CN102355438A - 直接正交上变频收发信机及其发射机本振泄露的评估方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种直接正交上变频收发信机及其发射机本振泄露的评估方法，该评估方法包括：监测该收发信机当前工作状态；当前工作状态为无信号接收状态时，将LNA输入接地，对数字端进行直流估计以获得下变频过程中混频器后引入的直流值，当前工作状态为收/发链路环回状态时，将LNA输入输出短接，并对数字端进行直流估计以获得该发射机的发射端本振泄露引入的直流值与接收端下变频过程中混频器后引入的直流值的总和；以及利用一本振泄露评估计算模型计算获得该发射机的本振泄露估计值，本发明可以利用现有资源对本振泄露进行评估且获得较为准确的本振泄露值。
Description
技术领域
本发明涉及无线收发信机及其本振泄露的评估方法，特别是涉及直接正交上变频收发信机及其发射机本振泄露的评估方法，属于通信技术领域。
背景技术
无线发射机的体系结构长期由超外差式主宰，超外差结构发射机是基于模拟器件实现两次上变频功能，最大的优点是具有良好的选择特性，即强干扰信号下对小信号的处理和选择能力，然而由于超外差式结构采用的镜像干扰抑制滤波器和信道选择滤波器一般为高Q值带通滤波器，它们一般只能在片外实现，从而增大了接收机的成本和尺寸，目前，要利用集成电路制造工艺将这两个滤波器与其它射频电路一起集成在一块芯片上存在较大的困难，因此，超外差接收机的单片集成因受到工艺技术方面的限制而难以实现。
随着半导体工艺技术的进步和对移动通信设备的小型化、低功耗、多功能需求的不断增加，基于正交调制的直接正交上变频技术得到了迅速发展，它能够直接将基带信号搬移到射频载频并消除无用的边带信号，以实现单边带调制。图1为现有技术直接正交上变频接收机的结构框图，接收到的射频信号经滤波器和低噪声放大器放大后，与互为正交的两路本振信号混频，分别产生同相和正交两路基带信号，由于本振信号频率与射频信号频率相同，因此混频后直接产生基带信号，信号选择和增益调整则由芯片上的低通滤波器和可变增益放大器完成。与超外差式结构相比，这种直接正交上变频结构的接收机的突出优点是不需要中频放大、滤波、变频等电路，同时放宽了对变频器后滤波器的性能要求，从而极大地减小了发射极的体积、重量、功耗和成本。
但是，这种直接正交上变频结构也存在如下缺点：存在正交调制信号和正交本振信号相位和幅度的不平衡，对直流偏移失真非常敏感，从而导致严重的边带和本振泄露。而就目前而言，仍然没有非常好的办法来比较精确地估计本振泄露值。
综上所述，可知先前技术的直接正交上变频技术存在本振泄露而无法精确估计其本振泄露值的问题，因此，实有必要提出改进的技术手段，来解决此一问题。
发明内容
为克服上述现有技术的直接正交上变频技术存在本振泄露而无法精确估计其本振泄露值的问题，本发明的主要目的在于提供一种直接正交上变频收发信机及其发射机本振泄露的评估方法，其可以较为精确地获得上变频结束后射频信号中包含的本振泄露值。
为达上述及其它目的，本发明提供的直接正交上变频收发信机，包括一发射机与一接收机，该接收机包括低噪声放大器、混频器、低通滤波器、可变增益放大器以及模数转换器，该收发信机至少还包括：
工作状态监测单元，监测该收发信机当前的工作状态；
低噪放输入控制单元，根据该收发信机当前的工作状态控制该低噪声放大器的输入；
接收链路直流估计单元，当该收发信机当前的工作状态为无信号接收状态时，对该接收机的数字端进行直流估计以获得该接收机下变频过程中混频器后引入的直流值，并将获得的值存储于接收链路直流估计存储单元；
收/发链路环回直流估计单元，当该接收机当前的工作状态为收/发链路环回状态时，对该接收机的数字端进行直流估计以获得该发射机发射端本振泄露引入的直流值与该接收机下变频过程中混频器后引入的直流值的总和，并将获得的值存储于一收/发链路环回直流估计存储单元；
本振泄露评估单元，构建一本振泄露评估计算模型，并利用该本振泄露评估计算模型对该接收链路直流估计存储单元与该收/发链路环回直流估计存储单元的值进行相应运算，以获得该发射机本振泄露的估计值。
进一步地，当该工作状态监测单元监测到该收发信机当前工作状态为无信号接收状态时，则该低噪放输入控制单元控制将该低噪声放大器的输入端接地；当该工作状态监测单元监测到该收发信机当前工作状态为收/发链路环回状态时，则控制该低噪声放大器的输入端与输出端短接。
进一步地，该数字端具有两路，该本振泄露评估计算模型为：Sqrt((I2-I1)2+(Q2-Q1)2)，其中，该I1与Q1为该接收链路直流估计存储单元中的值，该I2和Q2为该收/发链路环回直流估计存储单元中的值。
进一步地，低噪放输入控制单元对该低噪声放大器的输入的控制可通过一双向开关实现。
进一步地，该低噪放输入控制单元在控制该低噪声放大器的输入端与输出端短接的同时，控制将该发射机发射端的发射信号也输入到该低噪声放大器的输入端。
为达到上述及其他目的，本发明还提供发射机本振泄露评估方法，用于评估包括一发射机与一接收机的直接正交上变频收发信机之发射机的本振泄露值，其至少包括如下步骤：
监测该收发信机当前工作状态；
根据该收发信机当前工作状态控制该接收机射频前端中低噪声放大器的输入；
当该收发信机当前工作状态为无信号接收状态时，对该接收机的数字端进行直流估计以获得该接收机接收端下变频过程中混频器后引入的直流值，并将获得的值存储于一接收链路直流估计存储单元；
当该收发信机当前工作状态为收/发链路环回状态时，对该接收机的数字端进行直流估计以获得该发射机发射端本振泄露引入的直流值与该接收机接收端下变频过程中混频器后引入的直流值的总和，并将获得的值存储于一收/发链路环回直流估计存储单元；以及
利用一本振泄露评估计算模型对该接收链路直流估计存储单元及该收/发链路环回直流估计存储单元中的值进行相应运算，以获得该发射机的本振泄露估计值。
进一步地，该根据该收发信机当前工作状态控制该接收机射频前端中低噪声放大器的输入的步骤进一步包括：若该收发信机的当前工作状态为无信号接收状态，则控制该低噪声放大器的输入端接地；若该收发信机的当前工作状态为收/发链路环回状态，则控制该低噪声放大器的输入端与输出端短接。
进一步地，该数字端具有两路，该本振泄露评估计算模型为：Sqrt((I2-I1)2+(Q2-Q1)2)，其中，该I1与Q1为该接收链路直流估计存储单元中的值，该I2和Q2为该收/发链路环回直流估计存储单元中的值。
进一步地，对该低噪声放大器输入的控制可通过一双向开关实现。
进一步地，在控制该低噪声放大器的输入端与输出端短接的同时，控制将该发射机发射端的发射信号输入到该低噪声放大器的输入端。
与现有技术相比，本发明提供的直接正交上变频收发信机及其发射机本振泄露评估方法根据收发信机当前工作状态控制接收机射频前端的低噪声放大器的输入，并据此对接收链路的的数字端直流估计进而利用本振泄露评估计算模型推算出发射机的本振泄露估计值，可见，本发明可以利用现有资源对本振泄露进行评估，降低了测试的复杂性，提高了测试效率，并且本发明得到的本振泄露值也是较为准确的，为发射链路基带部分直流的预补偿提供了有效的依据。
附图说明
图1为现有技术直接正交上变频接收机的结构框图；
图2为本发明直接正交上变频收发信机较佳实施例的结构框图；
图3为本发明发射机本振泄露评估方法的方法流程图；
图4及图5为本发明发射机本振泄露评估方法的仿真图。
具体实施方式
以下通过特定的具体实例并结合附图说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭示的内容轻易地了解本发明的其它优点与功效。本发明亦可通过其它不同的具体实例加以施行或应用，本说明书中的各项细节亦可基于不同观点与应用，在不背离本发明的精神下进行各种修饰与变更。
图2为本发明直接正交上变频收发信机较佳实施例的结构框图。本具体实施方式中，该收发信机包括发射机21与接收机22，发射机21包括数模转换器、滤波器、可变增益放大器VGA1、混频器、加法器及可变增益放大器VGA2，其结构与工作原理为习知技术，在此不予详述。接收机22除了包含常规的低噪声放大器、混频器、低通滤波器、可变增益放大器以及模数转换器外，至少还包括工作状态监测单元201、低噪放输入控制单元202、接收链路直流估计单元203、收/发链路环回直流估计单元204以及本振泄露评估单元205。
工作状态监测单元201监测本发明之收发信机的工作状态，并将工作状态传送至低噪放输入控制单元202以控制低噪放输入控制单元202工作。举例来说，若工作状态监测单元201监测到收发信机当前工作状态为无信号接收状态，即表示当前工作状态要求低噪声放大器的输入端接地，则低噪放输入控制单元202控制将低噪声放大器的输入端接地；若监测到收发信机当前状态为收/发链路环回状态，即表示当前工作状态要求低噪声放大器输入端与输出端短接，则低噪放输入控制单元202会控制将低噪声放大器的输入端与输出端短接。
承上所述，低噪放输入控制单元202用于根据当前工作状态控制射频前端低噪声放大器的输入，其控制的具体方式可以通过一双向开关实现，即将一双向开关连接至低噪声放大器的输入端与输出端，若低噪声输入控制单元202获得接收机当前工作状态为无信号接收状态，则控制将低噪声放大器的输入端的开关拨到1端，使低噪声放大器的输入端接地；若获得接收机当前工作状态为收/发链路环回状态，则控制将低噪声放大器的开关拨到2端，使低噪声放大器的输入端与输出端短接，并将发射链路输出的信号TxRF也输入到2端。
接收链路直流估计单元203在获得收发信机当前工作状态为无信号接收状态时，对接收机的数字端进行直流估计，获得接收链路直流估计值，并将接收链路直流估计值存储于接收链路直流估计存储单元中。由于无信号接收状态时低噪声放大器输入端接地，此时数字端估计的直流值即为接收机下变频过程中经混频器后引入的直流值，同时由于数字端有I路和Q路，因此数字端估计的接收链路直流估计值I路和Q路各一个(如图2中DC_Est_Rxlink_I与DC_Est_Rxlink_Q)，为方便描述，在此假设为I1和Q1，在本发明较佳实施例中，接收链路连路直流估计存储单元可以为寄存器。
收/发链路环回直流估计单元204用于在获得当前工作状态为收/发链路环回状态，对接收机的数字端进行直流估计，获得收/发链路环回直流估计值，并将获得的值存储于一收/发链路环回直流估计存储单元。由于收/发链路环回状态时，低噪声放大器输入端与输出端短接，且发射链路(发射机)输出的发射信号TxRF也接到低噪声放大器输入端，这里数字端估计的直流值即为发射机本振泄露引入的直流值与接收端下变频过程中混频器后引入的直流值的总和。同样，由于数字端有I路和Q路，因此数字端估计的直流值I路和Q路各一个(如图2中DC_Est_Loop_I与DC_Est_Loop_Q)，为方便描述，在此假设为I2和Q2，在本发明较佳实施例中，收/发链路环回直流估计存储单元也可以为寄存器。
本振泄露评估单元205构建本振泄露评估计算模型，然后利用本振泄露评估计算模型对接收链路直流估计存储单元与收/发链路环回直流估计存储单元中的值进行相应运算，以获得本发明收发信机之发射机本振泄露的估计值。具体来说，本振泄露评估计算模型为：Sqrt((I2-I1)2+(Q2-Q1)2)，即将收/发链路环回直流估计存储单元的值减去接收链路直流估计存储单元中的值，该值I路和Q路各有一个，对得到的值进行开平方的运算，便得到本发明之发射机本振泄露的估计值
图3为本发明发射机本振泄露评估方法的方法流程图。如图3所示，本具体实施方式提供的发射机本振泄露评估方法用于估计直接正交上变频收发信机之发射机的本振泄露值，其包括如下步骤：
步骤301，监测收发信机当前工作状态；
步骤302，若当前工作状态为无信号接收状态，则控制低噪声放大器的输入端接地，并进入步骤303；若当前工作状态为收/发链路环回状态，则控制低噪声放大器的输入端与输出端短接，并进入步骤304；
步骤303，对数字端进行直流估计，并将得到的值存入接收链路直流估计存储单元，该值即为下变频过程中混频器后引入的直流值，I路和Q路各有一个(图2中DC_Est_Rxlink_I与DC_Est_Rxlink_Q)，在此假设为I1，Q1，接收链路直流估计存储单元可以为寄存器；
步骤304，对数字端进行直流估计，并将得到的值存入收/发链路环回直流估计存储单元，该值即为由本振泄露引入的直流值和接收端下变频过程中混频器后引入的直流总和，同样，该值I路和Q路也各有一个(图2中DC_Est_Loop_I与DC_Est_Loop_Q)，在此假设为I2，Q2，收/发链路环回直流估计存储单元可以为寄存器。
步骤305，利用本振泄露评估计算模型对接收链路直流估计存储单元及收/发链路环回直流估计存储单元中的值进行相应运算，获得本发明接收机的本振泄露估计值，具体地说，本振泄露评估计算模型为：Sqrt((I2-I1)2+(Q2-Q1)2)，其中I1与Q1为接收链路直流估计存储单元中的值，I2和Q2为该收/发链路环回直流估计存储单元中的值。
对于步骤302，具体做法可以通过一双向开关实现，即将一双向开关连接至低噪声放大器的输入端与输出端，请参照图2，若当前工作状态为无信号接收状态，则控制将低噪声放大器的输入端的开关拨到1端，使低噪声放大器的输入端接地；若当前工作状态为收/发链路环回状态，则控制将低噪声放大器的开关拨到2端，使低噪声放大器的输入端与输出端短接，并将发射链路输出的信号TxRF也输入到2端。
图4及图5为本具体实施方式中发射机本振泄露评估方法的仿真图。本具体实施方式中，本振泄露评估方法的准确性主要取决于直流估计的准确性，通过图4及图5可以说明数字端对直流信号估计的准确度。图4为混频器之后的信号波形，已经引入了9mV的直流偏移，图5为数字部分通过直流估计算法估计的直流偏移值，是以12bit定点数表示的数字值，此处可以发现这个估计的数字值为30，因为仿真环境中设置的模数转换器(ADC)的位宽为12bit，输入电压范围-0.6V～0.6V，可以根据估计的数字值反推出与之相对应的模拟电压值为0.6V*30/2048＝0.0088V＝8.8mV，该值约等于实际的直流偏移值9mV。由此可以证明本发明利用直流估计算法来评估本振泄露值的准确性与可靠性。
综上所述，本具体实施方式提供的本振泄露评估装置及方法根据发射机当前工作状态控制低噪声放大器的输入，并据此对接收链路的的数字端直流估计，进而利用本振泄露评估计算模型推算出发射机的本振泄露估计值。可见，本具体实施方式提供的本振泄露评估装置及方法可以利用现有资源对本振泄露进行评估，降低了测试的复杂性，提高了测试效率，并且得到的本振泄露值也是较为准确的，为发射链路基带部分直流的预补偿提供了有效的依据。
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何本领域技术人员均可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰与改变。因此，本发明的权利保护范围，应如权利要求书所列。
Claims (10)
1.一种直接正交上变频收发信机，包括一发射机与一接收机，该接收机包括低噪声放大器、混频器、低通滤波器、可变增益放大器以及模数转换器，其特征在于，该收发信机至少还包括：
工作状态监测单元，监测该收发信机当前的工作状态；
低噪放输入控制单元，根据该收发信机当前的工作状态控制该低噪声放大器的输入；
接收链路直流估计单元，当该收发信机当前的工作状态为无信号接收状态时，对该接收机的数字端进行直流估计以获得该接收机下变频过程中混频器后引入的直流值，并将获得的值存储于接收链路直流估计存储单元；
收/发链路环回直流估计单元，当该接收机当前的工作状态为收/发链路环回状态时，对该接收机的数字端进行直流估计以获得该发射机发射端本振泄露引入的直流值与该接收机下变频过程中混频器后引入的直流值的总和，并将获得的值存储于一收/发链路环回直流估计存储单元；
本振泄露评估单元，构建一本振泄露评估计算模型，并利用该本振泄露评估计算模型对该接收链路直流估计存储单元与该收/发链路环回直流估计存储单元的值进行相应运算，以获得该发射机本振泄露的估计值。
2.如权利要求1所述的直接正交上变频收发信机，其特征在于：当该工作状态监测单元监测到该收发信机当前工作状态为无信号接收状态时，则该低噪放输入控制单元控制将该低噪声放大器的输入端接地；当该工作状态监测单元监测到该收发信机当前工作状态为收/发链路环回状态时，则控制该低噪声放大器的输入端与输出端短接。
3.如权利要求2所述的直接正交上变频收发信机，其特征在于：该数字端具有两路，该本振泄露评估计算模型为：Sqrt((I2-I1)2+(Q2-Q1)2)，其中，该I1与Q1为该接收链路直流估计存储单元中的值，该I2和Q2为该收/发链路环回直流估计存储单元中的值。
4.如权利要求2所述的直接正交上变频收发信机，其特征在于：低噪放输入控制单元对该低噪声放大器的输入的控制通过一双向开关实现。
5.如权利要求2所述的本振泄露评估装置，其特征在于：该低噪放输入控制单元在控制该低噪声放大器的输入端与输出端短接的同时，控制将该发射机发射端的发射信号也输入到该低噪声放大器的输出端。
6.一种发射机本振泄露评估方法，用于评估包括一发射机与一接收机的直接正交上变频收发信机之发射机的本振泄露值，其至少包括如下步骤：
监测该收发信机当前工作状态；
根据该收发信机当前工作状态控制该接收机射频前端中低噪声放大器的输入；
当该收发信机当前工作状态为无信号接收状态时，对该接收机的数字端进行直流估计以获得该接收机接收端下变频过程中混频器后引入的直流值，并将获得的值存储于一接收链路直流估计存储单元；
当该收发信机当前工作状态为收/发链路环回状态时，对该接收机的数字端进行直流估计以获得该发射机发射端本振泄露引入的直流值与该接收机接收端下变频过程中混频器后引入的直流值的总和，并将获得的值存储于一收/发链路环回直流估计存储单元；以及
利用一本振泄露评估计算模型对该接收链路直流估计存储单元及该收/发链路环回直流估计存储单元中的值进行相应运算，以获得该发射机的本振泄露估计值。
7.如权利要求6所述的发射机本振泄露评估方法，其特征在于，该根据该收发信机当前工作状态控制该接收机射频前端中低噪声放大器的输入的步骤进一步包括：若该收发信机的当前工作状态为无信号接收状态，则控制该低噪声放大器的输入端接地；若该收发信机的当前工作状态为收/发链路环回状态，则控制该低噪声放大器的输入端与输出端短接。
8.如权利要求7所述的发射机本振泄露评估方法，其特征在于：该数字端具有两路，该本振泄露评估计算模型为：Sqrt((I2-I1)2+(Q2-Q1)2)，其中，该I1与Q1为该接收链路直流估计存储单元中的值，该I2和Q2为该收/发链路环回直流估计存储单元中的值。
9.如权利要求7所述的发射机本振泄露评估方法，其特征在于：对该低噪声放大器输入的控制通过一双向开关实现。
10.如权利要求7所述的本振泄露评估方法，其特征在于：在控制该低噪声放大器的输入端与输出端短接的同时，控制将该发射机发射端的发射信号输入到该低噪声放大器的输出端。
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