CN102318174A - 不连续dc-dc电压转换器中的输出电流感测方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及高电压生成器，特别是涉及用于供应DC输出电压_out的降压DC-DC转换器电路(降压转换器)，其例如可用于X射线照相术成像系统的电压供应电路中。根据本发明，降压转换器的存储感应器电流_L的峰值由控制电路μC’控制，控制电路μC’调节此存储感应器L的反馈线路中的半导体开关的开通时间Δt_on。作为其结果，通常用于今天的降压转换器设计中的输出电流传感器CS变得多余。

Description

不连续DC-DC电压转换器中的输出电流感测方法

技术领域

本发明涉及高电压生成器，特别是涉及用于供应DC输出电压的降压DC-DC转换器电路(降压转换器(buck converter))，其可以例如用于X射线照相术成像系统的电压供应电路中。根据本发明，降压转换器的存储感应器电流的峰值由控制电路控制，控制电路调节此存储感应器的反馈线路中的半导体开关的开通时间。作为其结果，通常用于今天的降压转换器设计中的输出电流传感器变得多余。

背景技术

降压转换器或降压DC-DC转换器是开关模式电源，其包括存储感应器L、输出电容器C_out、半导体开关S(其可以例如作为双极晶体管或场效应晶体管实现)以及续流二极管(freewheeling diode)D，用于控制感应器两端的电压降U _L并从而控制通过此感应器的电流I _L。降压转换器的操作相当简单，因为其在开通状态和关断状态之间周期性地交替，在开通状态，感应器连接到输入电压U _in以便在感应器中存储电能，在关断状态，感应器放电到负载中，负载诸如是欧姆电阻器R。在开通状态，感应器两端的电压降U _L由降压转换器的输入电压U_in和输出电压U_out给出。如能够容易地计算的，通过感应器的电流I _L线性上升。在开通状态，因为续流二极管由输入电压U _in反向偏置，所以没有电流流过此二极管。在关断状态，二极管D正向偏置，使得感应器两端的电压降为U _L＝-U _out(当假定二极管电压降U _D可忽略时)并且感应器电流I _L降低。

发明内容

在相关文献中公开的常规DC-DC电压转换器中，感应器电流I _L可以由设置在感应支路中的电流传感器测得。探测的电流值馈至控制半导体开关S的开通状态持续时间Δt_on的控制单元。在较高操作频率，严重的问题是，电流传感器的反应时间慢，并且归因于所述电流传感器引起的信号延迟，降压转换器的转换精度降低。另外的问题是需要给电流传感器供应电压以及包括该电流传感器的降压转换器的相对高的生产成本。

因此，本发明的目的是提供一种克服上述问题的DC-DC电压转换器。根据本发明，通过一种DC-DC电压转换器实现了这个，该转换器的工作无需根据电流传感器探测的测得的感应器电流I _L来进行控制。

为了实现此目的，本发明的第一范例性实施例涉及一种控制单元，用于控制以不连续电流模式操作的DC-DC电压转换器电路的功能性，其中，所述控制单元包括电流模拟器，所述电流模拟器用于模拟第一半导体开关的每一个循环再现的开通状态阶段中，流过设置在所述DC-DC电压控制器电路的感应支路中的存储感应器的感应器电流的斜率，在所述第一半导体开关的每一个循环再现的开通状态阶段期间，所述存储感应器连接至所述DC-DC电压转换器电路的DC输入电压。所述控制单元由此被配置为基于所述感应器电流的所模拟的斜率来控制此开通状态阶段的持续时间。

根据本发明，可以将所述电流模拟器配置为：通过在第二半导体开关的循环再现的关断状态阶段期间对存储电容器进行充电来控制所述第一半导体开关的开通状态阶段的持续时间，所述第二半导体开关的循环再现的关断状态阶段的持续时间由数字周期性控制信号的占空比规定；使得所述电容器两端的电压降的斜率因子取决于所述感应器电流的所模拟的斜率；以及使得所述第一半导体开关的开通状态的持续时间等于所述存储电容器的充电过程期间所述电容器的电压的上升时间。

在此第一范例性实施例的优选实施例中，所述电流模拟器可以包括电压控制的电流源，所述电压控制的电流源的输出电流用于在所述第二半导体开关的关断状态阶段中对所述存储电容器进行充电，所述电压控制的电流源由控制电压控制，所述控制电压与所述DC-DC电压转换器电路的输入电压和输出电压的差成比例。

所述控制电压由此可以由所述DC-DC电压转换器电路的输入电压和输出电压的差给出，其中所述差被所述电压控制的电流源的增益控制电压倍乘，使得存储电容器两端的电压降的斜率因子与此增益控制电压直接成比例且所述第一半导体开关的开通状态的持续时间与此增益控制电压不直接成比例。

电流模拟器可以有利地被配置为使得所述第一半导体开关的开通状态的持续时间与预定DC参考电压直接成比例，所述参考电压用作所述电压控制的电流源的供应电压。

电流模拟器也可以被配置为使得所述第一半导体开关的开通状态的持续时间与所述存储电容器的充电过程期间所述电容器的电压的上升时间不直接成比例。

此外，本发明的第二范例实施例涉及一种DC-DC电压转换器电路，其包括参照所述第一范例实施例所描述的控制单元。

此DC-DC电压转换器电路由此可以被配置为实现降压转换器的功能性。作为其替代，所述DC-DC电压转换器电路可以由此被置为实现升压转换器的功能性。

优选地，所述DC-DC电压转换器电路可以实施为集成电路。

本发明的第三范例实施例涉及一种X射线系统的电压供应单元，其中所述电压供应单元包括参照上述第二范例实施例公开的DC-DC电压转换器电路。

本发明的第四范例实施例涉及一种X射线系统，所述X射线系统包括参照所述第三范例实施例公开的集成电压供应单元。

本发明的第五范例实施例涉及一种用于控制以不连续电流模式操作的DC-DC电压转换器电路的功能性的方法。根据本发明，所述方法包括以下步骤：模拟第一半导体开关的每一个循环再现的开通状态阶段中，流过设置在所述DC-DC电压控制器电路的感应支路中的存储感应器的感应器电流的斜率，在所述第一半导体开关的每一个循环再现的开通状态阶段期间，所述存储感应器连接至所述DC-DC电压转换器电路的DC输入电压，以及基于所述感应器电流的所模拟的斜率来控制此开通状态阶段的持续时间。

所声称的方法还可以包括以下步骤：通过在第二半导体开关的循环再现的关断状态阶段期间对存储电容器进行充电来控制所述第一半导体开关的开通状态阶段的持续时间，所述第二半导体开关的循环再现的关断状态阶段的持续时间由数字周期性控制信号的占空比规定，使得所述电容器两端的电压降的斜率因子取决于所述感应器电流的所模拟的斜率，以及使得所述第一半导体开关的开通状态的持续时间等于所述存储电容器的充电过程期间所述电容器的电压的上升时间。

除此外，所述方法可以包括通过控制电压来控制电压控制的电流源的操作的步骤，所述电压控制的电流源的输出电流用于在所述第二半导体开关的关断状态阶段中对所述存储电容器进行充电，所述控制电压与所述DC-DC电压转换器电路的输入电压和输出电压的差成比例。

此控制电压可以由所述DC-DC电压转换器电路的输入电压和输出电压的差给出，其中所述差被所述电压控制的电流源的增益控制电压倍乘，使得所述电容器两端的电压降的斜率因子与此增益控制电压直接成比例且所述第一半导体开关的开通状态的持续时间与此增益控制电压不直接成比例。

所述第一半导体开关的开通状态的持续时间由此可以与预定DC参考电压直接成比例，所述预定DC参考电压用作所述电压控制的电流源的供应电压。

根据所述方法，还可以提供为使所述第一半导体开关的开通状态的持续时间与所述存储电容器的充电过程期间所述电容器的电压的上升时间不直接成比例。

最终，本发明的第六范例性实施例涉及一种计算机程序产品，当在根据所述第一范例实施例的控制单元的处理装置上运行时，所述计算机程序产品用于实施参照所述第五范例实施例描述的方法。

附图说明

将通过针对以下描述的实施例并针对附图的范例来阐述本发明的这些和其它有益特征和方面。其中：

图1a示出了开通状态的常规降压转换器(降压DC-DC转换器)电路；

图1b示出了关断状态的图1a的常规降压转换器电路；

图2a示出了连续模式中降压转换器的感应器电流随时间的波形；

图2b示出了不连续模式中所述感应器电流随时间的波形；

图3a-e示出了降压转换器的二极管电压、输入电流、感应器电流、感应器电压、以及二极管电流随时间的波形；

图4a示出了根据现有技术的基于电流传感器的降压转换器控制电路；

图4b示出了根据本发明的降压转换器控制电路，其基于感应器电流上升模拟的原理；

图5a示出了图4b的降压转换器控制电路的集成存储电容器两端的电压降的锯齿波形，所述电压降用于模拟降压转换器的感应器两端的电压降；以及

图5b示出了用于控制半导体开关的关断状态持续时间的数字控制信号的时间图，在关断状态期间，所述存储电容器被充电。

具体实施方式

以下部分中，将参照附图更详细地解释根据本发明的声称的降压转换器电路的范例实施例。

图1a+b中描绘的降压转换器或降压DC-DC转换器是最基本的正向模式电压转换器。如以上已经描述的，此电路的基本操作具有两个区别的时间段。当半导体开关S处于开通状态(比较图1a)，使得感应器L连接至降压转换器的输入电压U _in且续流二极管D反向偏置时，第一个时间段发生。在此时段，感应器两端存在恒定的电压降U _L，并且因此感应器电流I _L开始线性地向上蔓延(见网M₁)。感应器电压U _L等于开通状态期间的输入电压U _in和转换器的输出端的电压U_out的差并且使用法拉第定律U _L＝L·dI _L/dt，开通状态期间感应器电流的增加能够由以下等式表示：

${\mathrm{\Δ}\underset{\‾}{I}}_{L\left(\mathrm{on}\right)}=\underset{t=\mathrm{kT}}{\overset{\mathrm{kT}+{\mathrm{\Δt}}_{\mathrm{on}}}{\∫}}\frac{{\underset{\‾}{U}}_L}{L}\mathrm{dt}=\frac{1}{L}\·({\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{in}}-{\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{out}})\·{\mathrm{\Δt}}_{\mathrm{on}}\∀k\∈/---\left(1\right)$

使用T：＝Δt_on+Δt_off，T为转换循环(commutation cycle)的持续时间，△t_on为半导体开关S的开通状态持续时间，△t_off为所述开关的关断状态持续时间。在此开通状态期间，能量以磁通量ΔΦ _(on)＝L·ΔI _L(on)的形式存储(见步骤①)在感应器的芯材料中。如果合适地设计感应器，则存储有足够的能量以在关断状态期间满足负载需求，这是半导体开关S的下一时段。当半导体开关S关断时(比较图1b)，感应器L两端的电压降U _L反转其极性，使得感应器释放其存储的能量(见步骤③)并且续流二极管D变为正向偏置。这容许存储在感应器L中的电能E_el＝1/2L·ΔI _L(on) ²传送至降压转换器的输出端口(见网M₂)的负载(诸如例如欧姆电阻R)，在该输出端口，连续的输出电流I _out于是由输出电容器C_out(见网M₃)平滑。理想地，在假定续流二极管D两端的电压降U _D可忽略时，关断状态(U _in＝0)期间感应器电流I _L的降低由下式给出：

${\mathrm{\Δ}\underset{\‾}{I}}_{L\left(\mathrm{off}\right)}=\underset{t=\mathrm{kT}+{\mathrm{\Δt}}_{\mathrm{on}}}{\overset{(k+1)T}{\∫}}\frac{{\underset{\‾}{U}}_L}{L}\mathrm{dt}=\frac{1}{L}\·({\underset{\‾}{U}}_D-{\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{out}})\·{\mathrm{\Δt}}_{\mathrm{off}}\≈\frac{-{\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{out}}}{L}\·{\mathrm{\Δt}}_{\mathrm{off}}\∀k\∈/---\left(2\right)$

当功率开关再次开通时，此时段结束。通过根据负载状况改变功率开关的占空比，完成了转换器的调节。为了实现这个，功率开关需要用于合适操作的电子控制。

图2a+b中描绘了用于感应器电流I _L的典型波形，其中图2a示出了降压转换器的连续模式中的I _L，且图2b示出了降压转换器的不连续模式中的I _L，其中，Δt_C(其等于开通状态持续时间Δt_on)表示阶段CCP的持续时间，且Δt_D(其等于关断状态持续时间Δt_off)表示随后的阶段CDP的持续时间，在阶段CCP期间，输出电容器C_out被充电(见步骤②)，在阶段CDP期间，输出电容器C_out被放电(见步骤④)。在图2a中，感应器电流I _L在I _L，av表示的平均值附近波动高达ΔI _L/2，而图2b中感应器电流I _L的平均值由I _L，av’＝U _out/R给出，其比I _L，av低得多。能够从图3a-e得到二极管电压U _D、降压转换器的输入端口处的电流I _in、感应器电流I _L、感应器电压U _L以及二极管电流I _D(其位于诸如输入电流I _in的最大值I _max和最小值I _min之间)的波形。

如果假定降压转换器操作于稳定状态，则在持续时间T的转换循环结束时，在每个部件中存储的能量等于在循环开始时的能量。这意指感应器电流I _L在t＝t₀+k·T(其中t₀∈[0，T]且k∈/)时相同。因此，能够写出ΔI _L(on)+ΔI _L(off)＝0，并且利用等式(1)和(2)，从而如下计算降压转换器的占空比是可能的：

$\mathrm{\δ}=:\frac{{\mathrm{\Δt}}_{\mathrm{on}}}{T}=\frac{{\mathrm{\Δt}}_{\mathrm{on}}}{{\mathrm{\Δt}}_{\mathrm{on}}+{\mathrm{\Δt}}_{\mathrm{off}}}=\frac{{\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{out}}}{{\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{in}}},---\left(3\right)$

其中T：＝Δt_on+Δt_off表示开关时段。根据等式(3)，对于给定的输入电压U _in，能够推得转换器的输出电压U _out随占空比线性变化。因为所述占空比δ等于开通状态持续时间Δt_on和时段持续时间T之间的比率，所以其不能够大于1。从而能够声明|U _out|≤|U _in|。这是为什么此转换器称做“降压转换器”。例如，将12V的DC输入电压下降至3V的DC输出电压在理论上理想的电路中将需要25％的占空比。

图4a中示出了从现有技术已知的常规降压转换器电路，其中，感应器电流I _L由串联连接至感应器L的电流传感器CS测量。如描绘的，在降压转换器的开通状态期间探测的电流值(以下称作I _L’)馈至控制单μC，在此，借助于集成电流-电压转换器IUC将该电流变换为对应的电压U _L’。控制单元控制半导体开关S的开通持续时间Δt_on，使得Δt_on＝δ·T的期望值和其实际值Δt_on’之间的调节差异能够被至少近似地补偿，通过计算以下从U _L’推得该差异：

如已经提到的，严重的问题是，在较高操作频率，电流传感器CS的反应时间慢，并且归因于所述电流传感器引起的信号延迟，降压转换器的转换精度降低。

图4b中示出了根据本申请的提出的发明的修改的降压转换器电路。如从此附图能够得到的，本发明的主要想法是利用替代方法生成电流传感器信号I _L’，其中电流传感器CS由电流模拟器替代。半导体开关S的开通状态持续时间Δt_on由此由控制单元μC’控制，控制单元μC’通过模拟降压转换器的开通状态期间感应器电流I _L的斜率dI _L/dt来实施所述电流模拟器的功能。在此模式中，感应器电流在开关频率f₀＝1/T的每个循环的开始以零开始，使得以上等式中的ΔI _L能够由I _L替代。利用存储感应器L的已知电感值和输入电压U _in以及输出电压U _out的已知值，于是通过如下计算来模拟感应器电流IL的斜率因子dI _L(on)/dt是可能的：

$\frac{{d\underset{\‾}{I}}_{L\left(\mathrm{on}\right)}}{\mathrm{dt}}=\frac{{\underset{\‾}{U}}_{L\left(\mathrm{on}\right)}}{L}=\frac{1}{L}\·({\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{in}}-{\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{out}}),---\left(5\right)$

其能够从等式(1)推得。使用等式(5)，通过调整位于控制单元μC’的集成存储电容器C处的参考锯齿电压U _C的上升时间Δt，能够限制感应器电流I _L的电流峰值，参考锯齿电压对应于等于U _L的差电压(U _in-U _out)，其中，半导体开关S的开通状态持续时间Δt_on”设定为参考锯齿电压U _C的上升时间Δt：

Δt_on”：＝Δt其中 $\mathrm{\Δt}=\mathrm{\Δ}{\underset{\‾}{U}}_C\·\frac{\mathrm{dt}}{d{\underset{\‾}{U}}_{C\left(\mathrm{on}\right)}\left(t\right)}={\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{ref}}\·\frac{C}{{\underset{\‾}{I}}_{C\left(\mathrm{on}\right),\max }}---\left(6a\right)$

使用

I _C(on)，max∝U _in-U _out(其中U _in-U _out＝U _L)且ΔU _C＝U _ref.(6c，6d)

在控制单元μC’的集成半导体开关S’的关断状态期间，其中所述开关由时钟频率为f₀＝1/T的数字控制信号CoS’控制(见图5b)，以充电电流I _C对存储电容器C进行充电，该电流是由所述控制单元μC’的集成电压控制的电流源VCCS供应的。使用感应器电流I _L的模拟的斜率因子dI _L/dt，能够通过电压控制的电流源VCCS如下地根据以下等式使最大充电电流I _C(on)，max与所述差电压成比例(见等式(6c))：

其中U ₀(被其物理单位“伏”除，这里表示为[V])为可控制的增益因子。等式(7)从而教导了：差电压(U _in-U _out)越高，电流I _C(on)，max越高。以以下恒定比例因子的增益控制电压U ₀由此通过混合器Mx倍增为差电压(U _in-U _out)，其中Δt’表示如由控制信号CoS’规定的半导体开关S’的关断状态时间：

$\mathrm{\χ}:=\frac{{\underset{\‾}{U}}_0}{\left[V\right]}\·\frac{1}{L}\·{\mathrm{\Δt}}^{,},---\left(8\right)$

此外，等式(6a)示出了：I _C(on)，max越高，参考锯齿电压U _C的上升时间Δt越短(其波形能够从图5a得到)并且从而半导体开关S的开通时间Δt_on”越短，其归因于Δt_on”∝1/I _C(on)，max。法拉第定律I _C(on)，max＝C·dU _C(on)/dt与等式(7)结合示出了半导体开关S’的开通时间期间存储电容器C两端的电压降U _C的斜率dU _C(on)/dt由下式给出：

其中 ${\mathrm{\χ}}^{,}:=\frac{{\underset{\‾}{U}}_0}{\left[V\right]}\·\frac{1}{\mathrm{LC}}\·{\mathrm{\Δt}}^{,},$ $\mathrm{\ζ}:=\frac{{\mathrm{\Δt}}^{,}}{\mathrm{LC}}$ 且 ${\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{ctrl}}=\frac{{\underset{\‾}{U}}_0}{\left[V\right]}\·({\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{in}}-{\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{out}}),---(9b-d)$ 从其可以看到，与差电压(U _in-U _out)直接成比例的斜率因子dU _C(on)/dt不仅依赖于电流斜率dI _L(on)/dt，而且与混合器Mx供应的增益控制电压U ₀直接成比例，使得dU _C(on)/dt可由增益控制电压U ₀和数字周期控制信号CoS’的占空比δ’＝Δt’/T控制。U _ctrl由此表示电压控制的电流源VCCS的控制电压，且χ’和ζ是两个另外的比例因子。使用等式(6a)、(7)和(8)，从而能够如下地计算半导体开关S的开通状态持续时间Δt_on”：

${{\mathrm{\Δt}}_{\mathrm{on}}}^{,,}=\frac{{\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{ref}}}{U_{\mathrm{in}}-{\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{out}}}\·\frac{\left[V\right]}{{\underset{\‾}{U}}_0}\·\frac{\mathrm{LC}}{{\mathrm{\Δt}}^{,}}.---\left(10\right)$

提出的方案的优点是对高电流和高频率降压转换器电路的增强的控制。通过减小所述延迟时间，本发明由此解决了上述问题。与具有电流传感器的常规降压转换器控制电路相比，根据本发明的提出的方案能够以高的开关频率工作，其是较不昂贵的，并且节省电子部件。其结果是，提出的电路比常规笨重的电流传感器更节省空间。

本发明的应用

本发明特别适用于以非连续电流模式操作的电源、高压生成器、以及DC/DC转换器电路中。其从而能够用于所有功率范围和所有开关频率的降压转换器(buck converter)(降压转换器(step-down converter))和升压转换器(升压转换器(step-up converter))的领域中。特别是，本发明能够应用于用于供应DC输出电压的降压DC-DC转换器电路中，该转换器电路可以例如用于X射线照相术成像系统或其它系统的电压供应电路中，在这些系统中，必须给负载供应具有减小的电压纹波的上或下转换的DC电压，该减小的电压纹波归因于转换器内在的开关延迟。

虽然已经在附图和前述描述中详细示例和描述了本发明，但是该示例和描述应视为示例性或范例性的而不是限制性的，这意味着本发明不限于公开的实施例。根据对附图、说明书以及所附权利要求的研究，本领域技术人员在实践所声称的发明时，能够理解和实施公开的实施例的其它变形。在权利要求中，词语“包括”不排除其它元件或步骤，并且不定冠词“一”不排除多个。某些措施记载于相互不同的从属权利要求中的仅有事实不表示不能有利地利用这些措施的组合。计算机程序可以存储/分配在合适的介质上，诸如例如光学存储介质或固态介质，它们是与其它硬件一起供应的或作为其它硬件的部分供应的，但是计算机程序也可以以其它形式分配，诸如例如经由因特网或其它有线或无线通信系统。此外，权利要求中的任何参考符号不应视为限制本发明的范围。

参考符号列表

Amp运算放大器

C控制单元μC’的集成存储电容器

Ch₁具有陡的斜率dU _C/dt和小的上升时间Δt＝Δt_on1”的电容器电压降U _C的第一特性，其中Δt_on1”为半导体开关S的相应地小的开通状态持续时间，其中，电压控制的电流源VCCS的控制电压U _ctrl由U _ctrl＝(U ₀/[V])·(U _in-U _out)给出，其中，增益控制电压U ₀为U ₀＝6·U _min

Ch₂具有较不陡的斜率dU _C/dt和较不小的上升时间Δt＝Δt_on2”的电容器电压降U _C的第二特性，其中Δt_on2”为半导体开关S的相应地较不小的开通状态持续时间，其中，电压控制的电流源VCCS的控制电压U _ctrl由U _ctrl＝(U ₀/[V])·(U _in-U _out)给出，其中，增益控制电压U ₀为U ₀＝3·U _min

Ch₃具有最不陡的斜率dU _C/dt和最长的上升时间Δt＝Δt_on，max”的电容器电压降U _C的第三特性，其中Δt_on，max”为半导体开关S的最大的开通状态持续时间，其中，电压控制的电流源VCCS的控制电压U _ctrl由U _ctrl＝(U ₀/[V])·(U _in-U _out)给出，其中，对于0＜z≤1，增益控制电压U ₀为U ₀＝z·U _min

C_out输出电容器

CCP输出电容器C_out的充电阶段

CDP输出电容器的C_out的放电阶段

CoS半导体开关S的数字控制信号

CoS’半导体开关S’的数字周期性控制信号

CS电流传感器

CS’电流模拟器，集成于控制单元μC’中

D续流二极管

dI _L(on)/dt半导体开关S的开通状态阶段期间感应器电流I _L(on)的斜率因子

dU _C(on)/dt存储电容器C两端的电压降U _C的斜率因子

δ用于控制半导体开关S的控制信号CoS的占空比

δ’用于控制半导体开关S’的控制信号CoS’的占空比

f₀半导体开关S’的开关频率(时钟频率)

I _C存储电容器C的充电电流

I _C(on)半导体开关S’的关断状态阶段期间存储电容器C的充电电流

I _C(on)，max半导体开关S’的关断状态阶段中存储电容器C的最大充电电流

I _D二极管电流

I _in DC输入电流

I _max输入电流I _in和二极管电流I _D的最大值

I _min输入电流I _in和二极管电流I _D的最小值

I _L感应器电流

I _L(on)半导体开关S的开通状态阶段期间的感应器电流

I _L’电流传感器CS探测的测得感应器电流

I _L，av连续电流模式中的平均感应器电流

I _L，av’不连续电流模式中的平均感应器电流

I _out DC输出电流

IUC电流-电压转换器

ΔI _L感应器电流I _L的增加/降低

ΔI _L(on)半导体开关S的开通状态期间的感应器电流I _L的增加

ΔI _L(off)半导体开关S的关断状态期间的感应器电流I _L的降低

L存储感应器

M₁第一网，在降压转换器电路的开通状态期间激活

M₂第二网，在降压转换器电路的关断状态期间激活

M₃第三网，在降压转换器电路的关断状态期间激活

Mx混合器

μC用于基于测得的感应器电流I _L’和输出电压U _out与转换循环持续时间T的已知值来计算半导体开关S的开通状态持续时间Δt_on’的常规控制单元

μC’用于如本发明所提出地模拟感应器电流的斜率并基于参考电压电平U _ref和存储电容器C的已知电容值及其充电电流I _C的已知值来计算半导体开关S的开通状态持续时间Δt_on”的具有模拟器功能的控制单元

R负载(这里由欧姆电阻器给出)

R_i DC电压源VS的内阻

S电压转换器电路VCC or VCC’的半导体开关，也称作第一半导体开关

S’控制电路μC’的半导体开关，也称作第二半导体开关

T转换循环的持续时间

t连续时间变量

Δt半导体开关S的开通状态阶段期间，存储电容器C两端的参考电压U _C的上升时间，Δt等于Δt_on”

Δt’控制信号CoS’规定的半导体开关S’的关断状态阶段

Δt_C阶段CCP的持续时间，在该阶段中，输出电容器C_out被充电

Δt_D阶段CDP的持续时间，在该阶段中，输出电容器C_out被放电

Δt_off半导体开关S的关断状态持续时间

Δt_on半导体开关S的开通状态持续时间

Δt_on’根据测得的感应器电流I _L’和输出电压U _out与转换循环的持续时间T的已知值计算的半导体开关S的开通状态持续时间

Δt_on”根据参考电压电平U _ref和存储电容器C的已知电容值及其充电电流I _C的已知值计算的半导体开关S的开通状态持续时间

Δt_on1”半导体开关S的小的开通状态持续时间

Δt_on2”半导体开关S的较不小的开通状态持续时间

Δt_on，max”半导体开关S的最大开通状态持续时间

U ₀增益控制电压

U _C存储电容器C两端的电压降

U _ctrl电压控制的电流源VCCS的控制电压

U _D续流二极管D两端的电压降

U _in DC输入电压

U _L存储感应器L两端的电压降

U _L(on)半导体开关S的开通状态阶段期间的感应器电压

U _L’根据测得的感应器电流I _L’计算的感应器电压

U _min最小增益控制电压

U _ref DC参考电压，用作电压控制的电流源VCCS的供应电压

U _out DC输出电压

VCC如图4a中示出的根据现有技术的DC-DC电压转换器电路(实现为降压转换器或降压DC-DC电压转换器)

VCC’如图4b中示出的根据本发明的DC-DC电压转换器电路(范例性地实现为降压转换器或降压DC-DC电压转换器)

VCCS电压控制的电流源

VS DC电压源

χ比例因子

χ’另一比例因子

ζ再一比例因子

①感应器L存储能量的步骤

②输出电容器C_out被充电的步骤

③感应器L释放其存储的能量的步骤

④输出电容器C_out被放电的步骤

Claims (15)

1.一种控制单元(μC’)，用于控制以不连续电流模式操作的DC-DC电压转换器电路(VCC’)的功能性，所述控制单元包括电流模拟器(CS’)，所述电流模拟器(CS’)用于模拟在第一半导体开关(S)的每一个循环再现的开通状态阶段中，流过设置在所述DC-DC电压控制器电路(VCC’)的感应支路中的存储感应器(L)的感应器电流(I_L(on))的斜率(dI_L(on)/dt)，在所述第一半导体开关(S)的每一个循环再现的开通状态阶段期间，所述存储感应器(L)连接至所述DC-DC电压转换器电路(VCC’)的DC输入电压(U_in)，

其中，所述控制单元(μC’)被配置为基于所述感应器电流(I_L(on))的所模拟的斜率(dI_L(on)/dt)来控制此开通状态阶段的持续时间(Δt_on)。

2.根据权利要求1所述的控制单元(μC’)，

其中，所述电流模拟器(CS’)被配置为：通过在第二半导体开关(S’)的循环再现的关断状态阶段期间对存储电容器(C)进行充电来控制所述第一半导体开关(S)的开通状态阶段的持续时间(Δt_on)，所述第二半导体开关(S’)的循环再现的关断状态阶段的持续时间(Δt’)由数字周期性控制信号(CoS’)的占空比(δ’)规定；使得所述电容器(C)两端的电压降(U_C)的斜率因子(dU_C(on)/dt)取决于所述感应器电流(I_L(on))的所模拟的斜率(dI_L(on)/dt)；以及使得所述第一半导体开关(S)的开通状态的持续时间(Δt_on”)等于所述存储电容器(C)的充电过程期间所述电容器的电压(U_C)的上升时间(Δt)。

3.根据权利要求2所述的控制单元(μC’)，

其中，所述电流模拟器(CS’)包括电压控制的电流源(VCCS)，所述电压控制的电流源(VCCS)的输出电流(I_C(on))用于在所述第二半导体开关(S’)的关断状态阶段中对所述存储电容器(C)进行充电，所述电压控制的电流源(VCCS)由控制电压(U_ctrl)控制，所述控制电压(U_ctrl)与所述DC-DC电压转换器电路的输入电压(U_in)和输出电压(U_out)的差成比例。

4.根据权利要求3所述的控制单元(μC’)，

其中，所述控制电压(U_ctrl)由所述DC-DC电压转换器电路的输入电压(U_in)和输出电压(U_out)的差给出，其中所述差被所述电压控制的电流源(VCCS)的增益控制电压(U₀)倍乘，使得存储电容器(C)两端的电压降(U_C)的斜率因子(dU_C(on)/dt)与此增益控制电压(U₀)直接成比例且所述第一半导体开关(S)的开通状态的持续时间(Δt_on”)与此增益控制电压(U₀)不直接成比例。

5.根据权利要求4所述的控制单元(μC’)，

其中，电流模拟器(CS’)被配置为使得所述第一半导体开关(S)的开通状态的持续时间(Δt_on”)与预定DC参考电压(U_ref)直接成比例，所述预定DC参考电压(U_ref)用作所述电压控制的电流源(VCCS)的供应电压。

6.根据权利要求5所述的控制单元(μC’)，

其中，电流模拟器(CS’)被配置为使得所述第一半导体开关(S)的开通状态的持续时间(Δt_on”)与所述存储电容器(C)的充电过程期间所述电容器的电压(U_C)的上升时间(Δt)不直接成比例。

7.一种DC-DC电压转换器电路(VCC’)，其包括根据权利要求1至6中的任一项所述的控制单元(μC’)。

8.根据权利要求7所述的DC-DC电压转换器电路(VCC’)，被配置为实现降压转换器的功能性。

9.根据权利要求7所述的DC-DC电压转换器电路(VCC’)，被配置为实现升压转换器的功能性。

10.根据权利要求7所述的DC-DC电压转换器电路(VCC’)，实施为集成电路。

11.一种X射线系统的电压供应单元，所述电压供应单元包括根据权利要求7-10中的任一项的DC-DC电压转换器电路(VCC’)。

12.一种X射线系统，包括根据权利要求11的集成的电压供应单元。

13.一种用于控制以不连续电流模式操作的DC-DC电压转换器电路(VCC’)的功能性的方法，所述方法包括以下步骤：

-模拟第一半导体开关(S)的每一个循环再现的开通状态阶段中，流过设置在所述DC-DC电压控制器电路(VCC’)的感应支路中的存储感应器(L)的感应器电流(I_L(on))的斜率(dI_L(on)/dt)，在所述第一半导体开关(S)的每一个循环再现的开通状态阶段期间，所述存储感应器(L)连接至所述DC-DC电压转换器电路(VCC’)的DC输入电压(U_in)，以及

-基于所述感应器电流(I_L(on))的所模拟的斜率(dI_L(on)/dt)来控制此开通状态阶段的持续时间(Δt_on)。

14.根据权利要求13所述的方法，包括以下步骤：

-通过在第二半导体开关(S’)的循环再现的关断状态阶段期间对存储电容器(C)进行充电来控制所述第一半导体开关(S)的开通状态阶段的持续时间(Δt_on)，所述第二半导体开关(S’)的循环再现的关断状态阶段的持续时间(Δt’)由数字周期性控制信号(CoS’)的占空比(δ’)规定，

-使得所述电容器(C)两端的电压降(U_C)的斜率因子(dU_C(on)/dt)取决于所述感应器电流(I_L(on))的所模拟的斜率(dI_L(on)/dt)，以及

-使得所述第一半导体开关(S)的开通状态的持续时间(Δt_on”)等于所述存储电容器(C)的充电过程期间所述电容器的电压(U_C)的上升时间(Δt)。

15.一种计算机程序产品，当在根据权利要求1至6中的任一项的控制单元(μC’)的处理装置上运行时，所述计算机程序产品用于实施根据权利要求13或14中的任一项的方法。

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