CN102282522B - Led调光控制中改进的线性度 - Google Patents

Abstract

一种回扫控制器，其可以产生具有占空比的开关信号，用于控制输入电流到回扫变换器中的变压器的初级绕组的传送，所述变压器具有次级绕组并且由来自调光控制的AC输出驱动，所述AC输出基于调光控制的设定在一定的相位角处被斩波。开关信号使多个LED产生的光的亮度水平变化对于人眼表现为比如果亮度水平实际地以作为相位角的线性函数的方式变化时更为线性化的相位角的函数。

Description

LED调光控制中改进的线性度

背景技术

技术领域

本发明涉及发光二极管(LEDs)、调光控制、回扫(flyback)控制器、和功率因子校正。 

相关技术描述 

冷阴极荧光灯长久以来用在办公室中，并且已经在家庭中获得广泛使用。与白炽灯相比，它们的每瓦流明可以非常高，节省了能量。但是，它们会需要高压交流逆变器(AC inverter)并且会包含有毒的汞。 

与冷阴极荧光灯相当，发光二极管(LEDs)现在也能够提供每瓦高的光输出。而且，与冷阴极荧光灯不同，它们可以不要求高的电压和通常不包含汞。 

但是，从通常可获得的110V交流线电流驱动LED可以是有争论的。与白炽灯不同，例如，LED的光强可以与传送通过LED的电流成比例，而不是与施加到LED两端的电压的大小成比例。由此，可以需要电路来将线电压变换成为恒定电流。另外可以期望将该电路构造成使得其可以从传统的调光控制的输出来驱动LED，比如使用双向三极管开关(triac)的调光控制。 

一种措施是使用回扫变换器(converter)将调光控制的输出转换成为恒定电流。但是，调光控制的设定中的变化不会使LED的光强以相应地线性的方式变化。而且，人类大脑感知到的光强变化的非线性方式会使该线性度的缺失变得明显。 

发明内容

一种回扫控制器，其可以产生用于控制输入电流到回扫变换器中的变压器的初级绕组的传送的开关信号，所述回扫变换器具有在所述 变压器中的次级绕组并且由来自调光控制的AC(交流)输出驱动，所述AC输出基于调光控制的设定在一定相位角处被斩波。该回扫控制器被构造成：产生具有占空比的开关信号，该开关信号使所述变压器的所述次级绕组中的平均输出电流处于大体上恒定而可控的水平。该回扫控制器可以包括跟踪输入，该输入构造用以接收表示所述调光控制的输出的瞬时幅值的调光输出跟踪信号。该回扫控制器可以包括均值电路，该电路构造用以计算调光输出跟踪信号的平均值以产生表示调光输出跟踪信号的时间平均值的平均调光输出信号。该回扫控制器可以构造成当相位角超过阈值时，使变压器的次级绕组中的平均输出电流作为平均调光输出信号的函数而变化。 

一种回扫控制器，其可以产生用于控制输入电流到回扫变换器的变压器的初级绕组的传送的开关信号，该回扫变换器连接到一个或多个LED并且由来自调光控制的AC输出驱动，该AC输出基于调光控制的设定在一定相位角处被斩波。该回扫控制器构造成产生具有占空比的开关信号，当相位角超过阈值时，该开关信号使由一个或多个LED产生的光的亮度水平变化对于人眼表现为比如果所述亮度水平实际地以作为相位角的线性函数的方式变化时更为线性化的相位角的函数。 

根据下面对于说明性实施方式、附图和权利要求的详细说明的审阅，这些以及其它的部件、步骤、特性、目标、益处和优点将变得清楚。 

附图简述 

附图公开了说明性的实施方式。它们并未提出全部实施方式。另外或者替代地，可以使用其它的实施方式。可以省略清楚明了的细节或者不需要的细节，以节省篇幅或者以便更为有效地说明。相反，一些实施方式的实施不必须具有所公开的全部细节。当相同的附图标记出现在不同的图中时，意图指示相同的或者类似的部件或者步骤。 

图1是由调光控制和回扫控制器供电的LED电路的框图。 

图2示出了来自调光控制的斩波的AC输出。 

图3示出了包括回扫控制器的回扫变换器的一部分，所述回扫变 换器包括输出电流监测电路。 

图4示出了可在包含图3中所示的电路的回扫控制器的运行期间发现的所选波形。 

图5示出了图3中所示的回扫变换器的一部分，被构造成调节所期望的峰值输入电流以实行功率因子校正。 

图6示出了图5中所示的电路可以提供的作为斩波的AC电压的相位角的函数的功率因子校正。 

图7示出了图5中所示的电路可以提供的作为回扫变换器的输出电压的函数的功率因子校正。 

图8示出了图5中所示的回扫变换器的一部分，被构造成调节期望的平均峰值输入电流以实行功率因子校正。 

图9示出了电流纹波消减电路。 

图10示出了可以用在回扫变换器中的回扫控制器的一部分，所述回扫变换器受调光控制驱动以提高调光控制的设定的变化与来自受回扫变换器驱动的一个或多个LED的光的强度的相应变化之间的可感知的线性度。 

图11是作为针对各种回扫变换器设计的调光控制设定的函数的输出电流的曲线图。 

图12示出了一种回扫控制器，该回扫控制器被构造用以防止在受调光控制驱动的回扫变换器中由于调光控制中的泄漏的原因而产生电压积累。 

图13示出了在图12中所示的回扫控制器中可以存在的波形。 

具体实施方式

现在讨论说明性的实施方式。另外或者替代地可以使用其它的实施方式。清楚明了的细节或者不必要的细节可以省略以节省篇幅或者为了更有效的展示。相反，一些实施方式的实现不必具有全部的所公开的细节。 

图1是由调光控制和回扫变换器供电的LED电路的框图。如图 1所示，LED 101可以由接收AC电力的电源103供电。 

LED 101的数目可以变化。例如，可以是两个、三个、五个、十个、二十五个或者不同的数目。虽然用复数指代，但这里可以是单个LED。 

LED 101可以串联或者关联或者是串联和并联的组合。该特定的构造可以依赖于可用以驱动LED 101的电流和电压的大小。 

LED101可以是任何的类型。例如，它们可以在任何的电压、任何的电流下工作、和/或产生任何颜色或颜色的组合。LED 101可以全部具有相同的类型或者可以具有不同的类型。 

电源103可以是任意类型。例如，电源103可以包括调光控制105和回扫变换器107。 

调光控制105可以是任意类型。例如，调光控制可以包括双向三极管开关109，该双向三极管开关109构造有相关联的电路用以基于调光控制的设定提供斩波的AC电压输出，所述设定比如是旋钮的转动位置、滑动件的纵向位置、和/或触摸板被触摸的时间长短。 

双向三极管开关可以构造成作用为开关。当打开时，则双向三极管开关除泄漏之外基本上没有输出。当关闭时，全幅的AC电压可以传送到输出端。 

双向三极管开关从OFF到ON的转换可以通过向双向三极管开关的栅极输入的信号来控制。与双向三极管开关关联的电路可以使该信号在与交流电的相位角对应的时间点处被输入到所述栅极，所述相位角与调光控制的设定对应。 

图2示出了来自调光控制的斩波的AC输出。如图2中所示，斩波的AC输出201可以在截止周期203期间被截止。双向三极管开关可以通过某一相位角处的其栅极上的信号被导通，所述相位角与调光控制的设定对应，比如如图2中所示的在60°的相位角处被导通。来自调光控制的斩波的AC输出然后可以在周期205期间保持开态直到AC电压的幅值达到在180°的相位角处近似为零。一旦通过双向三极管开关109的电流达到近似为零，则双向三极管开关109的固有特性会使双向三极管开关109截止。这可以防止调光控制105的任何进一 步的输出，直到双向三极管开关被输送到其栅极处的另一信号再次激活。 

双向三极管开关109的栅极可以再次在由调光控制105中的关联电路基于调光控制的设定所设定的相位角处被再次激励，这可以使图2中所示的循环重复。但是，该循环的重复可以结合AC循环的剩余负半周期(图2中未示出)来进行。由此，下一个循环可以是负循环，但仍然可以与图2中所示的该循环相同。 

另外地或者替代地，可以使用双向三极管开关109之外的装置。例如，可以替代地使用两个SCR(晶闸管)。甚至可以使用单个SCR，但这可以导致AC电压的仅正的部分或者仅负的部分从调光控制105输出。 

回到图1，回扫变换器107可以是任意的类型。回扫变换器107可以包括整流系统111、输出滤波器113、回扫控制器115、开关系统117、变压器119、整流系统121、和/或输出滤波器123。 

整流系统111可以是任意类型。例如，其可以包括全波桥式整流器。这样的全波桥式整流器可以构造成将由调光控制105传送的AC电压的正斩波的部分和负斩波的部分变换成为全正斩波的部分或者全负斩波的部分，即转换成为斩波整流的AC电压。替代地，可以使用半波桥式整流器，在该情况中，来自调光控制105的输出的正的斩波的部分或者负的斩波的部分会被丢失。 

输出滤波器113可以是任意的类型。输出滤波器113可以构造成对整流系统111输出的斩波整流的AC电压进行滤波。例如，输出滤波器113可以是低通滤波器。为使成本、尺寸最小化和出于其它的原因，输出滤波器113提供的滤波范围可以最小化。例如，如果使用低通滤波器，则低通滤波器可以具有大致地比从整流系统111输出的斩波整流的AC电压的纹波频率高的截止频率。例如，将斩波整流的AC电压中的高频噪声滤出，但不维持输出滤波器113在斩波整流的AC电压的截止周期的主要部分期间的输出是足够的。 

输出滤波器113可以包括电容。电容可以具有任意值。其可以小于1微法，比如近似为0.5微法或者0.1微法。 

输出滤波器113的输出可以传送到回扫控制器115和传送到开关 系统117。 

回扫控制器115可以是任意类型。回扫控制器115可以构造成产生控制进入到变压器119的初级绕组中的电流的传送所用的开关信号。回扫控制器115可以构造成以以下方式产生所述开关信号：使作为斩波整流的AC电压的平均值的函数的恒定平均输出电流被传送到LED101。 

为实行该控制，回扫控制器115可以传送开关信号至开关系统117。开关系统117可以构造成根据从回扫控制器115接收到的开关信号将变压器119的初级绕组连接到从输出滤波器113输出的斩波整流的AC电压。 

开关系统117可以是任意类型。例如，其可以包括一个或多个电子开关，比如一个或者多个FET(场效应晶体管)、MOSFET(金属-氧化层-半导体-场效晶体管)、IGBT(绝缘栅双极型晶体管)、和/或BJT(双极型三极管)。开关系统117可以包括一个或多个逻辑器件，该逻辑器件可以用以使电子开关基于从回扫控制器115输出的开关信号使变压器119的初级绕组在输出滤波器113的输出与接地之间切换。 

变压器119可以是任意类型。如所指出的，其可以具有通过开关系统117基于所述开关信号与输出滤波器113的输出连接的初级绕组。变压器119可以包括可以连接到整流系统121的次级绕组。变压器119可以包括一个或多个可以用于其它目的的初级绕组和/或次级绕组。变压器119的匝数比和其它特性可以变化。 

整流系统可以构造用以对变压器119的次级绕组的输出进行整流。例如，整流系统121可以包括一个或者多个二极管。可以使用半波整流。 

整流系统121的输出可以连接到输出滤波器123。输出滤波器可以构造用以对整流系统121的输出滤波。输出滤波器可以包括电容。所述电容可足以或者不足以基本地维持整流系统121在斩波整流的AC电压的截止周期期间的输出。 

回扫变换器107可以构造用以将输出滤波器123的输出传送到与调光控制105输出的斩波的AC电压DC(直流)隔离的LED 101。 回扫变换器107可以构造成这样做而不使用任何光隔离器，所述光隔离器比如是提供表示变压器119中的次级绕组的输出电流的反馈的光隔离器。 

图3示出了包括有回扫控制器的回扫变换器的一部分，所述回扫变换器包括输出电流监测电路。图3中所示的电路可以与图1中所示的调光供电的LED电路、其它类型的调光供电的LED电路、或者其它类型的电路，比如构造用以产生恒定电流输出的通用回扫变换器结合使用。类似地，图1中所示的调光供电的LED电路可以利用图3中所示的电路之外的电路来实现。 

如图3中所示，变压器301可以具有初级绕组303和次级绕组305。变压器301可以对应于图1中所示的变压器119。变压器301可以是任意类型。其可以具有一个或多个另外的初级绕组和/或次级绕组，并且其可以具有任意的匝数比。 

变压器301的初级绕组303可以连接到电源。可以使用任意类型的电源。例如，电源可以是DC电源、全波整流AC电源、半波整流AC电源、或者从调光控制输出的斩波整流的电源，比如图1中的输出滤波器113的输出。 

变压器301的次级绕组305可以由二极管307整流。二极管307可以对应于图1中所示的整流系统121。二极管307的输出可以由电容309滤波。所述电容309可相当于图1中所示的所述输出滤波器123。电容309可足以或者不足以维持整流系统121在斩波整流的AC电压的截止周期期间的输出。 

一个或多个LED可以连接到电容309的输出，比如LED 311、313和315。LED 311、313和315可以对应于图1中所示的LED 101，并且可以是上面结合图1所讨论的任意类型。尽管示出为串联连接，LED 311、313和315可以并联连接和/或以串联和并联的组合形式连接。替代地，可以使用不同数目的LED。 

FET 317可用以可控地将初级绕组303的另一侧通过感测电阻器319接地。FET 317可以对应于图1中所示的开关系统117。另外或者替代地，可以使用其它类型的开关系统。该开关系统可以替代地以与变压器301的初级绕组303的所述另一侧串联的方式插入。 

图3中所示电路可以构造用以将次级绕组305中的平均输出电流保持为大体上恒定，如根据下面的讨论将更清楚。为此，该电路可以监测次级绕组中的电流。 

可以通过在次级绕组305传导电流的时间段内测量初级绕组303上的电压来监测该电流。但是，在图3中采用了不同的措施。现在给出该不同措施的理论。 

在回扫变换器中，比如图3中部分地示出的，变压器的初级绕组，比如变压器301的初级绕组可以通过开关系统比如FET 317连接到电流源。这可以基于初级绕组中所施加的电压的量和电感量而使电流在初级绕组303中稳定地累积。相应的电压可以同时在变压器的次级绕组中产生，比如次级绕组305。但是，由于可以连接到次级绕组的半波整流系统比如二极管307可以被反向偏压，没有电流可以再在次级绕组中流动。 

初级绕组中的电流可以连续增长，直到其达到所期望的峰值的时刻。此时，开关系统可以被关断。这可以使通过初级绕组的电流停止。 

在变压器中由于初级绕组中的电流而建立起的磁场现在可以传递到次级绕组。这可以使次级绕组上的输出电压改变极性，使半波开关系统比如二极管307被正向偏压。进而，这可以使电流在次级绕组中流动。 

次级绕组中的电流可以在峰值处开始并且以近似线性的方式减小到零。一旦其达到零，则初级绕组中的开关系统可以再次被打开。接着，电流可以再次在初级绕组中建立。可以重复该整个过程。 

变压器的初级绕组中的电流继而到在次级绕组中流动的电流的传送可以以非常快的频率重复。该频率可以大于100KHz，比如约是200KHz。 

如上所示，电流在初级绕组中流动的同时，不可以在次级绕组中流动。电流在次级绕组中流动的相对时间量与电流不在次级绕组中流动的相对时间量的比可以称为次级绕组中的电流的占空比。 

在次级绕组中流动的电流的平均值可以与初始地在次级绕组中流动的电流的峰值与电流的占空比的乘积成比例。例如，随着峰值增 加，电流的平均值也增加，即使占空比未改变。类似地，如果占空比增加，次级绕组中的电流的平均值可以增加，即使峰值保持相同。 

初始地在次级绕组中流动的电流的峰值可以与初级绕组中的电流在初级绕组中的电流被开关系统关断之前所达到的峰值成比例。由此，次级绕组中流动的电流的平均值可以与初级绕组中的电流达到的峰值与次级绕组中的电流的占空比的乘积成比例。 

因此，输出电流监测电路可以构造成基于初级绕组303中的峰值输入电流与次级绕组305中的电流的占空比产生表示次级绕组305中的平均输出电流的信号。可以使用任意的电路来测量这些量并生成该信号。如图3中所示，例如，输出电流监测电路可以包括感测电阻器319、峰值输入电流感测电路321、脉宽调制器323、和由电阻器325和电容器327形成的低通滤波器。 

感测电阻器319可以产生输入电流信号330，该信号具有表示变压器301的初级绕组303中的电流的电压。感测电阻器319可以具有较低的电阻以不会浪费电力。感测电阻器319产生的电压可以通过峰值输入电流感测电路321处理。峰值输入电流感测电路321可以构造成产生表示初级绕组303中的电流的峰值的输出。为此，峰值输入电流感测电路321可以包括采样和保持电路。采样和保持电路可以构造成在电流在初级绕组303中流动的状态下对感测电阻器319的输出进行采样，并且保持正好在FET 317关断之前流动的电流的值。该值可以是初级绕组303中的电流的峰值，因为电流可以稳定地升高直到FET 317被关断。 

占空比信号329可以表示次级绕组305中的电流的占空比。占空比信号329可以从存储器中获得，比如D型存储器331。D型存储器331的运行将在下面说明。 

脉宽调制器可以构造成产生表示峰值输入电流感测电路321输出的峰值输入电流与占空比信号329的乘积的输出，由此产生了峰值输入电流信号的脉宽调制版本。由电阻器325和电容器327形成的低通滤波器可以构造成提取脉宽调制的峰值输入电流的平均值，由此产生平均输出电流信号333。因此，平均输出电流信号333可以表示次级绕组305中的平均输出电流，因为如上所说明的，次级绕组305中 的平均输出电流可以与初级绕组303中的峰值输入电流的平均值与次级绕组305中的输出电流的占空比的乘积成比例。 

由电阻器325和电容器327形成的低通滤波器具有的截止频率可以比斩波整流的AC电压的频率低至少五倍，比如低近似地十倍。当AC电压的频率是60Hz时，例如，斩波整流的AC电压的频率可以是120Hz。在本实例中，由电阻器325和电容器327形成的低通滤波器的截止频率因此可以近似地为12Hz。该低的截止频率的净效应可以是产生在斩波整流的AC电压的若干个循环上对次级绕组305中的输出电流取平均而得到的平均输出电流信号333。 

放大器335可以构造成与电容器327和电阻器325连接，以形成对期望平均输出电流信号337和平均输出电流信号333的差积分的积分器。放大器335的输出在该电路中可以作为期望峰值输入电流信号339处理，即作为表示在次级绕组305中提供期望平均输出电流所需的初级绕组303中的峰值电流量(amount peak current)的信号。 

FET 317的状态可以由D型存储器331控制。当D型存储器331由传送到其设定S输入的信号而被设定(set)时，D型存储器输出的Q输出会变高。当设定(set)时，这可以使FET 317导通，这进而可以开始电流到变压器301的初级绕组303中的传送。 

当信号被传送到D型存储器的复位R输入时，D型存储器的Q输出可能变低。当复位时，这会使FET 317关断，这进而可以停止电流到变压器301的初级绕组303中的传送。 

D型存储器的Q输出可以表示与Q输出互补的输出。 

边界检测电路341可用以设定D型存储器331。边界检测电路341可以构造成依据若干个不同类型的定时方案中的任一个来启动(initiate)变压器301的初级绕组303中的电流。例如，边界检测电路341可以构造成在次级绕组305中的电流达到零的时刻启动初级绕组303中的电流。边界检测电路341可以构造成通过当电流在次级绕组305中流动的状态下监测初级绕组303上的电压来监测次级绕组305中的电流停止的时刻。 

比较器343可以构造成在输入电流信号330达到期望峰值输入电流信号339的水平时输出使D型存储器331复位的信号，且由此关断FET 317。

当平均输出电流信号333小于期望平均输出电流信号337时，已经讨论过的电路构造由此可以使期望峰值输入电流信号339增大直到平均输出电流信号333达到期望平均输出电流信号337的水平时为止。相反，当平均输出电流信号333大于期望平均输出电流信号337时，已经讨论过的电路构造可以使期望峰值输入电流信号339减小直到平均输出电流信号333下降到期望平均输出电流信号337的水平时为止。 

由此已经描述的电路的总体效果是可以产生由次级绕组305传送的与期望平均输出电流信号337对应的恒定平均电流。该电路可以在回扫变换器的输出与AC电压电隔离的状态下完成该功能，而完全不用使用任何的光隔离器，比如构造用以提供表示次级绕组305的输出电流的反馈的光隔离器。 

如上所示，从整流系统111输出的斩波整流的AC电压可用作施加到初级绕组303的电源。在本构造中，边界检测电路341可以构造成在斩波整流的AC电压的截止周期期间不设定D型存储器331。相应地，由放大器335、电阻器325和电容器327形成的积分器可以在这些截止周期期间被禁止，以不允许积分值被这些截止周期改变。换句话说，图3中所示的电路可以构造成使次级绕组305中的输出电流的平均值与由斩波整流的AC电压的接通周期期间的而非其截止周期期间的期望平均输出电流信号337表示的值匹配。 

可以提供单独的电源电路以从斩波整流的电压产生恒定的DC电源，而与该电压的斩波特性无关。该单独的电源电路的输出，包括图3中所示的电路，可用以在斩波整流的AC电压的截止周期期间及其导通周期期间为回扫控制器供电。 

图4示出了在包含图3中所示类型的电路的回扫变换器的运行期间可以发现的所选择的波形。如图4中所示，输入电流401可以在每次FET 317导通时升高。其可连续升高直到达到期望峰值输入电流403。一旦输入电流401达到期望峰值输入电流403，则比较器343可以向D型存储器331的复位R输入发出信号，使FET 317关断。 

此时，通过次级绕组305的电流可以开始流动。在次级绕组305 中流动的电流的占空比可以反映在D型存储器331的Q输出处。脉宽调制器323可以使峰值输入电流感测电路321发出的峰值输入电流信号与占空比信号329相乘，由此产生脉宽调制的峰值输入电流信号405。脉宽调制的峰值输入电流信号405的平均值接着可以通过由电阻器325和电容器327形成的低通滤波器提取，由此产生平均输出电流信号333。如果平均输出电流信号333不与期望平均输出电流信号337匹配，则由放大器335和电容器327形成的积分器可以连续调节期望峰值输入电流信号339直到实现该匹配。 

图3中所示的电路可以使从AC电压提取的电流具有大体上与AC电压不同的波形。例如，在AC电压的值下降时，比如当AC电压的相位角从90°向180°变换时(见图2)，图3中的电路会使由回扫变换器提取的平均电流保持大体上恒定。这会导致低的功率因子，比如在0.6和0.7之间的功率因子。这样的低的功率因子会要求供应线电压的设备(utility)以提供比实际需要更多的电流。这也会由于急剧的电流尖峰的原因而造成电磁干扰的问题。 

图5示出了图3中所示的回扫变换器的一部分，构造用以调节期望峰值输入电流以实行功率因子校正。如可以清楚的，图5所示的电路与图3所示的电路相同，除乘法器501已经插入放大器335的输出、已经增加了由电阻器503和505构成的分压网络、和已经增加了斩波整流的AC电压输入507之外。 

该电路修改可以使由放大器335、电阻器325、和电容器327形成的积分器的输出与表示斩波整流的AC电压的信号相乘。这可以使期望峰值输入电流信号339跟踪斩波整流的AC电压的瞬时值。由此，当斩波整流的AC电压的瞬时值增大或者减小时，期望峰值输入电流信号339的值会随之增大或者减小。这可以使从斩波整流的AC电压提取的平均电流的波形更紧密地与斩波整流的AC电压匹配，比如从输出滤波器113的输出提取的平均电流，由此提高电路的功率因子。同时，图5中保留的并且已经结合图3讨论过的反馈回路仍可以在斩波整流的AC电压的每个接通期间确保平均输出电流与期望平均输出电流信号337匹配。 

图6示出了图5中所示的电路可以提供的作为斩波的AC电压的相位角的函数的功率因子校正。如图6中所示，由回扫变换器提取的输入电流601可以在可以设定调光控制的相位角的整个范围上紧密地跟踪输入电压603。

图5中所示电路的功率因子可以根据回扫变换器的输出电压变化。图6中所示曲线图表示针对近似50V的输出电压而言的输入电流与输入电压之间的关系。当所述输出在该电压水平时，功率因子在每个可能的调光相位角处可以是至少0.8，至少0.9，至少0.95，或者至少0.98。 

图7示出了图5中所示电路可以提供的作为回扫变换器的输出电压的函数的功率因子校正。如从图7能够看到的，功率因子可以在输出电压的较宽的范围上保持为非常高。 

图5中所示电路寻求通过使期望峰值输入电流跟踪输入电压的变化来提供功率因子校正。但是，平均输入电流可以不与期望峰值输入电流成正比(directly proportional)。平均输入电流也可以是输入到初级绕组303的输入电流的占空比的函数，其可以作为输入电压的变化的函数而变化。由此，通过使输入到初级绕组303的期望平均输入电流跟踪输入电压的变化，而不是期望峰值输入电流，可以实现更大的功率因子校正。 

图8示出了图6所示的回扫变换器一的部分，构造用以调节期望平均峰值输入电流以实行功率因子校正。如可以清楚的，图8中所示电路与图6中所示电路相同，不同之处在于增加了第二积分器和第二脉宽调制器807，该第二积分器由放大器801、电容器803、和电阻器805构成。 

输入电流监测电路可以构造用以产生表示输入到初级绕组的平均输入电流的信号。如图8中所示，输入电流监测电路可以包括感测电阻器319、峰值输入电流感测电路321、第二脉宽调制器807和由电阻器805与电容器803形成的低通滤波器。在本示例中，第二脉宽调制器807可以使由峰值输入电流感测电路321感测的峰值输入电流与表示初级绕组303中的电流的占空比的占空比信号817相乘。占空比信号817可以从D型存储器331的Q输出得到。该脉宽调制的信号可以通过由电阻器805和电容器803形成的低通滤波器滤波，由此 在放大器801的反相输入处产生平均输入电流信号811。低通滤波器可以构造为具有介于输入到FET 317的开关信号的频率与斩波整流的AC电压的频率之间的截止频率。例如，当开关信号是近似200KHz时且斩波整流的AC电压是近似地120Hz时，低通滤波器的截止频率可以是近似地10KHz。 

该构造可以变换乘法器501的输出所表示的特性。在图8中，乘法器501的输出现在可以表示期望平均输入电流信号。放大器801、电容器803、和电阻器805可以形成第二积分器，该第二积分器对期望平均输入电流和平均输入电流信号811之间的差进行积分，由此产生期望峰值输入电流信号339。 

通过使期望平均输入电流信号跟踪输入电压，而不是期望峰值输入电流信号，功率因子对于调光控制105的全部设定可以增加到至少0.99。 

图1、图3、图5和图8中所示的电路可以在传送到LED的输出电流中产生纹波(ripple)。该波纹的量可以依赖于输出滤波器123中使用的输出电容比如电容器309的量，及LED所要求的电压和电流的量。 

该纹波可以具有两个分量。第一分量可以是由于回扫控制器的开关信号的原因。但是，该分量的频率可以非常高，比如约为200KHz，由此易于通过小值的输出电容过滤掉。 

第二分量可以是由于斩波整流的AC电压的原因。该第二分量的频率可以非常低，比如约为120Hz，并且可以要求极大的电容值来过滤。例如，在50V(伏特)电压下工作的一组10W(瓦特)的LED可以要求超过10000微法的电容以足够过滤掉120Hz的纹波。这样的电容能够是昂贵的、体积大的、并且易于失效。 

图9示出了电流纹波消减电路。图9中示出的该电路可以与图1、图3、图5和图8中示出的电路结合使用，及与其它类型的LED电路结合使用。类似地，图1、图3、图5和图8中示出的电路可以与其它类型的电流纹波消减电路结合使用。 

该电流纹波消减电路可以连接到电源。该电源可以包括整流二极管，比如二极管906。 

该电流纹波消减电路可以连接到串联连接的、并联连接的、或者串并联连接的一个或多个LED。例如，如图9中所示，LED 901、903和905可以串联连接。LED 901、903和905可以是上述的任意类型的LED，并且替代地可以使用不同的数目。 

电流纹波消减电路可以包括电容，比如电容器904。电容器904可以构造用以在回扫变换器中的变压器的次级绕组的输出由二极管整流之后对其滤波，所述二极管比如是二极管906。电容的值可以选择以便过滤由回扫变换器中的开关信号造成的高频电流纹波，而仅部分地过滤由于对低频的斩波整流的AC电压源斩波而造成的电流纹波，比如由调光控制进行的斩波。例如，可以使用1微法至1000微法范围内的值或者从2微法至20微法范围内的值。电容器904的值可以允许由于斩波整流的AC电压而作用在该电容上的输出电压中的纹波是该输出电压的峰值的10％。 

电流纹波消减电路可以包括与LED串联连接的电流整流器，比如电流整流器902。电流整流器902可以构造用以大体上减小流过LED的电流中由于输出电流的低频纹波分量的原因而产生的波动，而非流过LED的电流中由于输出电流的平均值的变化而产生的波动。 

电流整流器902可以包括可控的、恒定的电流源，比如FET 908。FET 908可以构造用以从源极907通过漏极909传导近似与栅极911处的输入电压成比例的恒定量的电流。栅极911的输入电压可以由低通滤波器发展出，所述低通滤波器包括电阻器和电容器，分别地，比如电阻器913和电容器915。 

低通滤波器可以构造用以将电压传送到FET 908的栅极911，该电压大体上与输出电流的平均值成比例，且电流中的低频纹波分量已经被大体上衰减。为此，低通滤波器可以构造为具有比斩波整流的AC电压的低频纹波至少低五倍的截止频率，比如近似地低十倍。 

尽管所示的LED 901、903和905与FET 908的源极串联，替代地，它们可以与FET 908的栅极909串联。另外，替代于图9所示的电流整流器，可以使用其它类型的电流整流器。 

图10示出了回扫控制器的一部分，该回扫控制器可用在受调光 控制驱动的回扫变换器中，以增强在调光控制的设定的变化与受回扫变换器驱动的一个或多个LED发出的光的强度的相应的变化之间的可感知的线性度。通过用放大器1001替代放大器335和增加图10中所示的且现在说明的另外的部件，图10中所示的电路可用以与图3、图5和图8中所示的电路连接使用。 

如图10中所示，跟踪输入1003可以构造用以接收表示调光控制的输出的瞬态幅值的调光输出跟踪信号。调光输出跟踪信号可以例如是由图1中所示的整流系统111的输出所传送的斩波整流的AC电压的换算结果(scaled version)。整流系统111可以例如是全波桥式整流器。 

均值电路可以构造用以对跟踪输入1003处的调光输出跟踪信号求平均以产生表示调光输出跟踪信号的平均值的平均调光输出信号1005。该均值电路可以包括低通滤波器，该低通滤波器可以包括电阻器1007、电阻器1009、和电容器1011。该低通滤波器可以构造用以具有比调光输出跟踪信号的频率至少低五倍的截止频率，比如比该跟踪信号的频率低近似十倍。例如，调光输出跟踪信号可以具有约120Hz的频率，这样低通滤波器可以具有约12Hz的截止频率。 

放大器1001可以构造为与电阻器325和电容器327一起使用，以作用为积分器。放大器1001可以包括最小值电路1013，该最小值电路被构造用以输出期望平均输出电流信号337和平均调光输出信号1005中的较小者。放大器1001可以构造成对最小值电路1013的输出与平均输出电流信号333之间的差进行积分。 

该电路修改的净效应可以是在平均调光输出信号1005小于期望平均输出电流信号337时用平均调光输出信号1005替代期望平均输出电流信号337。这可以有助于在调光控制的设定已经被调节成要求较低的电流输出之后确保回扫变换器不会试图和保持输出电流在高的水平。 

期望平均输出电流信号337可以作用为与调光控制105输出的斩波的AC电压的相位角相关联的阈值。例如，期望平均输出电流信号337可以设定成在0°相位角处超过平均调光信号1005。这可以使平均调光信号1005在全部的调光控制的各种相位角设定范围上控制回 扫变换器的平均电流输出。 

期望平均输出电流信号337可以替代地设定成在0°和180°之间的相位角处等于平均调光信号1005，比如在约90°的相位角处。利用该设定，期望平均输出电流信号337可以控制小于90°的全部相位角时的期望平均输出电流，而平均调光信号1005可以控制在更大的全部相位角时的期望平均输出电流。期望平均输出电流信号337可以替代地设定成在其它的相位角处等于平均调光信号1005，比如在45°的相位角处。 

图11是作为针对各种回扫变换器的调光控制设定的函数的输出电流的曲线图。缺少图10中所示电路的回扫变换器设计可以在其输出电流和调光控制设定的相位角之间具有线性关系，如图11中的直线1101所示。如果期望平均输出电流信号337被设定成在0°相位角处超过平均调光信号1005，则扇形曲线1103可以说明在调光的设定与回扫变换器的电流输出之间的关系。替代地，如果期望平均输出电流信号337被设定成在约90°的相位角处等于平均调光控制信号1005，则分支曲线1105可以说明在调光控制的设定与该输出电流之间的关系。 

使用这种“交叉”(“cross-over”)设定可以在调光控制的低相位角设定期间提供对于线电压中的噪声更强的抵抗能力。将交叉点设置在约90°还可以使LED发出的光的强度对于人眼表现为以更为线性地随调光控制的设定而变化的方式跟踪针对大于90°的相位角时的调光控制的设定的变化。发生这种情况的原因在于人的大脑以非线性方式解释亮度水平变化。 

如在上述“相关技术描述”的说明中所述的，调光控制在其双向三极管开关未激活时可以发生电流泄漏。这会导致回扫变换器中的电压在斩波整流的AC电压的截止周期期间升高。进而，这会产生噪声、闪变、和/或其它的问题或担心。 

图12示出了一种回扫控制器，其构造用以防止受调光控制驱动的回扫变换器中由于调光控制中的泄漏的原因而产生电压累积。在图12中示出并且将在现在说明的特征可以与图1、图3、图5、图8和图10中所示的回扫控制器或其一部分连接使用，或者与任意其它类 型的回扫控制器连接使用。类似地，图1、图3、图5、图8和图10中所示的回扫控制器或其一部分可用以与其它类型的电路连接以防止由于调光控制中的泄漏的原因而产生的电压累积。 

如图12中所示，回扫控制器1201可以构造成产生可以传送到开关系统的开关信号1203，比如上面结合图1、图3、图5和/或图8所述的。回扫控制器可以具有开关信号发生器电路1204，该电路可以构造用以产生开关信号1203以符合任意所期望的回扫控制器开关信号定时(timing)，比如上面结合图1至图10所讨论的定时中的一个。该开关信号发生器电路1204可以包括任意类型的电路，比如上面结合图1至图10所讨论的类型的电路中的一个。 

回扫控制器1201可以具有控制电路1205。该控制电路可以具有比较器1207、阈值发生器电路1209、及OR门(或门)1211。阈值发生器电路1209可以构造用以产生阈值，在该阈值以上的表示斩波整流的AC电压的信号被认为处于导通周期，而在该阈值以下的表示斩波整流的AC电压的信号被认为处于截止周期。例如，该阈值可以设定为小于表示斩波整流的AC电压的信号的峰值的10％，小于该峰值的5％，或者一些其它的数值。 

比较器1207可以构造成将表示斩波整流的AC电压的信号的瞬态值与阈值发生器电路1209产生的阈值进行比较。在表示斩波整流的AC电压的信号比该阈值高的期间内，没有信号被传送到OR门1211，使得开关信号1203受开关信号发生器电路1204的输出的控制。但是，在表示斩波整流的AC电压的信号低于该阈值的期间内，比较器1207可以产生正输出，使得开关信号1203处于其接通状态，而与来自开关信号发生器电路1204的信号无关。 

图13示出了图12所示的回扫控制器中可以存在的波形。如图13中所示，当斩波整流的AC电压1301截止时，开关信号1203可以在周期1303期间保持为高。另一方面，当斩波整流的AC电压1301在周期1305期间被激发时，开关信号1203可以如通常的那样振荡以使回扫控制器的次级绕组中的平均输出电流处于期望水平。 

同样如图13中所示，开关信号1203可以在周期1305的开始时保持为高，由此在斩波整流的AC电压从截止周期切换到接通周期之 后开始开关信号的首次振荡。 

图12中所示电路的净效应可以是在调光控制未激发时将变压器的初级绕组加载到调光控制。这可以释放任何泄漏电流且由此防止在该截止周期期间的电压累积，而不要求任何其它的有源高压器件。另外或者替代地，可以使用用于实行同类型的对开关系统的信号控制的其它电路技术。 

已经说明的各种部件可以以任意方式封装。例如，包括回扫控制器的部件可以与其它的有源和无源部件封装在单个集成电路中、与其它有源和无源部件封装在一组集成电路中、或者与其它有源和无源部件封装在一组分立电路中。 

已经说明的全部各种电路可以通过任意的或者全部的组合相互连接使用。 

已经讨论过的部件、步骤、特性、益处和优点仅是说明性的。它们及其相关的讨论都不意图以任何方式限定保护范围。多种其它的实施方式也是可以预期的，包括具有更少的、另外的和/或不同的部件、步骤、特性、益处和优点的实施方式。所述部件和步骤也可以通过不同方式来布置和排序。 

短语“用于…的装置”当用在权利要求中时包括已经说明的结构和材料及它们的等同物。类似地，短语“用于…的步骤”当用在权利要求中时包括已经说明的行为及其等同行为。没有这些短语则意味着该权利要求不局限于任意相应的结构、材料、或行为或其等同内容。 

已经声明或说明的内容不意图使任意的部件、步骤、特性、目标、益处、优点或者对于公众等同的内容是专有的，这与它们是否在权利要求中提到无关。 

简言之，保护范围仅由权利要求书限定。该范围意图如与权利要求书所用语言合理地一致地宽泛并且意图涵盖全部的结构和功能等同内容。 

Claims (20)

1.一种回扫控制器，其产生用于控制输入电流到回扫变换器中的变压器的初级绕组的传送的开关信号，所述回扫变换器具有在所述变压器中的次级绕组并且由来自调光控制的AC输出驱动，所述AC输出基于所述调光控制的设定在一定相位角处被斩波，所述回扫控制器被构造成：

产生具有占空比的所述开关信号，该开关信号使所述变压器的所述次级绕组中的平均输出电流处于大体上恒定而可控的水平，所述回扫控制器包括：

跟踪输入，其构造用以接收表示所述调光控制的输出的瞬时幅值的调光输出跟踪信号；和

均值电路，其构造用以计算所述调光输出跟踪信号的平均值以产生表示所述调光输出跟踪信号的时间平均值的平均调光输出信号；和

当所述相位角超过阈值时，使所述变压器的所述次级绕组中的平均输出电流作为所述平均调光输出信号的函数而变化；

所述回扫控制器被构造成接收表示在所述变压器的次级绕组中的期望平均输出电流的期望平均输出电流信号，并且其中所述控制器被构造成当所述平均调光输出信号大于所述期望平均输出电流信号时使所述变压器的次级绕组中的平均输出电流大体上跟踪所述期望平均输出电流信号，而当所述平均调光输出信号小于所述期望平均输出目标电流信号时使所述平均输出电流大体上跟踪所述平均调光输出信号。

2.根据权利要求1所述的回扫控制器，其特征在于，所述回扫控制器被构造成使得所述相位角的阈值为0°。

3.根据权利要求1所述的回扫控制器，其特征在于，所述回扫控制器被构造成使得所述相位角的阈值为至少45°。

4.根据权利要求1所述的回扫控制器，其特征在于，所述回扫控制器被构造成使得所述相位角的阈值为至少90°。

5.根据权利要求1所述的回扫控制器，其特征在于，所述回扫控制器被构造成当所述相位角超过所述阈值时，使所述变压器的次级绕组中的所述平均输出电流大体上与所述平均调光输出信号成比例地变化。

6.根据权利要求5所述的回扫控制器，其特征在于，所述回扫控制器被构造成使得所述相位角的阈值为0°。

7.根据权利要求5所述的回扫控制器，其特征在于，所述回扫控制器被构造成使得所述相位角的阈值为至少45°。

8.根据权利要求5所述的回扫控制器，其特征在于，所述回扫控制器被构造成使得所述相位角的阈值为至少90°。

9.根据权利要求1所述的回扫控制器，其特征在于，所述回扫控制器包括积分器，所述积分器构造成对所述平均调光输出信号和表示所述变压器的次级绕组中的所述平均输出电流的信号的差进行积分。

10.根据权利要求1所述的回扫控制器，其特征在于，所述回扫控制器包括最小值电路，该最小值电路被构造成输出所述平均调光输出信号和所述期望平均输出目标电流信号中的较小者。

11.根据权利要求10所述的回扫控制器，其特征在于，所述回扫控制器包括积分器，所述积分器构造成对所述最小值电路的输出与表示所述变压器的次级绕组中的平均输出电流的信号之间的差进行积分。

12.根据权利要求1所述的回扫控制器，其特征在于，所述均值电路包括低通滤波器。

13.根据权利要求12所述的回扫控制器，其特征在于，所述被斩波的AC输出具有输出频率并且其中所述低通滤波器具有至少比所述输出频率小五倍的截止频率。

14.根据权利要求1所述的回扫控制器，其特征在于，所述回扫控制器包括被构造成当所述回扫变换器受来自所述调光控制的在所述调光控制的不同设定情况下的所述AC输出驱动时，增加所述回扫变换器的功率因子的电路。

15.一种回扫控制器，其产生用于控制输入电流到回扫变换器中的变压器的初级绕组的传送的开关信号，所述回扫变换器连接到一个或多个LED并且由来自调光控制的AC输出驱动，所述AC输出基于所述调光控制的设定在的一定相位角处被斩波，所述回扫控制器构造成产生具有占空比的所述开关信号，当所述相位角超过阈值时，所述开关信号使由一个或多个LED产生的光的亮度水平变化对于人眼表现为比如果所述亮度水平实际地以作为相位角的线性函数的方式变化时更为线性化的相位角的函数。

16.根据权利要求15所述的回扫控制器，其特征在于，所述回扫控制器被构造成产生具有占空比的开关信号，在所述相位角超过阀值时，所述开关信号使由一个或多个LED产生的光的亮度水平变化对于人眼表现为大体上线性的函数。

17.根据权利要求15所述的回扫控制器，其特征在于，所述相位角的阈值大于45°。

18.根据权利要求15所述的回扫控制器，其特征在于，所述相位角的阈值大于90°。

19.根据权利要求15所述的回扫控制器，其特征在于，所述相位角的阈值是0°。

20.一种回扫控制器，其产生用于控制输入电流到回扫变换器中的变压器的初级绕组中的传送的开关信号，所述回扫控制器连接到一个或多个LED并由来自调光控制的AC输出驱动，所述AC输出基于所述调光控制的设定在一定相位角处被斩波，所述回扫控制器包括：

用于产生具有占空比的所述开关信号的装置，当所述相位角超过阈值时，所述开关信号使由一个或多个LED产生的光的亮度水平变化对于人眼表现为比如果所述亮度水平实际地以作为相位角的线性函数的方式变化时更为线性化的相位角的函数；和

输出，在所述输出处所述开关信号被传送。

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