CN103166459A

CN103166459A - 频率控制器和开关电源频率控制方法

Info

Publication number: CN103166459A
Application number: CN2011104171087A
Authority: CN
Inventors: 杨丰; 李高林; 程玉华
Original assignee: SHANGHAI RESEARCH CENTER OF ENGINEERING AND TECHNOLOGY FOR SOLID-STATE LIGHTING; Shanghai Research Institute of Microelectronics of Peking University
Current assignee: SHANGHAI RESEARCH CENTER OF ENGINEERING AND TECHNOLOGY FOR SOLID-STATE LIGHTING; Shanghai Research Institute of Microelectronics of Peking University
Priority date: 2011-12-14
Filing date: 2011-12-14
Publication date: 2013-06-19

Abstract

本发明公开了一种随输出负载可变的频率控制器的新结构。该结构将输出负载的反馈电压转换为反馈电流，并将该电流镜像到电流转化为电压的电路，和另一固定电流一起对固定电容充电，根据充电电流的大小决定电容电压达到设定值的时间，从而决定比较器输出信号频率。由该比较器输出信号频率来决定开关电源系统的频率。该结构包括电压控制电流源部分，用来将反馈电压转换为反馈电流。同时还包括充电电流转化为电压和固定参考电压比较的比较器，比较器输出信号用来实现对开关电源系统频率的调制。

Description

频率控制器和开关电源频率控制方法

技术领域

本发明涉及开关电源领域，尤其涉及在输出负载变化时提高开关电源效率的技术领域。

背景技术

近年来，为了实现更高的效率和更小的体积，开关电源的工作频率有了很大的提高。高工作频率能够减小外围电感和电容的体积，从而减小系统的体积。然而，随着工作频率的升高，高频导致的开关损耗越来越不能忽视。为实现更高的工作频率且减少开关损耗的影响，高频软开关技术得到越来越多的研究，准谐振技术就是其中的一种。其原理利用寄生器件使开关变压器中的电流或电压按正弦或准正弦规律变化，在开关管漏端电压或开关管电流为零时使开关导通或断开。同时针对所带负载的不同，采用不同的频率控制模式，使开关电源在整个负载段中都保持高效率，即多模式准谐振控制器的目的。

在轻载情况下，准谐振控制器的系统工作频率会很高，从而引起更大的开关损耗，在一定程度上会抵消采用软开关技术减少的损耗。随输出负载可变的频率控制模式根据所带负载不同使系统频率控制在一定的范围，从而保证系统的效率。

下面以一种随输出负载可变的频率控制器为例介绍常规实现频率控制的方法。

图1是现有技术中随输出负载可变的频率控制器结构示意图，利用压控振荡器输出CLK信号控制D触发器CP信号，控制器关断信号控制D触发器CLR置零端。D触发器输出信号控制功率管。压控振荡器利用零温度系数电流源I给内部电容充电，当电容电压大于上限电压时，后面的RS触发器清零端R被置位，输出信号CLK为低电位。此时电容上电荷被放电，电压下降，当电压下降到下限电位时，触发器置位端S置位，输出信号CLK为高电位。因此压控振荡器的振荡频率（CLK频率）受到上限电压，下限电压，充电电流及电容值的限制。而CLK的频率又直接影响了功率管开关的频率即系统频率。常规电路实现多模式，将充电电流，电容大小及下限电压设为固定值，通过调节上限电压来改变系统频率。具体公式为：

Figure 2011104171087100002DEST_PATH_IMAGE001

为实现不同频率的要求，设置了两个上限电压比较器C1，C2。这两个比较器由或门连接，任何一个比较器输出信号的跳变都会将后面的RS触发器清零端R置位。上限电位由两个比较器反相输入端中较小的电压值确定，当较小电压值为2V时，对应频率为30kHz。另外C2比较器只有在谷底检测信号到来时才开始起作用，即压控振荡器输出CLK信号在谷底检测信号到来时才有效。谷底检测信号示意图如图2所示。

OSC_CL信号由负载反馈电压FB决定。对于放大器A2，当FB从5V变化到1.5V，由公式：

可以确定OSC-CL的值从1.2V变换到2V。相应的频率变化从130kHz降到30kHz。当FB小于1.5V，OSC-CL上升到2V以上，因为上限电压由较小值决定，工作频率被限制在30kHz。当FB大于5V，OSC-CL被嵌位在1.2V，工作频率为130kHz。

常规结构需要使用较多的比较器，因而在实现时需要考虑内部比较器的设计要求，而且结构比较复杂。为简化实现方式及电路结构，可以采用不同的结构来达到同样的效果。

发明内容

本发明提供随输出负载可变的频率控制器和开关电源频率控制方法，以简化实现频率控制的方法。

本发明提供了随输出负载可变的频率控制器，包括电压控制电流源及将电流转化为电压的结构，电压控制电流源的输入电压为负载反馈的电压，电流转化为电压的输入电流为电压控制电流源电路镜像的电流及固定电流源之和，通过对电容充电将电流转化为电压。频率控制通过充电电流使电容上电压达到固定值的时间不同来实现。

可选的，所述电压控制电流源是将负载反馈电压转化为电流的结构。

可选的，所述电流转化为电压的结构是将电压控制电流源电路镜像的电流再通过对电容充电转化为电压的结构。

可选的，所述对电容充电达到固定电压值的时间是推迟谷底检测信号有效的时间。

可选的，该结构的电容在每一个充电周期开始之前会通过一个由功率管上升沿信号控制的MOS管对其进行放电，使初始电压为零。

本发明实施例还提供了随输出负载可变的频率控制器的电路实现方法，该电路结构包括电压控制电流源，包括将电流转化为电压的结构，其中电压控制电流源是将负载反馈的电压转化为电流作为一支路，另一支路电流通过镜像再对电容充电转化为电压进行比较实现频率控制，电流的大小决定充电时间的长短，而充电时间的长短决定了谷底检测信号有效的时间，从而实现频率控制。

可选的，所述了另一支路电流大小的控制通过电路分流实现。

可选的，所述电容充电时间长短的控制由镜像电流和一固定电流源共同实现。

本发明实施例通过将准谐振控制器负载反馈电压先转化为电流，再通过该电流决定电压控制电流源另一支路的电流。另一支路的电流被镜像到后面电路部分并和一固定电流源共同对一固定电容进行充电。当充电电压达到固定值时比较器输出发生跳变，谷底检测信号有效，功率管重新开启，频率得到调制。该结构利用V_EN信号频率控制实现系统频率控制，常规方法是利用压控振荡器频率控制实现系统频率控制。两种方法共同之处在于都是在谷底信号有效时得到输出信号，实现频率控制。但是本发明结构更加精简，逻辑关系更加简单，实现更加容易。

附图说明

图1是现有技术中随输出负载可变的频率控制器结构示意图；

图2是谷底检测信号示意图；

图3是本发明频率控制逻辑结构示意图；

图4是本发明随输出负载可变的频率控制器实现示意图；

图5是本发明提出的频率控制具体电路示意图；

图6是本发明实现频率控制的说明图。

具体实施方式

图3是本发明逻辑结构示意图，本发明频率控制电路的输出V_EN信号和谷底检测信号共同决定触发器的SET置位端信号。当V_EN信号输出为高电平时，谷底检测信号变为有效，两个信号相与得到SET置位信号，触发器输出信号GD使功率管开启。

图4是本发明随输出负载可变的频率控制器实现示意图，根据控制器所带负载的不同，得到的负载反馈电压VFBCTRL不同，负载越大反馈电压VFBCTRL越大。当负载为重载时，即系统工作在准谐振模式（quasi resonant）频率较低，不需要调制，这时最先检测到的第一个谷底的信号即为有效信号。随着负载减小，VFBCTRL减小，系统频率增大。在电感电流处于非连续导通模式（discontinuous）下时，频率被限制在上限频率130kHz。当负载反馈电压继续较小至小于5V时，进入降频工作模式，随着负载的减小，频率也逐渐降低。当负载反馈电压减小至1.5V以下时，频率被限制在下限频率30kHz。

图5是本发明电路结构示意图。其中30是电压控制电流源部分，31是电流转化为电压及实现比较输出的部分。负载反馈电压VFBCTRL作为栅压控制302管所在支路的电流，当VFBCTRL大于VREF2时，302管所在支路电流增加，镜像得到的电流I2也增加。一旦功率管上升沿检测信号到来，324管导通电容C放电使初始电压为零。之后324管关断，电流I2和电流源I1共同对电容C充电，当充电电压达到VREF1时，比较器COM输出高电平信号VEN使谷底检测信号有效，促使RS触发器置位，从而功率管重新开启，频率得到改变。当VFBCTRL大于VREF2足以使301管的电流全部流过302管支路时，I2达到最大值。这时电容的充电电流达到最大值，电容上电压达到VREF1的时间最短，谷底检测信号有效的时间更早，功率管开启的时间也提前，频率达到最大值130kHz。

当轻载时，系统频率增加，VFBCTRL减小导致充电电流I2减小。电容充电电压达到VREF1的时间变长，导致谷底检测有效信号推迟（这时第一个谷底检测信号有可能不再是有效信号，而是第N个信号为有效信号，N=2，3，4…，推迟的时间越长，N越大）。从而推迟功率管重新动作的时间，也即减小了系统频率。当I2减小至最小值时，系统频率达到最小值30kHz。

图6是本发明实现频率控制的说明图。在GD上升沿触发信号来临之前，电流I1和I2一起对电容充电，当VC的电压达到VREF1时，V_EN变为高电平，此时GD信号不会变为高电平，在谷底检测信号到来的时候，GD变以高电平。在GD变为的高电平的时候，同时产生GD上升沿信号，此时，电容上的电荷通过324管子放电，当VC的电压低于VREF1时，V_EN再次变为低电平。根据充电电流的大小不同，电容上电压达到VREF1的时间不同，即图中VC的上升斜率不同，从而使toff不同。toff不同控制谷底检测信号在不同的时刻变为有效，也就可以控制功率管重新导通的时刻，即实现频率控制。

本发明实施例还提出了具体实现电路的结构和原理，其中包括电压转化为电流的部分，对电容充电电流转化为电压的部分及怎样实现将对电流大小的控制和频率的限制联系起来。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims

1. 一种随输出负载可变的频率控制器的新结构，包括电压控制电流源及电流转化为电压及实现电压比较输出的电路结构；其特征在于该结构通过非直接电压比较，控制谷底检测信号何时有效实现系统频率控制，结构简单易实现。

2.如权利要求1所述的随输出负载可变频率控制器，其特征在于，所述电压控制电流源将输出负载反馈电压转化为反馈电流。

3.如权利要求1所述的随输出负载可变的频率控制器的新结构，其特征在于，所述电流转化为电压及实现电压比较输出的电路结构将电压控制电流源电路的电流镜像值和一固定电流源一起对电容充电，再将充电电压和参考电压比较得到输出值。

4.如权利要求1所述的随输出负载可变的频率控制器的新结构，其特征在于通过充电电流的大小决定电容充电达到固定电压时间的长短，当电压达到固定电压时，比较器输出发生跳变，谷底检测信号有效；电容上电压由零增加到固定电压值的时间toff决定了谷底检测信号何时才有效的时间；toff越长就会推迟谷底检测信号成为有效信号的时间（谷底检测信号第N个信号为有效信号，N=1，2，3…，toff越大，N就越大），从而推迟功率管重新开启时刻，系统周期变长，频率下降。

5.如权利要求4所述的随输出负载可变的频率控制器的新结构，其特征在于，该结构在负载减小导致频率增加的情况下，通过增加toff使频率减小；当电压控制电流源镜像电流值最小时，频率被限制在最小值；当电压控制电流源镜像电流值最大时，频率被限制在最大值。

6.如权利要求1所述的随输出负载可变的频率控制器的新结构，其特征在于，所述结构为栅压控制MOS管电流电路，MOS管电流镜电路及输出比较器电路共同构成。

7.一种随输出负载可变的频率控制器的新结构实现方法，该结构包括将负载反馈电压转化为电流，再将电路另一支路电流镜像到电流转化为电压电路对电容进行充电，在每个充电周期开始之前，通过检测功率管上开关信号的上升沿先对电容进行放电使其初始电压为零；包括将电容上电压和固定电压值比较，一旦达到固定电压，比较器输出发生跳变，这时谷底检测信号有效，从而控制功率管开关，实现系统频率控制；其特征在于，该结构没有采取复杂的电压比较器和二极管实现嵌位电路和控制电路对频率进行控制，而是通过将负载反馈的电压先转化为电流，通过对电容充电电流大小的控制来实现比较电压达到固定值时间的不同，从而使比较器输出信号频率不同，最终实现系统频率控制。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述结构从控制电流出发达到控制比较器输出结果的效果。

9.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述结构只考虑充电电流的大小和电容达到固定电压值所需时间的关系，不需要像常规结构那样使用很多内部比较器，并需要考虑内部比较器设计的要求。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，实现的电路结构大大简化，而且更加容易实现。