CN102315783B

CN102315783B - 推挽式ac/dc转换器

Info

Publication number: CN102315783B
Application number: CN 201110260879
Authority: CN
Inventors: 王贤江; 石玉; 钟慧; 张灵迪; 杨显宇; 王金川
Original assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Current assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Priority date: 2011-09-06
Filing date: 2011-09-06
Publication date: 2013-06-19
Anticipated expiration: 2031-09-06
Also published as: CN102315783A

Abstract

本发明公开了一种推挽式AC/DC转换器，属于电源技术领域。其相应原理是从电网上取得交流电能经过由电容C1，扼流圈T1，滤波电容C2构成的低通滤波器后再送往高频变压器T2。对高频变压器T2的开关S1，S2进行高频开关控制，让其轮流导通。使得高频变压器T2上的工频电压便变成高频电压，其输出端便能得到相应的高频电压，将该高频电压经整流二极管D1，D2全波整流后，通过由L1与C3构成的低通滤波器对其进行滤波后到输出电压V_O。这种工作于推挽状态下的AC/DC转换器因为去掉了输入整流桥、大的滤波电容及功率因数校正等单元，使得整个电源系统的输入呈阻性负载。所以使得整个电源系统既保证了较高的转换效率，同时也保证了整个电源系统的输入功率因数接近于1。

Description

推挽式AC/DC转换器

所属技术领域

本发明属于电源技术领域，涉及了一种推挽式AC/DC转换器。

背景技术

随着社会经济的不断发展，人们生活水平的不断提高。任何电器和电气设备要正常工作都离不开电源供电，开关电源由于具有体积小、功率密度大和工作效率高等一系列优点，开关电源在人们的工作和生活中得到了广泛的应用。

开关电源相应结构框图如图2所示，由于电网是我们用电的主要来源，而用电设备大多是直流供电，所以开关电源一般情况下就是一个AC/DC变换器。从结构图中我们可以看出传统的AC/DC电源变换电路前端部分通常采用桥式整流将电网的交流电变为脉动的直流，再用大容量电容滤波电路对其进行滤波，得到比较稳定的直流。

但由于大容量滤波电容的存在，整流桥中的二极管仅在交流（AC）输入电压瞬时值超过电容上的电压时才导通，否则二极管则因反向偏置而截止。其结果是，交流输入的电压波形畸变可以忽略，仍然保持正弦波形状,但交流输入的电流波形却发生严重失真，不再为正弦波，而是呈高幅值的尖峰窄脉冲，其波形如图6所示。这样的非正弦电流波形，其基波成分很低，而谐波含量却很高。降低了系统的输入功率因素。

为了能很好地提高AC/DC转换器的输入功率因素，便在整流与滤波器间插入了一个有源功率因数校正部分简称APFC，即在整流桥与滤波电容之间插入一个升压的BOOST电路，通过相应算法来实现输入电压、电流同相，从而保证输入功率因素接近于1，相应波形如图7所示。但从整体结构来看便在级联系统中多了一个DC-DC变换器。这便增加了电源系统的复杂程度从而也降低了系统的

效率、可靠性等。

综合而言，由于先要将交流转换为直流，再将直流转换为直流（有源功率因素校正），再将得到的直流送给高频变压器进行功率转换。所以使得整个电源

不仅电路复杂，而且使得整个系统的效率及可靠性都不是很高。此外，也成为提高开关电源功率密度、实现轻型化的不利因素。

发明内容

本发明的目的是提供一种功率因素接近于1，而且效率高、可靠性高、成本低廉的推挽式AC/DC转换器。

为实现上述目的，本发明采用以下技术方案：

一种推挽式AC/DC转换器，其特征在于：电路组成包括低通滤波单元M1、系统电源M2、控制单元M3、脉冲信号驱动单元M4、功率转换单元M5、光电耦合单元M6、全波整流单元M7和LC滤波电路单元M8；低通滤波单元M1从电网中取得交流电能，将电压送往功率转换单元M5提高功率，再将高频交流电压用全波整流单元M7对其进行整流，再经LC滤波电路单元M8进行处理得到直流输出Vo。

所述功率转换单元M5包括高频变压器T2及开关S1、S2，高频变压器次级为中心抽头的三端输出。

所述直流输出Vo经由光电耦合单元M6对输出结果进行采样，再将采样回来的电压送往控制单元M3以改变脉冲信号的占空比，脉冲信号经过脉冲信号驱动单元M4处理后控制开关S1、S2的导通。从而实现对整个系统的闭环控制，保证电压Vo的稳定输出。各个模块的电源由系统电源M2负责提供。

所述的推挽式AC/DC转换器，高频变压器T2中，初级绕组匝数n3=n4=n5=n6。其中n3、n5间串入开关S2，且n3、n5的电压极性相同；其中n4、n6间串入开关S1，且n4、n6的电压极性相同；对于初级绕组，n3、n5与n4、n6的电压极性相反。次级绕组匝数n7=n8，且n7、n8的电压极性相同。

所述的推挽式AC/DC转换器，开关S1、S2均为交流开关，该交流开关由两个参数一致的N沟道增强型MOS管构成，让其源源（S）相接，栅栅（G）相接作为控制极（相接后的源极作为控制信号参考地），两个漏极（D）分别作为交流输入、输出使用。对于开关S1，当其导通时Q1、Q2均导通，处于正半周时，电流流向为D(Q1)——S(Q1)——S(Q2)——D(Q2); 处于负半周时，电流流向为D(Q2)——S(Q2)——S(Q1)——D(Q1)。当对S2导通时，Q3、Q4均导通，处于正半周时，电流流向为D(Q3)——S(Q3)——S(Q4)——D(Q4); 处于负半周时，电流流向为D(Q4)——S(Q4)——S(Q3)——D(Q3)，其中D3、D4、D5、D6为恢复二极管。这样便可以让开关S1、S2对交流电压进行高频地开关动作。

所述的推挽式AC/DC转换器，低通滤波单元M1由电容C1、C2、T1构成，其中T1的绕组n1、n2的匝数相等，绕向相同。

所述的推挽式AC/DC转换器，控制单元M3通过对输出电压Vo的采样反馈，来对其输出脉冲信号（Cs1、Cs2）的占空比进行调节，从而使输出电压Vo达到预设定的值。

所述的推挽式AC/DC转换器，脉冲信号驱动单元M4，用于对脉冲信号（Cs1、Cs2）的驱动能力进一步提高，才能保证开关S1、S2正常工作。

所述的推挽式AC/DC转换器，全波整流单元M7的这种结构由于导通时仅有一只二极管（D1或D2）导通，所以功耗损耗相当的小。

根据上面记述的本发明，由于使用了交流开关，使输入交流电源直接进入高频变压器进行变换，这样的拓扑构建而成的AC/DC转换器。

本发明具有如下有益效果：

1）去掉了传统开关电源的输入整流桥及PFC，所以具有较高的转换效率。而且使得电路结构相对简单；既而使得整个系统稳定性较高，并且使得整个系统成本很低；

2）本发明中采用让交流电压直接进入高频变压器，并用交流开关直接对其进行控制，让整个系统对电网而言呈阻性负载，使得系统的功率因素趋近于1,总谐波畸变低于10%，减少了开关电源对电网所造成的谐波污染；

3）由于所使用的是推挽结构，让变压器磁芯工作于双向磁化状态。使得系统的功率密度得到大幅度的提升（与一般的正激、反激相比）；

4）由于在交流模式下使用推挽结构，因为交流电压本身所具有的轴对称性及中心对称性，所以不用担心高频变压器会发生磁偏问题。

上面已结合相应附图对本发明的具体实施方式进行了示例性的描述，显然本发明不限于此，在本发明范围内进行的各种改型均没有超出本发明的保护范围。

附图说明

图1所示为本发明——推挽式AC/DC转换器系统结构图；

图2所示为一般AC/DC变换器系统框图；

图3所示为本发明——推挽式AC/DC转换器系统框图；

图4所示为低通滤波单元电路原理图；

图5所示为交流电网电压波形图；

图6所示为无功率因素校正时系统输入电压、电流波形图；

图7所示为功率因素为1时系统输入电压、电流波形图；；

图8所示为系统电源系统原理图；

图9所示为系统电源中变压器T3次级输出电压波形图；

图10所示为系统电源输出电压波形图；

图11所示为控制单元模块原理图；

图12所示为控制单元模块内部各单元时序图；

图13所示为脉冲信号Cs1输出波形图；

图14所示为脉冲信号Cs2输出波形图；

图15所示为脉冲信号Cs1、Cs2驱动单元框图；

图16所示为未经驱动单元处理的脉冲信号Cs1、Cs2的波形图；

图17所示为经过驱动单元处理后的脉冲信号S1、S2的波形图；

图18所示为功率转换单元原理图；

图19所示为开关S1、S2构成原理图；

图20所示为开关S1工作时，相应绕组上的电压波形图；

图21所示为开关S2工作时，相应绕组上的电压波形图；

图22所示为变频变压器T2次级电压波形图；

图23所示为光电耦合单元结构图；

图24所示为全波整流单元电路图；

图25所示为经全波整流后所得到的电压Vo1波形图；

图26所示为输出级所构成的LC低通滤波器原理图；

图27所示为最终得到的输出电压Vo的波形图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明，本发明涉及的电路主要包含：

低通滤波单元M1、系统电源单元M2、控制单元M3、脉冲信号驱动单元M4、功率转换单元M5、光电耦合单元M6、全波整流单元M7、LC滤波电路单元M8构成。

本发明采用以下技术方案：系统结构框图如图3所示，系统原理如图1所示。从电网（L、N）中取得交流电能后，经过低通滤波单元M1，再将所得到有电压送往功率转换单元M5。功率转换单元M5由高频变压器T2及开关S1、S2构成。此高频变压器T2的拓扑结构为推挽，考虑到稳定性问题，所以将开关S1、S2置于每个绕组的中心，即推挽结构中原本的两个相反绕组变为四个绕组（n3、n5和n4、n6）。但由于其中流过的是交流，所以开关S1、S2均为交流开关。通过对开关S1、S2轮流地进行高频开关便使加在高频变压器T2两端的工频电压变为高频电压。为了进一步提高效率降低损耗，高频变压器T2次级为中心抽头的三端输出，将输出的高频交流电压用全波整流单元M7对其进行处理，再用LC滤波电路单元M8对其滤波后得到需要的直流输出Vo。由光电耦合单元M6对输出Vo进行采样，再将采样回来的电压送往控制单元M3从而来改变脉冲信号的占空比，脉冲信号经过脉冲信号驱动单元M4处理后，便可以很好地控制开关S1、S2的导通。从而实现对整个系统的闭环控制，保证输出电压的稳定。各个模块的电源由系统电源M2负责提供。

所述低通滤波单元M1：

电路原理如图4所示，由输入电容C1、扼流圈T1、输出电容C2构成，其中电容C1、电容C2分别并联于扼流圈T1的1、2和3、4脚，扼流圈T1的两个绕组n1、n2绕组匝数相等，方向相同。

图5为低通滤波单元输入端电压波形图，此波形也为电网电压波形。其中T为电网交流电压周期，Ui为电网电压的峰值。

所述系统电源单元M2：

一般有多种方式获得电源来为整个系统供电，最常用的有两种。第一种是，在高频变压器T2上附加一个绕组，再对其输出的电压进行简单的整流滤波便得到给各个单元供电的电源，即得到系统电源。第二种方式是直接用一个较小的工频变压器从电网中取得电能，然后对其进行降压处理，将得到的低压交流进行整流滤波后得到需要的系统供电电压。

本实施例采用第二种方案，其电路原理图如图8所示，其中工频变压器T3的次级输出电压由其初级及次级的匝数n9、n10的比值N所决定，电网电压Ui除以N便是工频变压器T3次级的输出电压。得到的电压经桥式整流后变为脉动的直流，再并联一个滤波电容C4后得到比较稳定的直流Us，其波形如图10所示。为了让其工作更加稳定不出现电压的跳变，并联上一个电阻R1作为假负载。Us将为整个系统的工作组件供电，包括控制单元M3、脉冲信号驱动单元M4、光电耦合单元M6。

所述控制单元M3：

此单元的作用是能产生一对相位相差180^。的脉冲信号Cs1、Cs2，并能在光电耦合单元M6的反馈电压影响下对其占空比进行线性变化，由于此处的高频变压器T2工作于推挽模式，所以其占空比变化范围为0-50%。此单元相应原理如图11所示，此单元大都做在一个固定的集成电路或者其他模块内，其中各单元的工作时序图如图12所示。

所述脉冲信号驱动单元M4：

由于此种结构所驱动的开关S1、S2为交流开关，此交流开关由两个N沟道的增强型MOS管构成（此处的开关S1、S2将在功率转换单元M5进行详细地说明），所以要增强其信号的驱动能力才能让开关S1、S2进行正常地工作。此单元相应原理图如图15所示，图中R2、R3为限流电阻。Us1、Us2分别为两组隔离电源，其结构同系统电源Us 一样，其中GND-2、GND-3分别为Us1、Us2的地。Cs1、Cs2为控制单元输出的脉冲信号如图16所示，其相位相差180^。。S1、S2为对Cs1、Cs2驱动能力提高后的脉冲信号如图17所示，其相位相差仍为180^。，可以直接对开关S1、S2进行开关动作。图16、图17中的周期T1为高频脉冲信号的周期。

所述功率转换单元M5：

功率转换单元为本发明的关键及核心，主要由高频变压器T2与开关S1、S2构成，其结构如图18所示。

（1)高频变压器T2

高频变压器T2由初级绕组n3、n4、n5、n6以及次级绕组n7、n8构成，其中为了保持磁通的平衡，要求初级n3=n4=n5=n6,且n3、n5极性相同，n4、n6极性相同，n3、n5与n4、n6的极性相反；这样设计的优点在于；一是使高频变压器T2的2、3、4、5脚不论开关S1、S2工作与否，其电位对大地而言均为0V。使系统不会发生大的波动；

假设工作于正半周时，当开关S1导通时，开关S2截止时，将磁芯从+Bm向-Bm磁化；当开关S1截止时，开关S2导通时，将磁芯从-Bm向+Bm磁化，即磁芯双向交变磁化，这就是3类磁芯工作状态.所以，必须要保证磁通的平衡，否则会发生严重的磁偏。此实施例中，只需要把初级四个绕组（n3、n4、n5、n6）保持匝数相等及n3、n5极性相同，n4、n6极性相同，n3、n5与n4、n6的极性相反即可。因为对于交流而言，在正半周期T/2中，关于周期的T/4处存在轴对称；在整个周期T中，正半周期在T/2处，及负半周期在3T/4处均存在中心对称。所以，即使会由于开关器件压降和开关延迟时间不同等原因造成高频变压器的正负伏秒积不等，会引起高频变压器直流偏磁。但是由于交流电压存在轴对称关系以及中心对称关系，所引起高频变压器直流偏磁会在一个周期T内全部抵消，不会发生任何累积。

n4与n6在开关S1的控制下，其两端电压波形如图20所示；n3与n5在开关S2的控制下，其两端电压波形如图21所示。

对于次级输出绕组n7、n8，仅要求其匝数、电压极性相同即可，其输出电压波形如图22所示。

最后，因为高频变压器T2的磁芯是双向磁化，每个周期磁芯沿整个磁化曲线磁化一次，频率越高，磁芯损耗越大，所以要注重对开关频率（1/ T1）的设计。

（2)开关S1、S2

N沟道增强型MOS管，由于其具有较低的导通电阻以及较高工作频率等诸多优点。但由于其衬底与其源极相连所在产生了一个寄生的体二极管，所以只能进行对漏到源进行开关动作，而不能对源到漏进行开关动作。为了解决这个问题，用了两个同样的管子进行串联处理，让其源源相接作为共同的源，栅栅相接作为共同的栅，两个漏极分别作为交流输入、输出使用，具体连接如图19所示。图中为了提供激磁电流通路和避免变压器漏感引起的尖峰电压，便在每个开关管（Q1、Q2、Q3、Q4）上分别反并联一个快恢复二极管（D3、D4、D5、D6）。

当对开关S1导通时， Q1、Q2均导通，处于正半周时，电流流向为D(Q1)——S(Q1)——S(Q2)——D(Q2); 处于负半周时，电流流向为D(Q2)——S(Q2)——S(Q1)——D(Q1)。对于S2，当对S2导通时，Q3、Q4均导通，处于正半周时，电流流向为D(Q3)——S(Q3)——S(Q4)——D(Q4); 处于负半周时，电流流向为D(Q4)——S(Q4)——S(Q3)——D(Q3)。

这样便可实现对开关S1、S2在交流电压下进行正常的高频开关动作。

所述光电耦合单元M6：

其结构图如图23所示。图中R4为限流电阻，也是一个负反馈电阻，将得到的反馈电压送到控制单元M3的控制模块的采样输入端（图11中的反相输入端）对驱动信号的脉冲宽度进行调节，从而保证输出电压Vo的稳定输出。

所述全波整流单元M7：

全波整流单元电路原理图如图24所示，此单元由两只肖基二极管D1、D2构成，D1、D2的正极均连接至电压输出端（Vo1）；D1的负极接至高频变压器T2的9脚，D2的负极接至高频变压器T2的7脚；高频变压器T2的8脚为输出电压的负极。

输入电压Ui为正时（即处于正半周期），当开关S1工作时，高频变压器T2的次级输出端与输入端同相，即二极管D1导通，D2截止；当开关S2工作时，高频变压器T2的次级输出端与输入端反相，即二极管D1截止，D2导通；输入电压Ui为负时（即处于负半周期），当开关S1工作时，高频变压器T2的次级输出端与输入端同相，即二极管D1截止，D2导通；当开关S2工作时，高频变压器T2的次级输出端与输入端反相，即二极管D1导通，D2截止；

特别说明此处所处理的电压均为高频（>20KHZ）。所以此处所使用的二极管必须为肖特基二极管或恢恢复二极管，也可以使用功率MOS管来代替，但要用到同步整流技术，那样的系统效率会更高。

整流前的电压波形如图22所示，其中U98为高频变压器T2次级输出的电压波形。其中U87、U97与U98的电压波形一样。图中的周期T仍为电网交流电压的周期。整流后的电压波形如图25所示，Vo1为经全波整流后输出的电压值。

所述LC滤波电路单元M8：

电路如图26所示，此单元由L1、C3构成LC型低通滤波器。其最终输出电压Vo波形如图27所示。同时LC两者乘积愈大，效果愈佳。对于L1、C3的具体取值，有相应的计算方法可供查阅。

Claims

1.一种推挽式AC/DC转换器，其特征在于：电路组成包括低通滤波单元（M1）、系统电源（M2）、控制单元（M3）、脉冲信号驱动单元（M4）、功率转换单元（M5）、光电耦合单元（M6）、全波整流单元（M7）和LC滤波电路单元（M8）；低通滤波单元（M1）从电网中取得交流电能，将电压送往功率转换单元（M5）提高功率，再将高频交流电压用全波整流单元（M7）对其进行整流，再经LC滤波电路单元（M8）进行处理得到直流输出（Vo），所述功率转换单元（M5）包括高频变压器（T2）及开关S1和开关S2，高频变压器次级为中心抽头的三端输出，所述开关S1、开关S2均为交流开关，该交流开关由两个参数一致的N沟道增强型MOS管构成，其源源（S）相接，栅栅（G）相接作为控制极，两个漏极（D）分别作为交流输入、输出使用；对于开关S1，当其导通时，开关管Q1、开关管Q2均导通，处于正半周时，电流流向为D(Q1)——S(Q1)——S(Q2)——D(Q2)；处于负半周时，电流流向为D(Q2)——S(Q2)——S(Q1)——D(Q1)；对于开关S2,当对S2导通时，开关管Q3、开关管Q4均导通，处于正半周时，电流流向为D(Q3)——S(Q3)——S(Q4)——D(Q4); 处于负半周时，电流流向为D(Q4)——S(Q4)——S(Q3)——D(Q3)，开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4分别反并联一个快恢复二极管。

2.根据权利要求1所述的推挽式AC/DC转换器，其特征在于：所述直流输出（Vo）经由光电耦合单元（M6）对输出结果进行采样，再将采样回来的电压送往控制单元（M3）以改变脉冲信号的占空比，脉冲信号经过脉冲信号驱动单元（M4）处理后控制开关S1、开关S2的导通。

3.根据权利要求1所述的推挽式AC/DC转换器，其特征在于：所述高频变压器（T2）中，初级绕组匝数n3=n4=n5=n6，其中n3、n5间串入开关S2，且n3、n5的电压极性相同；其中n4、n6间串入开关S1，且n4、n6的电压极性相同；对于初级绕组，n3、n5与n4、n6的电压极性相反，次级绕组匝数n7=n8，且n7、n8的电压极性相同。

4.根据权利要求1所述的推挽式AC/DC转换器，其特征在于：所述低通滤波单元（M1）由电容C1、电容C2、扼流圈（T1）构成，其中扼流圈（T1）的绕组n1、n2的匝数相等，绕向相同。

5.根据权利要求1所述的推挽式AC/DC转换器，其特征在于：所述控制单元（M3）通过对输出电压（Vo）的采样反馈，来对其输出脉冲信号（Cs1、Cs2）的占空比进行调节，使输出电压（Vo）达到预设定的值。