF源的第一信号线，例如，同轴线缆的电感性内芯。

在图45B中，底部平衡-非平衡转换器部分4505-2的一端连接至形成在底层4500-2上与第二CRLH天线部分相关联的馈送端口4503-2。底部平衡-非平衡转换器部分4505-2的另一端可以连接至形成在底层4500-2上的底部地4521-2的一部分。可以利用过孔4523的阵列来增大地的面积和尺寸，过孔4523形成在基板中，以将底部地4521-2连接至形成在顶层4500-1上的顶部地4521-1。随后，可以将地4521连接至RF源的第二信号线，例如，同轴线缆的导电屏蔽，以将非平衡RF信号传送至平衡天线装置4500。

在一些实施例的这种高增益、宽带宽天线装置4500中，可以实现若干优点。例如，对于每个CRLH天线部分4511-1，单元片4511和发射焊盘4507形成在基板4504的相对侧，彼此垂直耦合，并且被构造为彼此重叠，从而为单元片4511释放出附加的空间，单元片4511可以被设计得更大，从而提高天线4500的效率。

在这种天线装置的制造过程中可以实现另一优点。例如，高增益、宽带宽天线装置4500，通过电介质(即，基板4504)来实现发射焊盘与单元之间的耦合，使得耦合与间隙宽度无关，从而避免了特定的生产问题，包括可能的过蚀刻或欠蚀刻。

图46示出了图45A-45C所示的平衡MTM天线装置4500的制造模型。在该制造模型中，天线装置4500的顶层4500-1和底层4500-2连接至同轴线缆4601。同轴线缆4601的导电内芯4603和导电屏蔽4605分别连接至平衡MTM天线装置4500的馈送端口4501和地4521，以用于信号传输。

可以在自由空间中测试和测量图46所示的制造模型，以表征和评估该高增益、宽带宽平衡MTM天线装置4500的天线性能。在该天线设计评估中提供的一些性能度量包括：效率、回波损耗、峰值增益和辐射特性。

图47示出了平衡MTM天线装置4500的所测量的回波损耗图。测量的回波损耗表明，天线工作于宽的带宽，正如例如2.3至3.2GHz之间优于-10dB的回波损耗结果所表明的那样。

图48示出了针对平衡MTM天线装置4500测量的效率。该结果表明，天线装置4500能够在给定的频率范围上实现等于或优于80％的平均效率。

图49示出了针对平衡MTM天线装置4500所测量的优于2.5-3dBi的峰值增益。

图50示出了在自由空间情况下平衡MTM天线装置4500的增益和辐射图。图中针对每个辐射图示出了平衡MTM天线装置4500的取向，以指示自由空间中的坐标。在y-z平面内实现了波纹小于2.5dB的实质上全向图5001。此外还可以看出，在三个不同平面中测量的交叉极化5003、5005和5007是可忽略的。

这种天线装置4500的回波损耗、效率和峰值增益图表明了比图33A-33C所示的双频段平衡天线装置3300中更宽且更大的连续带宽。通过比较，例如，对于效率和峰值增益，天线装置4500的覆盖带宽是2.3至2.6GHz。这表明带宽比双频段平衡天线装置3300增加了约12％。此外，在前述天线装置3300中，在2.4GHz频率下带宽覆盖2.39到2.52GHz，或者约5％。在宽带宽平衡天线4500中，频段包括多个频段，例如，2.3GHz下的WiBRO、2.4-2.48GHz下的Wi-Fi以及2.5至2.7GHz下的WiMAX。与双频段设计相当的是覆盖2.4-2.48GHz的Wi-Fi以及5GHz。此外，新设计的效率(80％)和峰值增益范围(2.5-3dBi)也表现出相对于前述天线装置3300的改进。这些结果和其他优点(包括可能的尺寸减小能力和鲁棒的制造)，提供了在这种平衡天线装置4500实现方式中实现的若干有利特征。

其他平衡MTM天线配置

在图51A-51B、图52A-52B和图53A-53B中提供了其他平衡MTM天线装置的示例。这些示例包括平衡CRLH天线结构对，其中的平衡CRLH天线结构采用非对称和对称平衡-非平衡转换器结构、接地和虚接地过孔线、以及分立和印刷结构的组合。

图51A-51B分别示出了形成在基板(未示出)上的平衡MTM天线装置5100的顶层5100-1的俯视图和底层5100-2的俯视图。平衡MTM天线装置5100包括：两个被配置为平衡的辐射CRLH天线部分；以及平衡-非平衡转换器，将这两个平衡的CRLH天线耦合至诸如同轴线缆之类的非平衡RF源。同轴线缆例如可以包括导电内芯和导电屏蔽，以进行信号传输。

在图51A-51B中，平衡MTM天线装置5100的CRLH天线部分包括第一CRLH天线部分和第二CRLH天线部分，第一CRLH天线部分和第二CRLH天线部分具有在顶层5100-1和底层5100-2上形成的导电元件。第一CRLH天线部分和第二CRLH天线部分之间在结构上对称并且平衡。每个CRLH天线部分被构造为包括：馈送端口5103；馈线5109，连接至馈送端口5103；发射焊盘5107，具有连接至馈线5109的弯曲导电带线；单元片5111，至少一侧是半圆形，并且电容性耦合至顶部发射焊盘5107；过孔5115，形成在基板中并连接至单元片5111；过孔线5117，连接至过孔5115，过孔线5117被构造为在第一CRLH天线部分和第二CRLH天线部分之间形成公共导电线，其中过孔线5117还连接至地5121。地5121可以包括顶部地5121-1和底部地5121-2。与第一天线部分相关联的过孔线5117和与第二天线部分相关联的过孔线5117一起形成180°线，以保持天线装置5100结构上对称和电学上平衡的特性，包括电流流动。

平衡MTM天线装置5100的平衡-非平衡转换器5105包括：形成在顶层5100-1上的导电部分，使平衡CRLH天线部分适配诸如同轴线缆之类的非平衡RF源。在该示例中，平衡-非平衡转换器5105可以被构造为包括分立的元件，例如，先前示例中描述和图15所示的形成低通和高通滤波器的集总部件。低通滤波器在第一CRLH天线部分的馈送端口5103-1处提供-90°相移，而高通滤波器在第二CRLH天线部分的馈送端口5103-2处提供+90°相移。由于该天线装置的对称特性，低通滤波器和高通滤波器可以在馈送端口5103处被交换，并且仍为每个CRLH天线部分提供适当的相移。由于每个滤波器提供的相等且相反的相移，平衡-非平衡转换器装置5105可以提供180°的结果相移，并用于消除第一CRLH天线部分和第二CRLH天线部分之间的反射，从而改善平衡天线装置5100的总体辐射性能。因此，180°过孔线5117和平衡-非平衡转换器5105可以被配置为在各个CRLH天线部分之间提供幅度相等但相位相差180°的电流，这(以及其他因素)定义了这种天线装置中的平衡特性。

以下描述将平衡-非平衡转换器5105连接至非平衡RF源。参考图51A，平衡-非平衡转换器5105的一端可以连接至与第一和第二CRLH天线部分相关联的馈送端口5103。平衡-非平衡转换器5105的另一端提供馈送端口5101，以将平衡-非平衡转换器5105连接至RF源的第一信号线，例如，同轴线缆的电感性内芯。参考图51B，底部地5212-2通过在基板中形成的过孔5123的阵列而连接至顶部地5121-1。随后，可以将地5121连接至RF源的第二信号线，例如，同轴线缆的导电屏蔽，以将非平衡RF信号传送至平衡天线装置5100。

图52A-52B示出了平衡MTM天线装置5200的另一示例，该平衡MTM天线装置具有采用虚地的MTM天线结构。该天线装置5200中的CRLH天线包括第一CRLH天线部分和第二CRLH天线部分，第一CRLH天线部分和第二CRLH天线部分具有在结构上与前述MTM天线装置5100相类似的导电元件。第一CRLH天线部分和第二CRLH天线部分在结构上对称并且平衡。每个CRLH天线部分被配置为包括：馈送端口5203；馈线5209，连接至馈送端口5203；发射焊盘5207，具有连接至馈线5209的弯曲导电带线；单元片5211，至少一侧近似为半圆形，并且电容性耦合至顶部发射焊盘5207；过孔5215，形成在基板中并连接至单元片5211；过孔线5217，连接至过孔5215，过孔线5217被构造为在第一CRLH天线部分和第二CRLH天线部分之间形成公共导电线。在该实施例中，过孔线5217被构造为形成180°线，以保持天线装置5200结构上对称和电学上平衡的特性，包括电流流动。此外，过孔线5217可以被设计为有效地起到在过孔线5217的中心具有零电位的虚地的作用，从而无需使用物理地来端接过孔线5217。

平衡MTM天线装置5200的平衡-非平衡转换器5205包括：形成在顶层5200-1上的导电平衡-非平衡转换器部分5205-1以及形成在底层5200-2上的导电平衡-非平衡转换器部分5205-2，这些导电平衡-非平衡转换器部分通过过孔5231而连接。在该示例中，平衡-非平衡转换器5205可以被构造为包括印刷的元件，所述印刷的元件使用用于制造天线元件的类似印刷电路技术。在操作中，平衡-非平衡转换器5205可以用于通过提供180°的结果相移以消除平衡CRLH天线部分之间的反射信号，来使平衡CRLH天线部分适配非平衡RF源(如，同轴线缆)。

以下描述将平衡-非平衡转换器5205连接至非平衡RF源。参考图52A，平衡-非平衡转换器5205的一端可以连接至与第一和第二CRLH天线部分相关联的馈送端口5203。平衡-非平衡转换器5205的另一端提供馈送端口5201，以将平衡-非平衡转换器5205连接至RF源的第一信号线，例如，同轴线缆的电感性内芯。参考图52B，底部地5221-2通过在基板中形成的过孔5223的阵列连接至顶部地5221-1。随后，可以将地5221连接至RF源的第二信号线，例如，同轴线缆的导电屏蔽，以将非平衡RF信号传送至平衡天线装置5200。

图53A-53B示出了平衡MTM天线装置5300的又一示例。天线装置5300的一对平衡CRLH天线部分可以分别包括第一CRLH天线部分和第二CRLH天线部分，第一CRLH天线部分和第二CRLH天线部分具有在顶层5300-1和底层5300-2上形成的导电元件。第一CRLH天线部分和第二CRLH天线部分在结构上对称并且平衡。每个CRLH天线部分被配置为包括：馈送端口5303；馈线5309，连接至馈送端口5303；发射焊盘5307，连接至馈线5309；单元片5311，电容性耦合至顶部发射焊盘5307；过孔5315，形成在基板中并连接至单元片5311；寄生导电片5331，电容性耦合至单元片5311；过孔线5317，连接至过孔5315，过孔线5317被构造为在第一CRLH天线部分和第二CRLH天线部分之间形成公共导电线，并连接至地5321，所述地5321包括顶部地5321-1和底部地5321-2。与第一天线部分相关联的过孔线5317和与第二天线部分相关联的过孔线5317一起形成180°线，以保持天线装置5300结构上对称和电学上平衡的特性，包括电流流动。

平衡MTM天线装置5300的平衡-非平衡转换器5305包括：形成在顶层5300-1上的导电部分，使平衡CRLH天线部分适配诸如同轴线缆之类的非平衡RF源。在该示例中，平衡-非平衡转换器5305可以被构造为包括分立的元件，例如，先前示例中描述和图15所示的形成低通和高通滤波器的集总部件。低通滤波器在第一CRLH天线部分的馈送端口5303-1处提供-90°相移，而高通滤波器在第二CRLH天线部分的馈送端口5303-2处提供+90°相移。由于该天线装置的对称特性，低通滤波器和高通滤波器可以在馈送端口5303处交换，并且仍为每个CRLH天线部分提供适当的相移。由于每个滤波器提供的相等且相反的相移，平衡-非平衡转换器装置5305可以提供180°的结果相移，并用于消除第一CRLH天线部分和第二CRLH天线部分之间的反射，从而改善平衡天线装置5300的总体辐射性能。因此，180°过孔线5317和平衡-非平衡转换器5305可以被配置为在各个CRLH天线部分之间幅度相等但相位相差180°的电流，这(以及其他因素)定义了这种天线装置中的平衡特性。

以下描述将平衡-非平衡转换器5305连接至非平衡RF源。参考图53A，平衡-非平衡转换器5305的一端可以连接至与第一和第二CRLH天线部分相关联的馈送端口5303。平衡-非平衡转换器5305的另一端提供馈送端口5301，以将平衡-非平衡转换器5305连接至RF源的第一信号线，例如，同轴线缆的电感性内芯。参考图53B，底部地5321-2通过在基板中形成的过孔5323的阵列而连接至顶部地5321-1。随后，可以将地5321连接至RF源的第二信号线，例如，同轴线缆的导电屏蔽，以将非平衡RF信号传送至平衡天线装置5300。

例如，减小平衡MTM天线尺寸的其他技术和结构可以是：通过将单元片的尺寸和形状修改为例如圆形、三角形、菱形等其他形状来使单元片在结构上更小，从而减小长度；或者修改馈线的形状，从而减小两个过孔线之间的距离，等等。在2009年8月5日提交的题为“MetamaterialAntennas for Wideband Operations”的序列号为12/536,422的美国专利申请中，提供了其他改型天线设计。还可以通过在顶层中放置过孔线以将单元片连接至顶部地而不是底部地，来设计单层结构。此外，平衡MTM天线装置3300可以采用多种平衡-非平衡转换器结构，例如，上述集总元件、分布式、或者锥形平衡-非平衡转换器。通过保持两个CRLH天线的平衡和对称，还可以采用一个CRLH天线在顶层而另一个CRLH天线在底层的结构。此外，假定两个过孔线被设计为保持由平衡-非平衡转换器提供的180°相移，则可以非对称地配置两个MTM天线。通过使用具有多频段MTM平衡-非平衡转换器的多频段CRLH天线，还可以将设计扩展到多频段应用。在上述示例中，每个CRLH天线可以被构造为单层无过孔超材料天线结构或者多层超材料天线结构(多于两层)。

尽管本说明书包含了许多细节，然而这些细节不应被解释为对本发明或所要求保护事物的范围的限制，而应当被解释为对本发明具体实施例特有特征的描述。本说明书在分离实施例的上下文中描述的特定特征也可以以组合的形式实现在单个实施例中。相反，在单个实施例的上下文中描述的各种特征也可以单独地或以任何合适子组合的形式实现在多个实施例中。此外，尽管特征可以如上文描述为以特定组合的形式起作用，甚至可以如原始权利要求所述以特定组合的形式起作用，然而所要求保护的组合中的一个或多个特征在一些情况下可以从组合中被分离出来，而所要求保护的组合可以针对子组合或子组合的变体。

仅公开了一些实现方式。然而应理解，可以进行修改和改进。

Claims (49)

1.一种天线装置，包括：

第一辐射元件，包括CRLH结构；

第二辐射元件，包括第二CRLH结构；以及

公共导电线，连接至第一辐射元件和第二辐射元件。

2.根据权利要求1所述的天线装置，还包括：

平衡-非平衡转换器，耦合至第一辐射元件和第二辐射元件。

3.根据权利要求2所述的天线装置，其中，

第一辐射元件与第二辐射元件实质上对称。

4.根据权利要求3所述的天线装置，其中，平衡-非平衡转换器包括：

低通滤波器，针对第一辐射元件向接收信号提供-90°相移；以及

高通滤波器，针对第二辐射元件向接收信号提供+90°相移，其中，产生的180°相位差消除第一辐射元件和第二辐射元件之间的反射状况。

5.根据权利要求4所述的天线装置，其中，

平衡-非平衡转换器包括：具有锥形几何形状的顶部导电元件；以及具有双曲线几何形状的底部导电元件，其中，底部导电元件提供实质上保持恒定的特征阻抗。

6.根据权利要求4所述的天线装置，其中，

平衡-非平衡转换器包括第一表面上的第一导体和第二表面上的第二导体，其中第一导体和第二导体的本体是锥形的。

7.根据权利要求4所述的天线装置，其中，

平衡-非平衡转换器的第二锥形导体的至少一端具有双曲线外形。

8.根据权利要求4所述的天线装置，其中，

平衡-非平衡转换器包括集总部件或印刷元件。

9.根据权利要求5所述的天线装置，其中，

平衡-非平衡转换器被配置为支持宽带频率。

10.一种装置，包括：

基板；

第一天线部分，形成在基板上；

第二天线部分，形成在基板上，并且耦合至第一天线部分，其中第一天线部分与第二天线部分实质上对称；

馈送端口，用于提供非平衡信号；

地电极，形成在基板上，并且电耦合至第一部分和第二部分；以及

平衡-非平衡转换器，耦合至第一天线部分、第二天线部分、馈送端口和地电极，所述平衡-非平衡转换器将来自馈送端口的非平衡信号适配成用于第一天线部分和第二天线部分的平衡信号，或将来自第一天线部分和第二天线部分的平衡信号适配成用于馈送端口的非平衡信号，

其中，基板、第一天线部分、第二天线部分和地电极被配置为形成CRLH结构。

11.根据权利要求10所述的装置，其中，

每个天线部分包括：

馈线，馈线的一端连接至平衡-非平衡转换器；

发射焊盘，连接至馈线的另一端；

单元片，通过耦合间隙电容性耦合至发射焊盘；

过孔，形成在基板中，并且连接至单元片；以及

过孔线，过孔线的一端连接至过孔，过孔线的另一端将第一天线部分连接至第二天线部分。

12.根据权利要求11所述的装置，其中，

每条过孔线的末端连接至地电极。

13.根据权利要求11所述的装置，其中，

单元片是半圆形形状的，发射焊盘是与单元片的一部分相邻的弯曲导电带线。

14.根据权利要求11所述的装置，其中，

单元片是矩形、三角形或多边形形状的。

15.根据权利要求11所述的装置，其中，

由第一天线部分的过孔线和第二天线部分的过孔线所确定的角范围实质上是180度。

16.根据权利要求11所述的装置，其中，

第一天线部分的过孔线和第二天线部分的过孔线实质上是对称的，每条过孔线被配置为产生实质上相等的有效电流。

17.根据权利要求11所述的装置，其中，

第一天线部分的过孔线和第二天线部分的过孔线实质上是非对称的，每条过孔线被配置为产生实质上相等的有效电流。

18.根据权利要求11所述的装置，其中，

过孔线以Z字、曲折或其他非线性形状的形式来构造。

19.根据权利要求10所述的装置，其中，

第一天线和第二天线被配置为产生实质上全向的辐射图。

20.根据权利要求10所述的装置，其中，

第一天线部分和第二天线部分被配置为产生实质上小的交叉极化。

21.根据权利要求10所述的装置，其中，

第一天线部分和第二天线部分被配置为产生至少一个左手(LH)模式谐振。

22.根据权利要求10所述的装置，其中，

第一天线部分和第二天线部分被配置为产生左手(LH)模式谐振和右手(RH)模式谐振。

23.根据权利要求10所述的装置，其中，

每个天线部分被配置为支持单频段频率或多频段频率。

24.根据权利要求10所述的装置，其中，

平衡-非平衡转换器包括：向第一天线部分提供-90°相移的低通滤波器；以及向第二天线部分提供+90°相移的高通滤波器，其中，180°的组合相移消除了第一天线部分和第二天线部分之间的反射。

25.根据权利要求10所述的装置，其中，

平衡-非平衡转换器包括：具有锥形几何形状的顶部导电元件；以及具有双曲线几何形状的底部导电元件，其中，底部导电元件提供了实质上保持恒定的特征阻抗。

26.根据权利要求10所述的装置，其中，

平衡-非平衡转换器包括第一表面上的第一导体和第二表面上的第二导体，其中，第一导体和第二导体的本体是锥形的。

27.根据权利要求10所述的装置，其中，

平衡-非平衡转换器的第二锥形导体的至少一端具有双曲线外形。

28.根据权利要求10所述的装置，其中，

平衡-非平衡转换器包括集总部件或印刷元件。

29.根据权利要求10所述的天线装置，其中，

平衡-非平衡转换器被配置为支持宽带频率。

30.一种装置，包括：

基板；

第一天线部分，由基板支撑；

第二天线部分，由基板支撑，并且耦合至第一天线部分，其中第一天线部分与第二天线部分实质上对称；

馈送端口，用于提供非平衡信号；以及

平衡-非平衡转换器，耦合至第一天线部分、第二天线部分、馈送端口和地电极，所述平衡-非平衡转换器将来自馈送端口的非平衡信号适配成用于第一天线部分和第二天线部分的平衡信号，或将来自第一天线部分和第二天线部分的平衡信号适配成用于馈送端口的非平衡信号，

其中，基板、第一天线部分、第二天线部分被配置为形成CRLH结构。

31.根据权利要求30所述的装置，其中，

每个天线部分包括：

馈线，馈线的一端连接至平衡-非平衡转换器；

发射焊盘，连接至馈线的另一端；

单元片，通过耦合间隙电容性耦合至发射焊盘；

过孔，形成在基板中，并且连接至单元片；以及

过孔线，过孔线的一端连接至过孔，过孔线的另一端在中心点处将第一天线部分连接至第二天线部分。

32.根据权利要求31所述的装置，其中，

第一天线部分和第二天线部分相对于中心点而对称。

33.根据权利要求32所述的装置，其中，

中心点处的电压电位实质上为零。

34.根据权利要求30所述的装置，其中，

平衡-非平衡转换器包括：向第一天线部分提供-90°相移的低通滤波器；以及向第二天线部分提供+90°相移的高通滤波器，其中，180°的组合相移消除了第一天线部分和第二天线部分之间的反射。

35.根据权利要求30所述的装置，其中，

平衡-非平衡转换器包括：具有锥形几何形状的顶部导电元件；以及具有双曲线几何形状的底部导电元件，其中，底部导电元件提供了实质上保持恒定的特征阻抗。

36.根据权利要求30所述的装置，其中，

平衡-非平衡转换器包括第一表面上的第一导体和第二表面上的第二导体，其中，第一导体和第二导体的本体是锥形的。

37.根据权利要求30所述的装置，其中，

平衡-非平衡转换器的第二锥形导体的至少一端具有双曲线外形。

38.根据权利要求30所述的装置，其中，

平衡-非平衡转换器包括集总部件或印刷元件。

39.根据权利要求30所述的装置，其中，

第一天线部分的馈线、发射焊盘和单元片形成在基板的第一表面上；

第二天线部分的馈线、发射焊盘和单元片形成在基板的第二表面上；

第一天线部分和第二天线部分的过孔线分别形成在基板的第二表面和第一表面上；

第一天线部分的过孔将单元片连接至第一天线部分的过孔线；

第二天线部分的过孔将单元片连接至第二天线部分的过孔线；

形成在基板中的中心过孔将第一天线部分的过孔线连接至第二天线部分的过孔线，其中，第一天线部分和第二天线部分相对于中心过孔而对称，中心过孔附近的电压电位实质上为零；

第一馈送端口传送第一信号，第二馈送端口传送第二信号，其中第一信号和第二信号之间相位相差180度；以及

平衡-非平衡转换器耦合至第一馈送端口和第二馈送端口，以将馈送端口处的非平衡信号适配成平衡信号，或将馈送端口处的平衡信号适配成非平衡信号。

40.根据权利要求39所述的装置，其中，

第一天线部分和第二天线部分被配置为支持多频段频率。

41.根据权利要求30所述的装置，其中，

第一天线部分的馈线、发射焊盘和过孔线形成在基板的第一表面上；

第二天线部分的馈线、发射焊盘和过孔线形成在基板的第二表面上；

第一天线部分和第二天线部分的单元片分别形成在基板的第二表面和第一表面上；

第一天线部分的过孔将单元片连接至第一天线部分的过孔线；

第二天线部分的过孔将单元片连接至第二天线部分的过孔线；

形成在基板中的中心过孔将第一天线部分的过孔线连接至第二天线部分的过孔线，其中，第一天线部分和第二天线部分相对于中心过孔而对称，中心过孔附近的电压电位实质上为零；

第一馈送端口传送第一信号，第二馈送端口传送第二信号，其中第一信号和第二信号之间相位相差180度；以及

平衡-非平衡转换器耦合至第一馈送端口和第二馈送端口，以将馈送端口处的非平衡信号适配成平衡信号，或将馈送端口处的平衡信号适配成非平衡信号。

42.根据权利要求41所述的装置，其中，

第一天线部分和第二天线部分被配置为支持高增益和宽带宽辐射特性。

43.一种装置，包括：

CRLH双极天线结构，所述CRLH双极天线结构包括：

第一天线部分；

第二天线部分，电耦合至第一天线部分，第二天线部分与第一电线部分实质上对称；

馈送端口；以及

地电极，电耦合至第一天线部分和第二天线部分；以及

平衡-非平衡转换器，耦合至第一天线部分、第二天线部分、馈送端口和地电极，所述平衡-非平衡转换器被配置为：

对馈送端口处传送的信号进行相移，以形成用于第一天线部分的第一信号和用于第二天线部分的第二信号。

44.根据权利要求43所述的装置，其中，第一信号和第二信号彼此间相位相差180°。

45.一种方法，包括：

在基板上形成第一CRLH辐射元件；

在基板上形成第二CRLH辐射元件；以及

形成与第一辐射元件和第二辐射元件相连的公共导电线，

其中，第一CRLH辐射元件与第二CRLH辐射元件实质上对称。

46.一种方法，包括：

通过平衡-非平衡转换器来传送信号，其中，平衡-非平衡转换器耦合至CRLH辐射元件对；以及

使来自平衡-非平衡转换器的信号适配CRLH辐射元件，或使来自CRLH辐射元件的信号适配平衡-非平衡转换器，

其中，一个CRLH辐射元件与另一个CRLH辐射元件实质上对称。

47.一种天线装置，包括：

第一RF元件，用于发送和接收电磁波；

第二RF元件，用于发送和接收电磁波；

公共导电线，连接至第一RF元件和第二RF元件；

第一单元片，位于靠近第一RF元件处；

第二单元片，位于靠近第二RF元件处；

第一过孔线，耦合至第一单元片和基准点；以及

第二过孔线，耦合至第二单元片和所述基准点。

48.根据权利要求47所述的装置，其中，

第一单元片电容性耦合至第一RF元件，第二单元片电容性耦合至第二RF元件。

49.根据权利要求47所述的装置，其中，

每条过孔线提供到地的电感性加载。

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