CN102347918B - 精细频偏估计方法及装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种精细频偏估计方法及装置，该方法包括：根据子帧的相位相关值和第一复帧状态的子帧的相位，计算第一复帧状态对应的第一累加估计值；根据子帧的相位相关值和第二复帧状态的子帧的相位，计算第二复帧状态对应的第二累加估计值；根据第一累加估计值和第二累加估计值，确定复帧状态的判决结果为第一复帧状态或者为第二复帧状态；根据复帧状态的判决结果进行精细频偏估计。本发明与其他模块耦合较少，在多种环境下性能优良，并且是定时偏差的无偏估计。

Description

精细频偏估计方法及装置
技术领域
本发明涉及通信领域，具体而言，涉及一种精细频偏估计方法及装置。
背景技术
目前，在时分同步码分多址接入(Time Division-SynchronousCode Division Multiple Access，简称为TD-SCDMA)系统中，基站和终端均以标称的载波频率进行发送和接收。
TD-SCDMA系统要求基站的载波频率误差小于0.05PPM，要求用户端的载波频率误差小于0.1PPM。在基站端，由于温度、体积、功耗、成本等的限制比较小，振荡器的频率精度可以满足要求。但是，在用户端，受到各种原因限制，所选用的晶体振荡器的频率精度通常不满足标准要求。自动频率控制(Automatic FrequencyControl，简称为AFC)的作用是纠正基站和终端之间的载波频率误差，以保证后续解调解码的工作性能。
相关技术中的频偏估计方法可以分为粗略频偏估计和精细频偏估计两类。
粗略频偏估计是将下行同步码DwPTS或基本中间码Midamble数据分为前后两部分各自做信道估计，以两段估计值相位旋转的差距来推算载波频偏。这两段数据中心位置间隔为32chip或者64chip，估计范围是正负20kHz或者正负10kHz。其中，DwPTS和Midamble是TD-SCDMA标准中给定的已知发送格式数据，用于辅助终端实现定时同步、频率同步、扰码识别等功能。
粗略频偏估计有估计范围大的优点，但分辨精度不足，因此，实用中粗略频偏估计往往与精细频偏估计配合使用，以实现数据业务尤其是HSDPA等高数据速率业务的高质量解调。
相关技术中的精细频偏估计方法是基于在系统存在残留小频偏的情况下，联合检测输出星座相位随时间线性变化，利用业务时隙Midamble前后的一个或数个符号进行硬判决，以比较特定数据间隔间的相位旋转的方式确定频偏估计值。但是，基于业务时隙数据段硬判决进行精细频偏估计存在如下的问题：
(1)数据信噪比低。出于提高系统容量的考虑业务时隙引入了基于“够用就好”原则的下行功控，在小区内的绝大部分场景下，业务时隙的信噪比都处于满足业务BLER需求的最低条件。
(2)硬判决错误。考虑到1/3码率Turbo编码仅需要误符号率略低于20％即可正常工作，因此在下行功控打开情况下，正常工作区大量的硬判决错误也是不可避免，在相当程度上限制了频偏估计性能。
(3)模块耦合紧密。取自联合检测后的数据质量取决于精确定时、信道估计、频偏补偿、联合检测等多个模块的工作情况，而这些模块的可靠工作也大都需要较小的残余频偏，导致了模块间的相互关联，不利于提高系统的可靠性。
发明内容
针对基于业务时隙数据段硬判决进行精细频偏估计数据信噪比低、受到硬判决错误影响、并且与其他模块的耦合明显的问题而提出本发明，为此，本发明的主要目的在于提供一种精细频偏估计方法及装置，以解决上述问题。
为了实现上述目的，根据本发明的一个方面，提供了一种精细频偏估计方法。
根据本发明的精细频偏估计方法包括：根据子帧的相位相关值和第一复帧状态的子帧的相位，计算第一复帧状态对应的第一累加估计值；根据子帧的相位相关值和第二复帧状态的子帧的相位，计算第二复帧状态对应的第二累加估计值；根据第一累加估计值和第二累加估计值，确定复帧状态的判决结果为第一复帧状态或者为第二复帧状态；根据复帧状态的判决结果进行精细频偏估计。
进一步地，根据子帧的相位相关值和第一复帧状态的子帧的相位，计算第一复帧状态对应的第一累加估计值包括：计算CorrR1＝CorrR1+CorrC×conj(S1(MFPhs))，得到第一累加估计值，其中，CorrR1为第一累加估计值，CorrC为子帧的相位相关值，S1(MFPhs)为第一复帧状态的子帧的相位，conj用于计算S1(MFPhs)的共轭复数。
进一步地，在根据子帧的相位相关值和第一复帧状态的子帧的相位，计算第一复帧状态对应的第一累加估计值之前，上述方法还包括：按第一复帧状态的子帧的时间顺序，使用MFPhs对第一复帧状态的子帧进行编号；计算CorrR1＝zeros(2，1)，得到清空的第一累加估计值，其中，CorrR1为第一累加估计值，zeros用于清空CorrR1。
进一步地，根据子帧的相位相关值和第二复帧状态的子帧的相位，计算第二复帧状态对应的第二累加估计值包括：计算CorrR2＝CorrR2+CorrC×conj(S2(MFPhs))，得到第二累加估计值，其中，CorrC为子帧的相位相关值，S2(MFPhs)为第二复帧状态的子帧的相位。
进一步地，在根据子帧的相位相关值和第二复帧状态的子帧的相位，计算第二复帧状态对应的第二累加估计值之前，上述方法还包括：按第二复帧状态的子帧的时间顺序，使用MFPhs对第二复帧状态的子帧进行编号；计算CorrR2＝zeros(2，1)，得到清空的第二累加估计值，其中，CorrR2为第二累加估计值，zeros用于清空CorrR2。
进一步地，根据第一累加估计值和第二累加估计值，确定复帧状态的判决结果为第一复帧状态或者为第二复帧状态包括：计算[CorrM，S12Est]＝max(abs(CorrR1)，abs(CorrR2))，得到复帧状态的判决结果，其中，CorrM为CorrR1的绝对值和CorrR2的绝对值之中的大的值，S12Est为复帧状态的判决结果，CorrR1为第一累加估计值，CorrR2为第二累加估计值，abs用于对CorrR1取模以及对CorrR2取模，max用于计算abs(CorrR1)和abs(CorrR2)中的最大值。
进一步地，根据复帧状态的判决结果进行精细频偏估计包括：计算FeqEst＝angle(CorrR(S12Est))/pi×(1.28e6/496/2)，得到精细频偏值，其中，FeqEst为精细频偏值，S12Est为复帧状态的判决结果，angle用于计算CorrR(S12Est)的角度。
为了实现上述目的，根据本发明的另一个方面，提供了一种精细频偏估计装置。
根据本发明的精细频偏估计装置包括：第一计算模块，用于根据子帧的相位相关值和第一复帧状态的子帧的相位，计算第一复帧状态对应的第一累加估计值；第二计算模块，用于根据子帧的相位相关值和第二复帧状态的子帧的相位，计算第二复帧状态对应的第二累加估计值；确定模块，用于根据第一累加估计值和第二累加估计值，确定复帧状态的判决结果为第一复帧状态或者为第二复帧状态；估计模块，用于根据复帧状态的判决结果，进行精细频偏估计。
进一步地，第一计算模块包括：第一计算子模块，用于计算CorrR1＝CorrR1+CorrC×conj(S1(MFPhs))，得到第一累加估计值，其中，CorrR1为第一累加估计值，CorrC为子帧的相位相关值，S1(MFPhs)为第一复帧状态的子帧的相位，conj用于计算S1(MFPhs)的共轭复数。
进一步地，第二计算模块包括：第二计算子模块，用于计算CorrR2＝CorrR2+CorrC×conj(S2(MFPhs))，得到第二累加估计值，其中，CorrR2为第二累加估计值，CorrC为子帧的相位相关值，S2(MFPhs)为第二复帧状态的子帧的相位。
进一步地，确定模块包括：第三计算子模块，用于计算[CorrM，S12Est]＝max(abs(CorrR1)，abs(CorrR2))，得到复帧状态的判决结果，其中，CorrM为CorrR1的绝对值和CorrR2的绝对值之中的大的值，S12Est为复帧状态的判决结果，CorrR1为第一累加估计值，CorrR2为第二累加估计值，abs用于对CorrR1取模以及对CorrR2取模，max用于计算abs(CorrR1)和abs(CorrR2)中的最大值。
进一步地，估计模块包括：第四计算子模块，用于计算FeqEst＝angle(CorrR(S12Est))/pi×(1.28e6/496/2)，得到精细频偏值，其中，FeqEst为精细频偏值，S12Est为复帧状态的判决结果，angle用于计算CorrR(S12Est)的角度，1/1.28e6×496是Midamble中心位置相对于下行同步码中心位置所经历的时间。
通过本发明，采用确定复帧状态的判决结果为第一复帧状态或者第二复帧状态，并根据复帧状态的判决结果进行精细频偏估计，解决了基于业务时隙数据段硬判决进行精细频偏估计数据信噪比低、受到硬判决错误影响、并且与其他模块的耦合明显的问题，本发明与其他模块耦合较少，在多种环境下性能优良，并且是定时偏差的无偏估计。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：
图1是根据本发明实施例的精细频偏估计方法的流程图；
图2是根据本发明优选实施例1的精细频偏估计方法的仿真的示意图；
图3是根据本发明优选实施例2的精细频偏估计方法的仿真的示意图；
图4是根据本发明优选实施例3的精细频偏估计方法的仿真的示意图；
图5是根据本发明优选实施例4的精细频偏估计方法的仿真的示意图；
图6是根据本发明优选实施例5的精细频偏估计方法的仿真的示意图；
图7是根据本发明优选实施例6的精细频偏估计方法的仿真的示意图；
图8是根据本发明实施例的精细频偏估计装置的结构框图。
具体实施方式
需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。
根据本发明的实施例，提供了一种精细频偏估计方法。图1是根据本发明实施例的精细频偏估计方法的流程图，包括如下的步骤S102至步骤S108。
步骤S102，根据子帧的相位相关值和第一复帧状态的子帧的相位，计算第一复帧状态对应的第一累加估计值。
步骤S104，根据子帧的相位相关值和第二复帧状态的子帧的相位，计算第二复帧状态对应的第二累加估计值。
步骤S106，根据第一累加估计值和第二累加估计值，确定复帧状态的判决结果为第一复帧状态或者为第二复帧状态。
步骤S108，根据复帧状态的判决结果进行精细频偏估计。
相关技术中的精细频偏估计方法是基于在系统存在残留小频偏的情况下，联合检测输出星座相位随时间线性变化，利用业务时隙Midamble前后的一个或数个符号进行硬判决，以比较特定数据间隔间的相位旋转的方式确定频偏估计值。
本发明实施例的基本原理是在复帧周期内，对四个子帧的Midamble和下行同步码之间的相位关系进行第一复帧状态和第二复帧状态的判决，在完成S1/第二复帧状态判决后，通过计算下行同步码和Midamble之间相位差的方式以复帧为周期输出精细频偏估计结果。
本发明实施例中，采用了更可靠的时隙0Midamble和下行同步码作为数据来源，基于复帧周期内的相位关系，以复帧为单位进行精细频偏估计，不受硬判决错误影响，没有与其他模块的明显耦合，提高了TD-SCDMA精细频偏估计的可靠性。
进一步地，根据子帧的相位相关值和第一复帧状态的子帧的相位，计算第一复帧状态对应的第一累加估计值包括：计算CorrR1＝CorrR1+CorrC×conj(S1(MFPhs))，得到第一累加估计值，其中，CorrR1为第一累加估计值，CorrC为子帧的相位相关值，S1(MFPhs)为第一复帧状态的子帧的相位，conj用于计算S1(MFPhs)的共轭复数。
本优选实施例中，每收到一个子帧都对累计估计值CorrR1进行计算。其中，CorrC为利用信道估计获得的相位估计值，方法与现有信道估计技术中的过程一致：CorrC＝SycDLCT(PathPos)*conj(MidabCT(PathPos))。由于本发明并非针对信道估计方法设计，此处仅仅采用了单倍采样下以下行同步码确定的最强径并以该径上的信道系数获取CorrC的简单方式。
S1(MFPhs)为第一复帧状态对应的复帧中第MFPhs个子帧在表1中所处的相位。
表1用于SYNC-DL相位调制的序列表
  名称   4个连续相位  含义
  S1   135，45，225，135  在后续的四个子帧有P-CCPCH
  S2   315，225，315，45  在后续的四个子帧没有P-CCPCH
进一步地，在根据子帧的相位相关值和第一复帧状态的子帧的相位，计算第一复帧状态对应的第一累加估计值之前，按第一复帧状态的子帧的时间顺序，使用MFPhs对第一复帧状态的子帧进行编号；计算CorrR1＝zeros(2，1)，得到清空的第一累加估计值，其中，CorrR1为第一累加估计值，zeros用于清空CorrR1。
本优选实施例中，对第一复帧状态的子帧进行编号与清空CorrR1是精细频偏估计的准备步骤，可以保证精细频偏估计的准确。
进一步地，根据子帧的相位相关值和第二复帧状态的子帧的相位，计算第二复帧状态对应的第二累加估计值包括：计算CorrR2＝CorrR2+CorrC×conj(S2(MFPhs))，得到第二累加估计值，其中，CorrC为子帧的相位相关值，S2(MFPhs)为第二复帧状态的子帧的相位。
本优选实施例中，每收到一个子帧都对累计估计值CorrR2进行计算。其中，CorrC为利用信道估计获得的相位估计值，方法与现有信道估计技术中的过程一致：CorrC＝SycDLCT(PathPos)*conj(MidabCT(PathPos))。由于本发明并非针对信道估计方法设计，此处仅仅采用了单倍采样下以下行同步码确定的最强径并以该径上的信道系数获取CorrC的简单方式。
S2(MFPhs)为第二复帧状态对应的复帧中第MFPhs个子帧在表1中所处的相位。
进一步地，在根据子帧的相位相关值和第二复帧状态的子帧的相位，计算第二复帧状态对应的第二累加估计值之前，按第二复帧状态的子帧的时间顺序，使用MFPhs对第二复帧状态的子帧进行编号；计算CorrR2＝zeros(2，1)，得到清空的第二累加估计值，其中，CorrR2为第二累加估计值，zeros用于清空CorrR2。
本优选实施例中，对第一复帧状态的子帧进行编号与清空CorrR2是精细频偏估计的准备步骤，可以保证精细频偏估计的准确。
进一步地，根据第一累加估计值和第二累加估计值，确定复帧状态的判决结果为第一复帧状态或者为第二复帧状态包括：计算[CorrM，S12Est]＝max(abs(CorrR1)，abs(CorrR2))，得到复帧状态的判决结果，其中，CorrM为CorrR1的绝对值和CorrR2的绝对值之中的大的值，S12Est为复帧状态的判决结果，CorrR1为第一累加估计值，CorrR2为第二累加估计值，abs用于对CorrR1取模以及对CorrR2取模，max用于计算abs(CorrR1)和abs(CorrR2)中的最大值。
本优选实施例中，以模较大的累计估计值确定复帧状态的判决结果为第一复帧状态或者为第二复帧状态。
另外，在得到第一累加估计值和第二累加估计值后，还可以通过计算模值平方的较大者确定复帧状态的判决结果为第一复帧状态或者为第二复帧状态。其计算方法为max(CorrR1×conj(CorrR1)，CorrR2×conj(CorrR2))，其中，conj用于计算共轭复数。
需要说明的是，通过计算绝对值确定的复帧状态的判决结果和通过计算模值平方确定的复帧状态的判决结果在结果上是完全等价的。
进一步地，根据复帧状态的判决结果进行精细频偏估计包括：计算FeqEst＝angle(CorrR(S12Est))/pi×(1.28e6/496/2)，得到精细频偏值，其中，FeqEst为精细频偏值，S12Est为复帧状态的判决结果，angle用于计算CorrR(S12Est)的角度。
需要说明的是，由于TD-SCDMA系统的码片速率是1.28MHz，因此每个码片的持续时间为1/1.28e6秒。同时，Midamble和DwPTS中心位置间隔为496个码片，所以中心位置间隔时间为1/1.28e6×496秒。即，1/1.28e6×496是Midamble中心位置相对于下行同步码中心位置所经历的时间。
需要说明的是，由于每个子帧所需的存储空间和运算量很小，此处略去存储空间和运算量评估。
为了正确解调BCH信息，TD-SCDMA系统中终端必须先确定在P-CCPCH中BCH的复帧的起始位置。这个位置是由下行同步码相对于0时隙中的Midamble码的QPSK调制相位来指示的。
在获取了复帧同步位置后，复帧内的四个子帧只会是S1或S2之中的一种。利用最大似然估计方法对第一复帧状态和第二复帧状态做出判决后，即可以利用下行同步码相对于0时隙中的Midamble码的QPSK调制相位差进行频偏估计。每个复帧输出一次频偏估计结果。当选取0时隙144个Midamble码片中的后128个码片计算与下行同步码之间的相位关系时，两序列的中心位置相距496个码片，可估计的频偏范围是正负1290.32Hz。
为了帮助理解上述实施例，下面进一步描述本发明的其它多个优选实施例。
本部分针对本发明采用的精细频偏估计方法在各种场景下的性能进行仿真分析。
图2是根据本发明优选实施例1的精细频偏估计方法的仿真的示意图，如图2所示，分析了无噪声环境下估计线性度以及采样偏差对估计偏差的影响。其中，横坐标是实际频偏，纵坐标是频偏估计值；红线是无采样偏差，两根蓝线分别是采样偏差1/4chip和1/2chip情况。可见，1)该估计在区间内是线性函数；2)频偏是采样位置的无偏估计。
图3是根据本发明优选实施例2的精细频偏估计方法的仿真的示意图，如图3所示，给出了AWGN信道下S1和S2发生误判的概率，每个样点仿真了4000个子帧，S1和S2等概率随机分布。当SyncDL信噪比低于-7dB时，会出现一定程度的误判现象，考虑到实际工作区信噪比远高于-7dB，误判对频偏估计性能的影响可以忽略。
图4是根据本发明优选实施例3的精细频偏估计方法的仿真的示意图，如图4所示，给出了AWGN信道下，该频偏估计方法的单次估计结果标准偏差性能。-2dB信噪比处的标准偏差约为30Hz，10dB信噪比处仅不到10Hz。
图5是根据本发明优选实施例4的精细频偏估计方法的仿真的示意图，如图5所示，由于信道估计采用了单倍采样，采样偏差引起的径分裂降低了最强径的信噪比，使得以最强径确定的频偏估计性能有所下降，分析表明该性能劣化与最强径的信噪比降低程度对应相当。
图6是根据本发明优选实施例5的精细频偏估计方法的仿真的示意图，图7是根据本发明优选实施例6的精细频偏估计方法的仿真的示意图，如图6和图7所示，分别仿真了Case1和Case3信道下频偏估计的性能。5dB处单次频偏估计偏差已低于100Hz，考虑到Case1存在长达数十子帧的深衰落，Case3信道的最大多普勒频偏已达222Hz，这样的单次估计结果已经非常理想。且实际AFC应用时还将对单次估计结果进行滤波，可达到更低的残余频偏量级。
需要说明的是，在附图的流程图示出的步骤可以在诸如一组计算机可执行指令的计算机系统中执行，并且，虽然在流程图中示出了逻辑顺序，但是在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤。
根据本发明的实施例，提供了一种精细频偏估计装置，该精细频偏估计装置可以用于实现上述精细频偏估计方法。图8是根据本发明实施例的精细频偏估计装置的结构框图，包括第一计算模块82，第二计算模块84，确定模块86和估计模块88。下面对其结构进行详细描述。
第一计算模块82，用于根据子帧的相位相关值和第一复帧状态的子帧的相位，计算第一复帧状态对应的第一累加估计值；第二计算模块84，用于根据子帧的相位相关值和第二复帧状态的子帧的相位，计算第二复帧状态对应的第二累加估计值；确定模块86，连接至第一计算模块82和第二计算模块84，用于根据第一计算模块82计算的第一累加估计值和第二计算模块84计算的第二累加估计值，确定复帧状态的判决结果为第一复帧状态或者为第二复帧状态；估计模块88，连接至确定模块86，用于根据确定模块86确定的复帧状态的判决结果，进行精细频偏估计。
相关技术中的精细频偏值估计方法是基于在系统存在残留小频偏的情况下，联合检测输出星座相位随时间线性变化，利用业务时隙Midamble前后的一个或数个符号进行硬判决，以比较特定数据间隔间的相位旋转的方式确定频偏估计值。
本发明实施例的基本原理是在复帧周期内，对四个子帧的Midamble和下行同步码之间的相位关系进行第一复帧状态和第二复帧状态的判决，在完成第一复帧状态/第二复帧状态判决后，通过计算下行同步码和Midamble之间相位差的方式以复帧为周期输出精细频偏估计结果。
本发明实施例中，采用了更可靠的时隙0Midamble和下行同步码作为数据来源，基于复帧周期内的相位关系，以复帧为单位进行精细频偏估计，不受硬判决错误影响，没有与其他模块的明显耦合，提高了TD-SCDMA精细频偏值估计的可靠性。
进一步地，第一计算模块82包括第一计算子模块822，用于计算CorrR1＝CorrR1+CorrC×conj(S1(MFPhs))，得到第一累加估计值，其中，CorrR1为第一累加估计值，CorrC为子帧的相位相关值，S1(MFPhs)为第一复帧状态的子帧的相位，conj用于计算S1(MFPhs)的共轭复数。
本优选实施例中，每收到一个子帧都对累计估计值CorrR1进行计算。其中，CorrC为利用信道估计获得的相位估计值，方法与现有信道估计技术中的过程一致：CorrC＝SycDLCT(PathPos)*conj(MidabCT(PathPos))。由于本发明并非针对信道估计方法设计，此处仅仅采用了单倍采样下以下行同步码确定的最强径并以该径上的信道系数获取CorrC的简单方式。
S1(MFPhs)为第一复帧状态对应的复帧中第MFPhs个子帧在表1中所处的相位。
进一步地，第二计算模块84包括第二计算子模块842，用于计算CorrR2＝CorrR2+CorrC×conj(S2(MFPhs))，得到第二累加估计值，其中，CorrR2为第二累加估计值，CorrC为子帧的相位相关值，S2(MFPhs)为第二复帧状态的子帧的相位。
本优选实施例中，每收到一个子帧都对累计估计值CorrR2进行计算。其中，CorrC为利用信道估计获得的相位估计值，方法与现有信道估计技术中的过程一致：CorrC＝SycDLCT(PathPos)*conj(MidabCT(PathPos))。由于本发明并非针对信道估计方法设计，此处仅仅采用了单倍采样下以下行同步码确定的最强径并以该径上的信道系数获取CorrC的简单方式。
S2(MFPhs)为第二复帧状态对应的复帧中第MFPhs个子帧在表1中所处的相位。
进一步地，确定模块86包括第三计算子模块862，用于计算[CorrM，S12Est]＝max(abs(CorrR1)，abs(CorrR2))，得到复帧状态的判决结果，其中，CorrM为CorrR1的绝对值和CorrR2的绝对值之中的大的值，S12Est为复帧状态的判决结果，CorrR1为第一累加估计值，CorrR2为第二累加估计值，abs用于对CorrR1取模以及对CorrR2取模，max用于计算abs(CorrR1)和abs(CorrR2)中的最大值。
本优选实施例中，以模较大的累计估计值确定复帧状态的判决结果为第一复帧状态或者为第二复帧状态。
另外，在得到第一累加估计值和第二累加估计值后，还可以通过计算模值平方的较大者确定复帧状态的判决结果为第一复帧状态或者为第二复帧状态。其计算方法为max(CorrR1×conj(CorrR1)，CorrR2×conj(CorrR2))，其中，conj用于计算共轭复数。
需要说明的是，通过计算绝对值确定的复帧状态的判决结果和通过计算模值平方确定的复帧状态的判决结果在结果上是完全等价的。
进一步地，估计模块88包括第四计算子模块882，用于计算FeqEst＝angle(CorrR(S12Est))/pi×(1.28e6/496/2)，得到精细频偏值，其中，FeqEst为精细频偏值，S12Est为复帧状态的判决结果，angle用于计算CorrR(S12Est)的角度，1/1.28e6×496是Midamble中心位置相对于下行同步码中心位置所经历的时间。
需要说明的是，由于每个子帧所需的存储空间和运算量很小，此处略去存储空间和运算量评估。
需要说明的是，装置实施例中描述的精细频偏估计装置对应于上述的方法实施例，其具体的实现过程在方法实施例中已经进行过详细说明，在此不再赘述。
综上所述，根据本发明的上述实施例，采用确定复帧状态的判决结果为第一复帧状态或者第二复帧状态，并根据复帧状态的判决结果进行精细频偏估计，解决了基于业务时隙数据段硬判决进行精细频偏估计数据信噪比低、受到硬判决错误影响、并且与其他模块的耦合明显的问题，本发明与其他模块耦合较少，在多种环境下性能优良，并且是定时偏差的无偏估计。
显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种精细频偏估计方法，其特征在于，包括：
根据子帧的相位相关值和第一复帧状态的子帧的相位，计算第一复帧状态对应的第一累加估计值；根据子帧的相位相关值和第二复帧状态的子帧的相位，计算第二复帧状态对应的第二累加估计值；
根据第一累加估计值和第二累加估计值，确定复帧状态的判决结果为第一复帧状态或者为第二复帧状态；
根据复帧状态的判决结果进行精细频偏估计；其中，
根据子帧的相位相关值和第一复帧状态的子帧的相位，计算第一复帧状态对应的第一累加估计值包括：计算CorrR1＝CorrR1+CorrC×conj(S1(MFPhs))，得到第一累加估计值，其中，CorrR1为第一累加估计值，CorrC为子帧的相位相关值，S1(MFPhs)为第一复帧状态的子帧的相位，conj用于计算S1(MFPhs)的共轭复数；
根据子帧的相位相关值和第二复帧状态的子帧的相位，计算第二复帧状态对应的第二累加估计值包括：计算CorrR2＝CorrR2+CorrC×conj(S2(MFPhs))，得到第二累加估计值，其中，CorrC为子帧的相位相关值，S2(MFPhs)为第二复帧状态的子帧的相位。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在根据子帧的相位相关值和第一复帧状态的子帧的相位，计算第一复帧状态对应的第一累加估计值之前，上述方法还包括：
按第一复帧状态的子帧的时间顺序，使用MFPhs对第一复帧状态的子帧进行编号；
计算CorrR1＝zeros(2，1)，得到清空的第一累加估计值，其中，CorrR1为第一累加估计值，zeros用于清空CorrR1。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在根据子帧的相位相关值和第二复帧状态的子帧的相位，计算第二复帧状态对应的第二累加估计值之前，上述方法还包括：
按第二复帧状态的子帧的时间顺序，使用MFPhs对第二复帧状态的子帧进行编号；
计算CorrR2＝zeros(2，1)，得到清空的第二累加估计值，其中，CorrR2为第二累加估计值，zeros用于清空CorrR2。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，根据第一累加估计值和第二累加估计值，确定复帧状态的判决结果为第一复帧状态或者为第二复帧状态包括：
计算[CorrM，S12Est]＝max(abs(CorrR1)，abs(CorrR2))，得到复帧状态的判决结果，其中，CorrM为CorrR1的绝对值和CorrR2的绝对值之中的大的值，S12Est为复帧状态的判决结果，CorrR1为第一累加估计值，CorrR2为第二累加估计值，abs用于对CorrR1取模以及对CorrR2取模，max用于计算abs(CorrR1)和abs(CorrR2)中的最大值。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，根据复帧状态的判决结果进行精细频偏估计包括：
计算FeqEst＝angle(CorrR(S12Est))/pi×(1.28e6/496/2)，得到精细频偏值，其中，FeqEst为精细频偏值，S12Est为复帧状态的判决结果，angle用于计算CorrR(S12Est)的角度。
6.一种精细频偏估计装置，其特征在于，包括：
第一计算模块，用于根据子帧的相位相关值和第一复帧状态的子帧的相位，计算第一复帧状态对应的第一累加估计值；
第二计算模块，用于根据子帧的相位相关值和第二复帧状态的子帧的相位，计算第二复帧状态对应的第二累加估计值；
确定模块，用于根据第一累加估计值和第二累加估计值，确定复帧状态的判决结果为第一复帧状态或者为第二复帧状态；
估计模块，用于根据复帧状态的判决结果，进行精细频偏估计；
其中，所述第一计算模块包括：第一计算子模块，用于计算CorrR1＝CorrR1+CorrC×conj(S1(MFPhs))，得到第一累加估计值，其中，CorrR1为第一累加估计值，CorrC为子帧的相位相关值，S1(MFPhs)为第一复帧状态的子帧的相位，conj用于计算S1(MFPhs)的共轭复数；所述第二计算模块包括：第二计算子模块，用于计算CorrR2＝CorrR2+CorrC×conj(S2(MFPhs))，得到第二累加估计值，其中，CorrR2为第二累加估计值，CorrC为子帧的相位相关值，S2(MFPhs)为第二复帧状态的子帧的相位。
7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，确定模块包括：
第三计算子模块，用于计算[CorrM，S12Est]＝max(abs(CorrR1)，abs(CorrR2))，得到复帧状态的判决结果，其中，CorrM为CorrR1的绝对值和CorrR2的绝对值之中的大的值，S12Est为复帧状态的判决结果，CorrR1为第一累加估计值，CorrR2为第二累加估计值，abs用于对CorrR1取模以及对CorrR2取模，max用于计算abs(CorrR1)和abs(CorrR2)中的最大值。
8.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，估计模块包括：
第四计算子模块，用于计算FeqEst＝angle(CorrR(S12Est))/pi×(1.28e6/496/2)，得到精细频偏值，其中，FeqEst为精细频偏值，S12Est为复帧状态的判决结果，angle用于计算CorrR(S12Est)的角度，1/1.28e6×496是Midamble中心位置相对于下行同步码中心位置所经历的时间。
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Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105337909B (zh) * 2014-08-07 2020-02-14 中兴通讯股份有限公司 一种频偏估计的方法和装置
HUE048813T2 (hu) * 2014-09-24 2020-08-28 Guangdong Oppo Mobile Telecommunications Corp Ltd Eljárás és vezeték nélküli kommunikációs eszköz vett jel frekvenciaeltolásának becslésére
CN105450573B (zh) * 2014-09-24 2018-10-30 清华大学 频偏检测方法及装置
CN109150784A (zh) * 2017-06-28 2019-01-04 大唐移动通信设备有限公司 一种频偏估计方法及装置
US11038719B2 (en) * 2019-04-30 2021-06-15 Qualcomm Incorporated Channel estimation for systems with PLL phase discontinuities
CN112019466B (zh) * 2020-08-31 2022-06-10 成都链讯信息技术有限公司 前后同步码联合导频的频率估计方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1798118A (zh) * 2004-12-24 2006-07-05 展讯通信（上海）有限公司 一种td－scdma中精频偏估计方法
CN1841966A (zh) * 2005-04-01 2006-10-04 展讯通信（上海）有限公司 小区搜索中下行同步码调制相位序列的判定方法
CN101106554A (zh) * 2007-07-09 2008-01-16 北京天碁科技有限公司 一种主公共控制物理信道位置的检测方法及装置

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6882691B2 (en) * 2001-03-08 2005-04-19 Proxim Corporation Fine-frequency offset estimation
CN1607787B9 (zh) * 2003-07-28 2018-12-14 上海宣普实业有限公司 时分无线通信系统的自动频率校正方法
US7894554B2 (en) * 2005-10-31 2011-02-22 Lg Electronics Inc. Apparatus for performing initial synchronization and frame synchronization in mobile communications system and method thereof
KR101278031B1 (ko) * 2008-12-22 2013-06-21 한국전자통신연구원 병렬 자동 주파수 오프셋 추정장치 및 방법

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1798118A (zh) * 2004-12-24 2006-07-05 展讯通信（上海）有限公司 一种td－scdma中精频偏估计方法
CN1841966A (zh) * 2005-04-01 2006-10-04 展讯通信（上海）有限公司 小区搜索中下行同步码调制相位序列的判定方法
CN101106554A (zh) * 2007-07-09 2008-01-16 北京天碁科技有限公司 一种主公共控制物理信道位置的检测方法及装置

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