CN102291912A - 电子镇流器中具有死区时间的多频率振荡器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种应用于电子镇流器的具有死区时间的多频率振荡器，主要解决预热型荧光灯无预热或预热时间不足，使用寿命短的问题。它包括：基准电流及镜像电路(1)、控制电压产生电路(2)、最小电流产生电路(3)、放电电流控制电路(4)、充电电流控制电路(5)、振荡电路(6)和死区逻辑电路(7)；控制电压产生电路(2)的输出接充电电流控制电路(5)，产生渐变的充电电流，最小电流产生电路(3)产生最小充电电流，通过振荡电路(6)产生频率渐变的时钟信号，振荡电路(6)的输出连接死区逻辑电路(7)，产生具有稳定死区时间的高低端控制信号。本发明能使预热型荧光灯正常工作，还可延长灯的使用寿命，提高光效。

Description

电子镇流器中具有死区时间的多频率振荡器

技术领域

本发明属于电子电路技术领域，涉及模拟集成电路，特别是一种多频率振荡器，可应用于预热型荧光灯电子镇流器中。

背景技术

多频率振荡器广泛应用于预热型荧光灯电子镇流器，通过改变不同时间段内的振荡频率可实现荧光灯的预热、点火及正常发光。根据预热型荧光灯的特点，其正常工作有三个阶段：1、当灯回路在某个较高频率点f_ph时，在一定时间内给灯丝提供一个大电流进行预热；2、当频率逐渐减小而趋于LCC串联谐振并联负载电路的固有频率点f₀时，给荧光灯的两端提供高达600～800V的电压，以使其点亮；3、最后使荧光灯以恒定的工作频率f_run，在额定功率下正常发光。

图1是传统振荡器的电路图，它包括MOS管M0-M9、开关管MS1和MS2、运算放大器OP、比较器COMP1、电阻R0和电容C。其中，电阻R0、NMOS管M0、运算放大器OP及基准电压源组成V-I转换电路，利用基准电压产生较精确的基准电流I_REF；M1和M2组成第一电流镜，M3、M4和M5组成第二电流镜，M6和M7组成第三电流镜，利用上述三个电流镜的镜像关系，产生振荡器的充电电流I_C和放电电流I_D，给电容C充放电。

传统振荡器的工作原理：设初始时电容C上无电荷积累，电容C的端电压为V_RAMP，V_L为低阈值基准电压，V_H为高阈值基准电压，则V_RAMP＜V_L＜V_H，此时比较器COMP1的输出信号CLK为低电平，控制比较器负向端接高阈值基准电压V_H，并且控制开关管MS1导通、MS2关断，以充电电流I_C给电容C充电，使电容C的端电压V_RAMP逐渐升高；当V_RAMP＞V_H时，比较器COMP1的输出信号CLK变为高电平，控制比较器负向端接低阈值基准电压V_L，并且控制开关管MS1导通、MS2关断，以放电电流I_D给电容C放电，使电容C的端电压V_RAMP逐渐降低；当V_RAMP＜V_L时，比较器COMP1的输出信号CLK又变为低电平，如此循环而产生振荡信号。

由上述分析可见，传统振荡器的充放电电流恒定，故而振荡频率固定，不能预热灯丝，使点火时灯丝端电压过高而损耗，导致荧光灯的工作寿命缩短。

为解决上述传统技术的不足，2010年中国专利申请201010179885.8提出的一种“应用于电子镇流器中的多频率振荡器”，是通过可变的充放电电流，实现振荡器频率可调，顺利完成荧光灯的预热和点火，延长了荧光灯的使用寿命，但这种电路又存在如下不足：

1、电路结构复杂，不易于集成；

2、电路产生的最小工作频率固定，若改变灯丝的电阻特性，则荧光灯的光效变差；

3、应用于电子镇流器芯片时，该电路的输出信号需分别经过高端死区产生电路得到高端控制信号和低端死区产生电路得到低端控制信号，而这两个死区产生电路由于受工艺偏差和环境温度的影响不一致，产生的死区时间不稳定。若死区时间过小，导致外接逆变器电路中开关管导通时不能满足零电压转换的条件，从而增加热损耗，甚至损坏开关管。

发明内容

本发明的目的在于避免上述现有技术的不足，提出一种应用于电子镇流器的具有死区时间的多频率振荡器，以简化电路结构，延长荧光灯的使用寿命，提高荧光灯的光效，获得具有稳定死区时间的高低端控制信号，从而提高电子镇流器的应用灵活性。

实现本发明的目的的技术关键是：通过调节充电电流和控制充电电流变化的速度，实现频率扫描和预热时间可调，完成荧光灯的预热、点火和正常发光，延长荧光灯的使用寿命；通过调节最小充电电流实现最小工作频率可调，以提高荧光灯的光效；通过死区逻辑电路，得到具有稳定死区时间的高低端控制信号。其整个振荡器包括：基准电流产生及镜像电路、控制电压产生电路、最小电流产生电路、充电电流控制电路、放电电流控制电路、振荡电路和死区逻辑电路，中：

基准电流产生及镜像电路的输出端并联连接有控制电压产生电路和充电电流控制电路，该控制电压产生电路的输出端与充电电流控制电路的输入端连接，用于产生逐渐变化的充电电流；

基准电流产生及镜像电路和振荡电路之间接有最小电流产生电路，用于产生最小充电电流；

振荡电路的输出端连接有死区逻辑电路，用于输出具有稳定死区时间的高低端控制信号。

上述多频率振荡器，其中所述的控制电压产生电路，包括：

两个MOS开关管MS1和MS2、两个PMOS管M2和M3以及迟滞比较器SMIT，两个PMOS管M2和M3分别构成第一电流源I_C1和第二电流源I_C2，第一电流源I_C1通过第一MOS开关管MS1与外接电容C_C连接，第二电流源I_C2通过第二MOS开关管MS2与外接电容C_C连接，该外接电容同时连接到迟滞比较器SMIT的输入端，迟滞比较器SMIT的输出控制两个MOS开关管MS1和MS2的导通和关断。

上述控制电压产生电路，PMOS管M2的宽长比W/L与PMOS管M3的宽长比W₁/L₁的比值为1/8，故第二电流源I_C2的电流是第一电流源I_C1电流的8倍。

上述多频率振荡器，其中所述的最小电流产生电路，包括：

外接电阻R_M、运算放大器OP2、NMOS管MM1以及两个PMOS管MM2和MM3，该运算放大器OP2和NMOS管MM1与外接电阻R_M组成电压-电流转化电路，用于产生与外接电阻R_M和基准电压V_REFM成函数关系的最小充电电流，PMOS管MM2和MM3组成电流镜，最小充电电流通过该电流镜输出到振荡电路。

上述多频率振荡器，其中所述的充电电流控制电路，包括：比较器COMP2、MOS开关管MS3、或门OR2以及PMOS管M5，该PMOS管M5构成第三电流源I₁，并通过MOS开关管MS3与充放电电容C连接，比较器COMP2的负向输入端和正向输入端分别与充放电电容C和控制电压产生电路的输出连接，或门OR2的输入端分别与比较器COMP2的输出端和振荡电路的输出连接，或门OR2的输出控制MOS开关管MS3的导通和关断，产生逐渐变化的充电电流。

上述多频率振荡器，其中所述的死区逻辑电路，包括：D触发器、两个或非门NOR1和NOR2，该D触发器接成二分频结构，即D触发器的反向输出端XQ接到输入端D，时钟信号输入端接振荡电路的输出信号CLK，该第一或非门NOR1和第二或非门NOR2的输入端同时接到振荡电路的输出信号CLK，第一或非门NOR1的另一输入端接D触发器的正向输出端Q，得到低端控制信号LL，第二或非门NOR2的另一输入端接D触发器的反向输出端XQ，得到高端控制信号LH。

本发明的优点是：

1.本发明由于在基准电流产生及镜像电路和充电电流控制电路之间接控制电压产生电路，产生与基准电流和外接电容有关的控制电压，使充电电流控制电路产生逐渐变化的充电电流，使振荡器的频率逐渐变化，能满足荧光灯的预热、点火和正常发光的工作需求，此外，还可实现对预热时间的调节，延长荧光灯寿命。

2.本发明由于在基准电流产生及镜像电路和充电电流控制电路之间接最小电流产生电路，产生与基准电压和外接电阻成函数关系的最小充电电流，进而实现对最小工作频率的控制，获得最佳的光效。

3.本发明由于放电电流控制电路产生恒定的放电电流，通过振荡电路输出恒定的放电时间信号，利用死区逻辑电路得到具有恒定死区时间的高低端控制信号，对工艺偏差和环境温度不敏感。

附图说明

图1是传统振荡器电路图；

图2是本发明多频振荡器的电路框图；

图3是本发明多频振荡器的电路原理图；

图4是本发明振荡器的频率与控制电压之间的关系图；

图5是本发明死区逻辑电路信号时序图。

具体实施方式

以下参照附图详细说明本发明的具体实施。

参照图2，本发明的多频率振荡器主要包括基准电流产生及镜像电路1、控制电压产生电路2、最小电流产生电路3、充电电流控制电路4、放电电流控制电路5、振荡电路6和死区逻辑电路7。其中基准电流产生及镜像电路1的输出端并联连接控制电压产生电路2、最小电流产生电路3、充电电流控制电路4和放电电流控制电路5，为各电路提供精确的偏置电流信号；控制电压产生电路2的输出连接充电电流控制电路4，控制充电电流控制电路4产生逐渐变化的充电电流，最小电流产生电路3输出最小充电电流，充电电流控制电路4的输出和最小电流产生电路3的输出同时连接到振荡电路6，产生逐渐变化的充电电流；放电电流控制电路5连接到振荡电路6，产生恒定的放电电流；振荡电路6根据充放电电流产生频率渐变的时钟信号，振荡电路6的输出端连接死区逻辑电路7，输出具有稳定死区时间的高低端控制信号。

参考图3，本发明的各单元电路结构及工作原理如下：

基准电流产生及镜像电路1，主要由三个NMOS管M0、M6、M7，两个PMOS管M1、M4，运算放大器OP1和电阻R组成，其中，PMOS管M1和M4组成第一电流镜，NMOS管M6和M7组成第二电流镜，电阻R、运算放大器OP1及NMOS管M0组成第一电压-电流转化电路，运算放大器OP1的正向输入端接基准电压V_REF，反向输入端接电阻R和NMOS管M0的公共端，OP1的输出端接M0的栅极，产生基准电流I_REF＝V_REF/R；该基准电流通过NMOS管M0的漏极连接到第一电流镜，分别为控制电压产生电路2、最小电流产生电路3和充电电流控制电路4提供偏置电流，第一电流镜通过PMOS管M4的漏极连接到第二电流镜，为放电电流控制电路5提供偏置电流。

控制电压产生电路2，主要由外接电容C_C，两个MOS开关管MS1和MS2，两个PMOS管M2和M3以及迟滞比较器SMIT组成。两个PMOS管M2和M3分别构成第一电流源I_C1和第二电流源I_C2，PMOS管M2的宽长比W/L与PMOS管M3的宽长比W₁/L₁的比值为1/8，故第二电流源I_C2的电流是第一电流源I_C1电流的8倍，第一电流源I_C1通过第一MOS开关管MS1与外接电容C_C连接，第二电流源I_C2通过第二MOS开关管MS2与外接电容C_C连接，该外接电容C_C同时连接到迟滞比较器SMIT的输入端，迟滞比较器SMIT的输出控制两个MOS开关管MS1和MS2的导通和关断。电路开始工作时，外接电容C_C的端电压V_C为零，V_C小于迟滞比较器SMIT的低阈值V_-，此时迟滞比较器SMIT的输出控制开关MOS管MS1导通而MS2关断，以第一电流源I_C1给C_C充电，使V_C缓慢升高，当V_C高于迟滞比较器SMIT的高阈值V₊时，迟滞比较器SMIT的输出控制开关MOS管MS1和MS2均导通，以第二电流源I_C2给C_C充电，使V_C快速升高，控制充电电流控制电路4产生逐渐变化的充电电流I_C1。

最小电流产生电路3，主要由运算放大器OP2，NMOS管MM1，两个PMOS管MM2、MM3以及外接电阻R_M组成，其中PMOS管MM2和MM3组成第三电流镜，运算放大器OP2、NMOS管MM1和外接电阻R_M组成了第二电压-电流转化电路，运放OP2的正向输入端接基准电压V_REFM，反向输入端外接电阻R_M和MM1的公共端，OP2的输出接MM1的栅极，产生电流I_M1＝V_REFM/R_M，该电流通过NMOS管MM1的漏极连接第三电流镜，得到最小充电电流I_M＝kI_M1，k是电流镜的尺寸比例系数，由PMOS管MM2和MM3的宽长比决定，该最小充电电流通过PMOS管MM3的漏极输出到振荡电路6，以确定振荡器的工作频率。当基准电压V_REFM稳定后，通过调节外接电阻R_M可调节最小充电电流I_M，进而调节振荡器的工作频率，使荧光灯获得最佳的光效。

充电电流控制电路5，主要由比较器COMP2，或门OR2，MOS开关管MS3和PMOS管M5组成，其中PMOS管M5构成第三电流源I₁，并通过MOS开关管MS3与充放电电容C连接，比较器COMP2的正向输入端接控制电压产生电路2输出的控制电压V_C，负向输入端接充放电电容C的端电压V_RAMP，比较器COMP2的输出接或门OR2，或门OR2的另一个输入端接振荡电路6的输出信号CLK，或门OR2的输出接MOS开关管MS3的栅极，以控制MOS开关管MS3的导通和关断。当或门OR2输出为高电平时，控制MOS开关管MS3关断，充电电流控制电路5输出的充电电流I_C1为零；当或门OR2输出为低电平时，控制MOS开关管MS3导通使第三电流源I₁接入，充电电流控制电路5输出恒定的充电电流I₁。当控制电压产生电路2输出的控制电压V_C逐渐变化时，通过或门OR2控制第三电流源I₁接入的时间逐渐变化，产生逐渐变化的充电电流I_C1，输出给振荡电路6以产生频率逐渐变化的时钟信号。

放电电流控制电路4，主要由MOS开关管MS4和NMOS管M7组成，其中NMOS管M7构成第四电流源I_D，并通过MOS开关管MS4与充放电电容C连接，开关MOS管MS4的栅极与振荡电路6的输出信号CLK连接，以控制MOS开关管MS4的导通和关断。当振荡电路6的输出信号CLK为高电平时，控制MOS开关管MS4导通使第四电流源I_D接入，放电电流控制电路4输出恒定的放电电流I_D；当振荡电路6的输出信号CLK为低电平时，控制MOS开关管MS4关断，放电电流控制电路4输出的放电电流为零。

振荡电路6，主要由两个MOS开关管MS5、MS6，比较器COMP2和充放电电容C组成，其中，开关MOS管MS5、MS6组成二选一选择电路，即这两个开关MOS管MS5和MS6的栅极接在一起作为控制信号输入端，开关MOS管MS5的源极作为一个输入端接高阈值电压V_H，开关MOS管MS6的漏极作为另一个输入端接低阈值电压V_L，开关MOS管MS5的漏极和MS6的源极接在一起作为二选一选择电路的输出端；选一选择电路的输出端与比较器COMP2的负向输入端连接，比较器COMP2的正向输入端接充放电电容C的端电压V_RAMP，比较器COMP2的输出信号CLK连接到二选一选择电路的控制信号输入端，控制开关MOS管MS5和MS6的导通和关断。当V_RAMP＜V_L＜V_H时，比较器COMP2输出信号CLK为低电平，控制比较器COMP2负向输入端接高阈值电压V_H；当V_RAMP＞V_H时，比较器COMP2输出信号CLK为高电平，控制比较器COMP2负向输入端接低阈值电压V_L。比较器COMP2的输出信号CLK控制充电电流控制电路5和放电电流控制电路4对电容C进行充放电，产生振荡时钟信号。

根据上述分析，可以得出多频振荡器频率随控制电压V_C的变化如图4所示的如下过程：

在高频预热阶段：当V_C＜V_L＜V_RAMP时，比较器COMP2的输出为低电平，或门OR2的输出仅由振荡电路6的输出信号CLK决定，当CLK为高电平时，或门OR2输出高电平；当CLK为低电平时，或门OR2输出为低电平，故高频预热阶段的振荡频率和高频预热持续时间为：

$f_{\mathrm{PH}}=\frac{l}{(V_H-V_L)C}\left[\frac{(I_1+I_M)(I_2-I_M)}{I_1+I_2}\right]$

$t_{\mathrm{PH}}=\frac{V_L}{I_{C1}}{C}_C$

在频率扫描阶段：当V_L＜V_C＜V_H时，若V_L＜V_RAMP＜V_C，比较器COMP2输出为高电平，或门OR2输出为高电平；若V_C＜V_RAMP＜V_H，比较器COMP2输出为低电平，或门OR2的输出由振荡电路的输出信号CLK决定，此阶段的振荡频率为：

$f_2=\frac{I_M(I_M+I_1)(I_2-I_M)}{I_1(I_2-I_M)V_c+I_M(I_1+I_2)V_H-I_2(I_M+I_1)V_L}\frac{1}{C}$

在正常发光阶段：当V_C＞V_H时，比较器COMP2输出为高电平，或门OR2的输出为高电平，此阶段的振荡频率为：

$f_3=\frac{1}{(V_H-V_L)C}\left[\frac{I_M(I_2-I_M)}{I_1+I_2-I_M}\right]$

故充电电流I₁的接入时间即开关MOS管MS3导通时间由控制电压V_C决定，在V_C逐渐升高的过程中，控制充电电流I₁从完全接入到接入时间逐渐缩短为零，充电电流逐渐减小，振荡频率逐渐减小。

死区逻辑电路7，主要由D触发器，两个或非门NOR1和NOR2组成。其中，D触发器接成二分频结构，即D触发器的反向输出端XQ接到输入端D，时钟信号输入端接振荡电路6的输出信号CLK，该第一或非门NOR1和第二或非门NOR2的输入端同时接振荡电路6的输出信号CLK，第一或非门NOR1的另一输入端接D触发器的正向输出端Q，得到低端控制信号LL，第二或非门NOR2的另一输入端接D触发器的反向输出端XQ，得到高端控制信号LH。当振荡电路6的输出信号CLK为低电平时，若D触发器的正向输出端Q为高电平，则高端控制信号LH为低电平且低端控制信号LL为高电平，若D触发器的正向输出端Q为低电平，则高端控制信号LH为高电平且低端控制信号LL为低电平；当振荡电路6的输出信号CLK为高电平时，高低端控制信号LH与LL均为低电平，高低端控制信号LH与LL均为低电平的持续时间即为死区时间。振荡电路6的输出信号CLK为高电平的持续时间由充放电电容C的放电时间确定，故可以得到稳定的死区时间。高低端控制信号LH与LL和振荡电路6的输出信号CLK的时序关系图见图5。

以上仅是本发明的一个最佳实例，不构成对本发明的任何限制，显然在本发明的构思下，可以对其电路进行不同的变更与改进，但这些均在本发明的保护之列。

Claims (6)

1.一种电子镇流器中具有死区时间的多频率振荡器电路，包括：基准电流产生及镜像电路(1)、放电电流控制电路(4)和振荡电路(6)，特征在于：

基准电流产生及镜像电路(1)的输出端并联连接有控制电压产生电路(2)、充电电流控制电路(5)和最小电流产生电路(3)，该控制电压产生电路(2)的输出端与充电电流控制电路(5)的输入端连接，用于产生逐渐变化的充电电流；

基准电流产生及镜像电路(1)和振荡电路(6)之间接有最小电流产生电路(3)，用于产生最小充电电流；

振荡电路(6)的输出端连接有死区逻辑电路(7)，用于输出具有稳定死区时间的高低端控制信号。

2.根据权利要求书1所述的多频率振荡器，其特征在于所述的控制电压产生电路(2)，包括：

两个MOS开关管MS1和MS2、两个PMOS管M2和M3以及迟滞比较器SMIT，两个PMOS管M2和M3分别构成第一电流源I_C1和第二电流源I_C2，第一电流源I_C1通过第一MOS开关管MS1与外接电容C_C连接，第二电流源I_C2通过第二MOS开关管MS2与外接电容C_C连接，该外接电容同时连接到迟滞比较器SMIT的输入端，迟滞比较器SMIT的输出控制两个MOS开关管MS1和MS2的导通和关断。

3.根据权利要求书2所述的多频率振荡器，其特征在于所述的PMOS管M2的宽长比W/L与PMOS管M3的宽长比W₁/L₁的比值为1/8，故第二电流源I_C2的电流是第一电流源I_C1电流的8倍。

4.根据权利要求书1所述的多频率振荡器，其特征在于所述最小电流产生电路(3)，包括：外接电阻R_M、运算放大器OP2、NMOS管MM1以及两个PMOS管MM2和MM3，该运算放大器OP2和NMOS管MM1与外接电阻R_M组成电压-电流转化电路，用于产生与外接电阻R_M和基准电压V_REFM成函数关系的最小充电电流，PMOS管MM2和MM3组成电流镜，最小充电电流通过该电流镜输出到振荡电路(6)。

5.根据权利要求书1所述的多频率振荡器，其特征在于所述的充电电流控制电路(5)，包括：比较器COMP2、MOS开关管MS3、或门OR2以及PMOS管M5，该PMOS管M5构成第三电流源I₁，并通过MOS开关管MS3与充放电电容C连接，比较器COMP2的负向输入端和正向输入端分别与充放电电容C和控制电压产生电路(2)的输出连接，或门OR2的输入端分别与比较器COMP2的输出端和振荡电路(6)的输出连接，或门OR2的输出控制MOS开关管MS3的导通和关断，产生逐渐变化的充电电流。

6.根据权利要求书1所述的多频率振荡器，其特征在于所述死区逻辑电路(7)，包括：

D触发器、两个或非门NOR1和NOR2，该D触发器接成二分频结构，即D触发器的反向输出端XQ接到输入端D，时钟信号输入端接振荡电路(6)的输出信号CLK，该第一或非门NOR1和第二或非门NOR2的输入端同时接到振荡电路(6)的输出信号CLK，第一或非门NOR1的另一输入端接D触发器的正向输出端Q，得到低端控制信号LL，第二或非门NOR2的另一输入端接D触发器的反向输出端XQ，得到高端控制信号LH。

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