CN102236359A - 不随电源变化的带隙参考系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及不随电源变化的带隙参考系统。一种电子参考信号生成系统包括不随电源变化的带隙参考系统，该系统生成基本上不受体误差电流影响的一个或者多个带隙参考信号。在至少一个实施例中，带隙参考生成针对直流(DC)电源电压的一个范围而言基本上不变的带隙参考信号。此外，在至少一个实施例中，带隙参考系统在电源电压由于交流(AC)电压而变化时提供基本上不变的带隙参考信号。在至少一个实施例中，带隙参考系统生成基本上不受电源电压的变化影响并且不受体误差电流影响的带隙参考电压VBG、“与绝对温度成比例”(PTAT)的电流(“i_PTAT”)和“与绝对温度零相关”(ZTAT)的电流(“i_ZTAT”)。

Description

不随电源变化的带隙参考系统

技术领域

本发明一般地涉及电子领域，并且更具体地涉及一种不随电源变化的带隙参考系统。

背景技术

电子系统代表包括各种各样的系统，这些系统包括用于切换功率转换器的控制器、微处理器和存储器。电子系统包括数字、模拟和/或混合数字和模拟电路。经常使用分立、集成部件或者分立和集成部件的组合来实现电路。为了正确地操作，许多电子系统利用一个或者多个电压和/或电流参考生成器。在许多实例中，特别对于模拟电路，越精确的电路利用越精确的参考信号。因此，在许多实例中，参考生成器试图提供相对于电源电压和温度的变化稳定的参考信号。带隙参考代表一种用于供应参考信号的公认选择。一般而言，带隙参考是指利用在以不同电流密度操作的两个p-n结之间的电压差生成参考信号。

图1描绘了提供带隙参考电压VBG的带隙参考100。一般而言，带隙参考100基于在二极管102和104上的固有正偏置电压生成带隙参考电压VBG。带隙参考100从以接地参考101为参考的具有电压VCC的电压源接收功率。当正偏置时，二极管102和104具有相应正偏置电压VBE1和VBE2。电压VBE2是电压VBE1的分数。可以通过相对于二极管102增加二极管104的规格并且因此增加其电流密度，或者并联放置多个二极管以共同形成二极管104来实现电压VBE2与VBE1的期望比。运算放大器106通过根据差电压V_NN-V_NP驱动p沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(PMOSFET)112来维持与电压V_NP相等的电压V_NN。对于V_NN＞V_NP，电流i_C2减少，而对于V_NN＜V_NP，i_C2增加。电压V_NP在二极管D1的阴极。因而，令“R”为电阻器110和111的电阻值，并且“R1”代表电阻器108的电阻值，如下推导带隙参考电压VBG：

VBE2+i_C2·R1＝VBE1[1]

i_C2·R1＝VBE1-VBE2＝ΔVBE[2]

由于V_NN＝V_NP，i_C1＝i_C2，所以i_C1＝ΔVBE/R1[3]

i_C1·R＝V_NN-VBG＝(ΔVBE·R)/R1[4]并且

VBG＝VBE1+(ΔVBE·R)/R1[5]

在至少一个实施例中，尤其是随着电源电压VCC的改变和增加，半导体体材料中生成体误差电流而在。由于，例如，半导体器件诸如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)中的电流的热电子注入而出现体误差电流。体误差电流出现于例如“热”电子越过MOSFET的沟道区域中的能量势垒时。在体误差电流i_{体_误差}近似恒定的稳定环境中，带隙参考100提供相对稳定的带隙参考电压VBG。然而，在一些环境中，电源电压VCC的直流(DC)分量变化100-200％或者更多，例如6V＜VCC＜18V，并且电源电压VCC中的交流(AC)信号(诸如瞬变电压和脉动)可能引起电源电压VCC的高频变化。电源电压VCC的改变往往变化，并且因此使体误差电流i_{体_误差}不稳定。体误差电流i_{体_误差}的变化使电流i_C1和i_C2不稳定，并且因此使带隙参考电压VBG变化。带隙参考电压VBG的变化可能引起诸如模数转换器的电路中的误差，这些电路依赖于稳定带隙参考电压VBG以正确和准确工作。

发明内容

在本发明的一个实施例中，一种装置包括：带隙参考电路，用于生成基本上不随至少带隙参考电路的电源电压的直流值的改变而变化的一个或者多个带隙参考信号。该装置还包括：电流镜，耦合到带隙参考电路，用于接收和镜像控制信号。所述控制信号控制由带隙参考电路生成的一个或者多个带隙参考信号。该装置还包括：与绝对温度成比例的参考信号生成器，耦合于带隙参考电路与电流镜之间，用于根据带隙参考信号中的至少一个来生成一个或者多个与绝对温度成比例的电流。一个或者多个与绝对温度成比例的电流基本上不随至少带隙参考电路的电源电压的直流值的改变而变化。

在本发明的另一实施例中，一种方法包括：生成基本上不随至少带隙参考电路的电源电压的直流值的改变而变化的一个或者多个带隙参考信号。该方法还包括：接收控制信号；并且使用电流镜来镜像控制信号，以便控制由带隙参考电路生成的一个或者多个带隙参考信号。该方法还包括：根据带隙参考信号中的至少一个来生成一个或者多个与绝对温度成比例的电流。所述一个或者多个与绝对温度成比例的电流基本上不随至少带隙参考电路的电源电压的直流值的改变而变化。

在本发明的又一实施例中，一种系统包括：带隙参考电路，用于生成基本上不随至少带隙参考电路的电源电压的直流值的改变而变化的一个或者多个带隙参考信号。带隙参考电路包括第一和第二并行电流路径，各电流路径包括一个或者多个二极管，并且在带隙参考电路的操作期间的总二极管正向电压减少对于两个路径而言不同。该系统还包括：运算放大器，具有与带隙参考电路的第一并行电流路径耦合的反相节点和与带隙参考电路的第二并行电流路径耦合的非反相节点。运算放大器被配置成生成控制信号以维持经过带隙参考电路的第一和第二并行电流路径的相等电流。该系统还包括：电流镜，耦合到带隙参考电路，用于接收和镜像控制信号。该系统还包括：与绝对温度成比例的参考信号生成器，耦合于带隙参考电路与电流镜之间，用于根据带隙参考信号中的至少一个来生成一个或者多个与绝对温度成比例的电流。所述一个或者多个与绝对温度成比例的电流基本上不随至少带隙参考电路的电源电压的直流值的改变而变化。

附图说明

通过参照附图，可以更好地理解本发明，并且本领域技术人员可以明了其诸多目的、特征和优点。

图1(注为现有技术)描绘了带隙参考电路。

图2描绘了包括不随电源变化的带隙参考电路的电子参考信号生成系统。

图3描绘了图2的电子参考信号生成系统的一个实施例。

图4描绘了图3中的电子参考信号生成系统中的二极管的示例设计和布置。

图5描绘了图3的电子参考信号生成系统中的随时间变化的电源电压的电压-时间曲线图。

图6描绘了示例电阻器负反馈电路。

图7描绘了示例启动电流生成器。

图8描绘了交流(AC)补偿电路的一个实施例。

图9描绘了不随电源变化的参考电压生成电路。

具体实施方式

在至少一个实施例中，电子参考信号生成系统包括如下不随电源变化的带隙参考系统，该系统生成基本上不受体误差电流影响的一个或者多个带隙参考信号。在至少一个实施例中，带隙参考针对直流(DC)电源电压的一个范围生成基本上不变的带隙参考信号。此外，在至少一个实施例中，带隙参考系统在电源电压由于交流(AC)电压而变化时提供基本上不变的带隙参考信号。在至少一个实施例中，带隙参考系统生成基本上不受电源电压的变化影响并且不受体误差电流影响的带隙参考电压VBG、“与绝对温度成比例”(PTAT)的电流(“i_PTAT”)和“与绝对温度零相关”(ZTAT)的电流(“i_ZTAT”)。因此，在至少一个实施例中，尽管有电源电压的变化和体误差电流，电子参考信号生成系统仍然提供稳定的输出电压、i_PTAT电流和i_ZTAT电流作为用于任何电子电路的参考信号。

图2描绘了电子参考信号生成系统200，该系统包括用于生成带隙参考电压VBG的不随电源变化的带隙参考电路202。电子参考信号生成系统200还包括用于生成不随电源变化的电流i_PTAT的与绝对温度成比例的信号生成器204。电子参考信号生成系统200还可选地(如虚线所示)包括用于生成不随电源变化的i_ZTAT电流的与绝对温度零相关的信号生成器206。电子参考信号生成系统200还包括用于辅助运算放大器210维持恒定参考信号的电流镜208。

在至少一个实施例中，带隙参考电压VBG以电源电压VDDH+而不是接地参考电压GNDH为参考以帮助充分减少体电流对带隙参考电压VBG以及电流i_PTAT和i_ZTAT的影响。在电子参考信号生成系统200的操作期间，i_PTAT和i_ZTAT电流相对于电源电压VDDH的DC电压电平范围，并且在至少一个实施例中，还相对于电源电压VDDH的AC变化保持基本上不变。使用术语“基本上”是因为信号可以具有对使用带隙参考电压VBG或者i_PTAT或者i_ZTAT电流作为参考信号没有影响的少量变化。例如，在至少一个实施例中，对于电源电压VDDH从7.5V到14.5V的变化，带隙参考电压VBG近似改变1mV。术语“不变”意味着基本上无变化。电源电压VDDH的AC变化是，例如，瞬变电压，诸如，电源电压VDDH的尖峰、振铃(比如在DC电压上叠加的正弦波)和任何其它周期或者非周期扰动。

电子参考信号生成系统200包括用于向电流镜208提供输入电流i_OP的运算放大器210。PTAT信号生成器204和电流镜208在运算放大器210与带隙参考电路202之间提供反馈路径。运算放大器210驱动电流镜208以补偿电源电压VDDH+的变化，并且补偿误差电流，诸如体误差电流。电流镜208接收和响应来自运算放大器210的电流i_OP，并且驱动电流镜中的电流以控制带隙参考电路202中的带隙参考信号电流i_PTAT和带隙参考电压VBG。因此，来自运算放大器210的电流i_OP作用于控制经过电流镜208、PTAT信号生成器204和带隙参考电路202的反馈回路，以便维持不随电源变化的带隙参考电压VBG和不随电源变化的电流i_PTAT。

运算放大器210的相应正和负电压轨VDDH+和VDDH-相对于电源电压VDDH浮动。换而言之，电压轨VDDH+和VDDH-随着电源电压VDDH值的改变而改变值，使得VDDH+与VDDH-之差恒定。电压轨VDDH+和VDDH-相对于电源电压VDDH浮动为运算放大器210提供恒压电压源，并且允许运算放大器210基本上不受电源电压VDDH的变化影响。在至少一个实施例中，电源电压VDDH+的变化是体误差电流的主导来源。

图3描绘了电子参考信号生成系统300，该系统代表电子参考信号生成系统200的一个实施例。电子参考信号生成系统300包括带隙参考电路302，该电路代表带隙参考电路202的一个实施例。带隙参考电路302包括用于接收电源电压VDDH+的电压节点303。带隙参考电路302包括两个正偏置二极管D1和D2。二极管D1和D2具有相应正偏置电压VBE1和VBE2。电压VBE2是电压VBE1的分数。如随后更具体讨论的那样，可以通过相对于二极管D1增加二极管D2的规格或者并联放置多个二极管D2来实现电压VBE2与VBE1的期望比。运算放大器304维持与电压V_NP相等的电压V_NN。因此，在电阻器306上的电压是ΔVBE＝VBE1-VBE2。电阻器306的电阻值是R1。电阻器306的特定值R1是设计选择的问题。如随后更具体描述的那样，电阻值R1设置电流i_PTAT的值。电阻值R1被指出是可调的，这是因为改变值R1可以改变电流i_PTAT。在至少一个实施例中，使用常规电阻器负反馈网络(比如电阻器负反馈电路600(图6))来设置电阻值R1。带隙参考电路302还包括均具有电阻值R的电阻器308和310。由于电阻器308和310的对称，电流i_PTAT等于2·i_C1＝2·i_C2。由于电流i_C2＝ΔVBE/R1，所以电流i_PTAT＝2·ΔVBE/R1。如随后更具体讨论的那样，在电流i_PTAT与ΔVBE和R之间的关系造成电流i_PTAT不随电源电压变化。可以使用任何数目的串联和/或并联连接的电阻器来实施“电阻器”。

在至少一个实施例中，运算放大器304的电压轨VDDH+和VDDH-如结合运算放大器210描述的那样相对于电源电压VDDH+浮动。在至少一个实施例中，使用低电压器件来制作运算放大器304。在低电压器件一般比高电压器件更不易受热电子注入和相关体误差电流影响。运算放大器304的设计一般确定运算放大器304的DC偏移电压性质。一般而言，较高的DC电压偏移造成电阻器R1上的电压ΔVBE改变。为了使电压ΔVBE由于DC偏移电压所致的百分比改变最小，可以增加电压ΔVBE的值。如先前讨论的那样，电压ΔVBE的值由电压VBE2与VBE1之差设置。因此，在至少一个实施例中，可以通过相对于二极管D1的规格增加二极管D2的规格来增加电压ΔVBE的值。

二极管D2和D1的特定设计、布置和规格比是设计选择的问题。在至少一个实施例中，设计二极管D2和D1，使得ΔVBE充分大于运算放大器304的偏移电压，以便允许运算放大器304使V_NN与V_NP相等。图4描绘了图3的二极管D2和D1的示例设计和布置。参照图3和图4，在至少一个实施例中，二极管D2和D1被布置为二极管组402。在二极管组402中，二极管D2实际上是八个并联的二极管D2₀-D2₇，并且二极管D2₀-D2₇实际上被布置在围绕中心二极管D1的矩形图案中。各二极管D2₀-D2₇的规格与极管D1相同。二极管D2和D1的特定面积比是二极管D2和D1占用的面积数量与准确的电流i_PTAT之间的折衷。在至少一个实施例中，使用面积比8∶1，这是因为电流i_PTAT与相应二极管D1和D2的反向偏置电流i_S1和i_S2的自然对数函数成正比。因此，二极管D2的规格增加对电流i_PTAT的值具有减弱效果。

参照图3，如电子参考信号生成系统300的电流i_PTAT的以下推导中所示，电流i_PTAT的值不随电源电压变化：

i_C2＝(VBE1-VBE2)/R1[6]

$i_{C2}=[V_t\·\ln \left(\frac{i_{C1}}{i_{s1}}\right)-V_t\·\ln \left(\frac{i_{C2}}{i_{s2}}\right)]/R1---\left[7\right]$

$i_{C2}=[V_t\·\ln \left(\frac{i_{s2}}{i_{s1}}\right)]/R1---\left[8\right]$ 并且

$i_{\mathrm{PTAT}}=2\·[V_t\·\ln \left(\frac{i_{s2}}{i_{s1}}\right)]/R1---\left[9\right]$

“i_C1”和“i_C2”是经过二极管D1和D2的相应电流，R1是电阻器306的电阻值，V_t是二极管D1和D2的二极管热电压，“i_S1”和“i_S2”是二极管D1和D2的相应饱和电流。反向偏置电流i_S1与i_S2之比i_S2/i_S1是常数并且与VBE1-VBE2成比例。因此，电流i_PTAT的值独立于电源电压VDDH+并且也独立于体误差电流i_{体_误差}。

电子参考信号生成系统300还可选地包括不随电源变化的参考电压生成电路336。不随电源变化的参考电压生成电路336使用电流i_PTAT和i_ZTAT来生成不随电源变化的参考V_REF。随后参照图9描述不随电源变化的参考电压生成电路336的一个示例实施例。

图5描绘了随时间变化的电源电压VDDH+的电压-时间曲线图500。电源电压VDDH+的DC值可以随时间从VDDH+_MIN到VDDH+_MAX变化。VDDH+_MIN(DC)和VDDH+_MAX(DC)的特定值一般取决于电子参考信号生成系统300外部的因素，比如来自外部功率源(未示出)的可用电源电压值。在至少一个实施例中，VDDH+_MIN(DC)和VDDH+_MAX(DC)分别是7V和17.5V。在至少一个实施例中，电源电压VDDH+还经历AC变化，诸如，具有例如100MHz频率的高频瞬变电压502和504。可由任何数目的因素引起电源电压VDDH+的AC分量，这些因素比如是向电子参考信号生成系统300供应功率的外部功率源(未示出)提供的功率的瞬态改变，以及由于不理想电压整流所致的脉动电压。参照图3和图5，根据等式[9]，电流i_PTAT依赖于热电压V_t、电阻值R1和饱和电流比i_S1/i_S2。由于热电压V_t、电阻值R1和i_S1/i_S2的比独立于电源电压VDDH+的值，电流i_PTAT相对于电源电压VDDH+的改变而不变。

此外，在至少一个实施例中，电流i_PTAT和带隙参考电压VBG基本上不受体误差电流i_{体_误差}影响。PTAT信号生成器315直接根据经过电阻器312的电流i_PTAT生成PTAT电流i_PTAT0至i_PTATM。“M”是范围从0到电流i_PTAT副本数目的整数下标。M的值代表PTAT信号生成器315将供应的电流i_PTAT电流副本数目。“R2”是电阻器312的电阻值。为了生成PTAT电流i_PTAT0至i_PTATM，M+1个PMOSFET 330.0至330.M提供i_PTAT的M+1个副本。MOSFET 330.0-330.M具有与PMOSFET 316的栅极连接的公共栅极。PMOSFET 330.0-330.M生成M+1个相应PTAT电流i_PTAT0至i_PTATM。PTAT电流i_PTAT0至i_PTATM之和等于2·ΔVBE/R1。M+1个PTAT电流i_PTAT0至i_PTATM之和等于电流i_PTAT的值、即i_PTAT0+i_PTAT1+...i_PTATM＝i_PTAT。M+1个电流i_PTAT0至i_PTATM中的各电流称为电流i_PTAT的副本。如果M＞0，则电流i_PTAT0至i_PTATM是电流i_PTAT的定标副本。PTAT电流i_PTAT0至i_PTATM的特定值还是相应PMOSFET 330.0至330.M的规格的函数。在至少一个实施例中，由于PMOSFET更不易受体误差电流影响，在PTAT信号生成315中使用PMOSTFET允许电流i_PTAT0至i_PTATM基本上不受体误差电流影响。此外，在至少一个实施例中，PMOSFET 330.0-330.M的栅极连接到PMOSFET316的栅极以形成电流复制器，这允许所有PTAT电流i_PTAT0至i_PTATM基本上不受体误差电流影响。在至少一个实施例中，PTAT信号生成器315生成用于由任何其它电路，诸如，模数转换器、数模转换器和比较器(未示出)使用的电流i_PTAT的M+1个副本，这些电路利用“与绝对温度成比例”的电流。

电流镜314包括连接到NMOSFET 326的二极管，并且NMOSFET 326的栅极连接到NMOSFET 318的栅极。在至少一个实施例中，根据漏极电压V_D1与V_D2之差推导体电流i_{体_误差}，漏极电压V_D1与V_D2受相应NMOSFET318和326的电源电压VDDH+的变化影响。电流镜314代表电流镜208的一个实施例。NMOSFET 318被配置为源极跟随器，其具有与连接到PTAT信号生成器315的PMOSFET 316的二极管源极连接的源极端子。运算放大器304的输出电流i_OP驱动NMOSFET 318的栅极。任何体误差电流i_{体_误差}将改变电流i_PTAT的值，并且因此改变电流i_C1和i_C2的值。当电流i_C2的值改变时，电压V_NN相对于V_NP改变。运算放大器304包括用于将电压V_NN与V_NP之差转换成电流i_OP的跨导电路。电流镜314镜像电流i_OP，使得电流i_OP控制带隙参考电路302中的电流i_PTAT。运算放大器304生成用于调制电流i_PTAT的值以使电压V_NN与V_NP相等的电流i_OP。使电压V_NN与V_NP相等保证电流i_PTAT保持与2·ΔVBE/R1相等，并且因此，电流i_PTAT保持不受体误差电流i_{体_误差}影响。

电子参考信号生成系统300还生成不随电压电源变化的电流i_ZTAT。在至少一个实施例中，为了实现不随电压电源变化的电流i_ZTAT，调节电子参考信号生成系统300的一个或者多个电路参数使得d(VDDH+-V_B)/dT＝dR3/dT、即，电压VDDH+减去电压V_B的相对于温度改变的改变等于电阻值R3相对于温度的改变。在至少一个实施例中，偏置PMOSFET 316、320、322和324以及连接二极管的NMOSFET 316和326，以便在饱和区中操作。在至少一个实施例中，偏置PMOSFET 316、320、322和324以便在低于阈值的区域中操作。由于PMOSFET 322和324具有公共栅极，体电流误差纠正电路314保持PMOSFET 322的源极处的电压V_A与PMOSFET 324的源极处的电压V_B相等。因而电流i_ZTAT以电源电压VDDH+为参考，并且i_ZTAT＝(VDDH+-V_B)/R3。“R3”是电阻器328的电阻值。

电压V_B相对于电源电压VDDH+具有非零温度系数，即，VDDH+-V_B随温度变化。“温度系数”是一个因子，值按照该因子随温度改变而改变。“温度系数”一般在这里表示为“dX/dT”，其中dX是X针对温度改变dT的值改变。然而，电阻器328的温度系数dR3/dT与电压V_A的温度系数dV_B/dT成比例。一般而言，dR3/dT可以是正、负或者零。设置电压V_A的温度系数使得d(VDDH+-V_B)/dT等于dR3/dT。在至少一个实施例中，生成电压V_A和V_B使得di_ZTAT/dT＝0。

电压V_A＝VBE1+K·ΔVBE，因此，dV_A/dT＝dVBE1/dT+K·dΔVBE/dT。就温度系数而言，K·dΔVBE/dT是正温度系数，并且dVBE1/dT是负温度系数。在至少一个实施例中，“K”是电阻值之比，例如，K＝(R2+2R)/R1。dVBE1/dT和dΔVBE/dT的值是二极管D1以及二极管D1和D2的相应性质的函数，并且因此是固定的。因而，电阻值R、R1和R2可以设置成使得dV_B/dT＝dR3/dT，并且因此使电流i_ZTAT不随温度变化。因而设置R、R1和R2的值使得：

$\frac{\mathrm{dR}3}{\mathrm{dT}}=\frac{{\mathrm{dV}}_A}{\mathrm{dT}}=\frac{\mathrm{dVBE}1}{\mathrm{dT}}+\frac{R2+2R}{R1}\·\frac{\mathrm{d\ΔVBE}}{\mathrm{dT}}+\frac{\mathrm{d\ΔVgs}}{\mathrm{dT}}---\left[10\right]$

“ΔVgs”代表相应PMOSFET 320和316的栅极电压Vgs320和Vgs316之差、即，ΔVgs＝Vgs320-Vgs316。

在至少一个实施例中，ZTAT信号生成器317生成用于由诸如模数转换器、数模转换器和比较器(未示出)的任何其它电路使用的电流i_ZTAT的G+1个副本，这些电路利用具有“与绝对温度零相关”的电流(i_ZTAT)。“G”是范围从0到电流i_ZTAT副本数目加1的整数下标。G+1个PMOSFET332.0至332.G提供i_ZTAT的G+1个副本。MOSFET 332.0-332.G具有与PMOSFET 324的栅极连接的公共栅极。PMOSFET 332.0-332.G生成G+1个相应i_ZTAT电流：i_ZTAT0至i_ZTATG。由于PMOSFET 332.0-332.G的栅极连接到PMOSFET 324的栅极，所以电流i_ZTAT0至i_ZTATG也基本上不受体误差电流影响。

在至少一个实施例中，电子参考信号生成系统300包括相应可变电阻电路338、340、342、344、346.0-346.M和348.0-348.M中的一个或者多个。在至少一个实施例中，包括的每个可变电阻电路338、340、342、344、346.0-346.M和348.0-348.M连接到PMOSFET 316、320、322、324、330.0-330.M和332.0-332.G的相应源极。在至少一个实施例中，设置包括的每个可变电阻电路338、340、342、344、346.0-346.M和348.0-348.G的电阻以匹配相应PMOSFET 316、320、322、324、330.0-330.M和332.0-332.G的电压和电流特性。

图6描绘了示例电阻器负反馈电路600，并且代表可变电阻电路338、340、342、344、346.0-346.M和348.0-348.G的一个实施例。电阻器负反馈可以在电子参考信号生成系统300中用来设置电阻值，并且改进MOSFET性质的有效匹配。例如，电阻器负反馈可以用来匹配相应PMOSFET 316、320、322、324、330.0-330.M和332.0-332.M的电压和电流特性、准确设置ΔVBE、设置电阻器306的电阻值R1等。电阻器负反馈电路600包括N+1个电阻器602.0-602.N，其中“N”是大于或者等于1的整数下标。在至少一个实施例中，N的值并且因此电阻器602.0-602.N的数目N+1等于PMOSFET 330.0-330.M和332.0-332.G的数目。抽头604可以设置于任何点诸如点A，以设置电阻器负反馈电路600的电阻值。在图600的示例实施例中，电阻器负反馈电路600的电阻值等于电阻器602.1至602.N的电阻值之和。电阻器负反馈电路600中的电阻器数目和电阻器值是设计选择的问题。一般而言，增加电阻器数目提供更宽的电阻范围和/或更精细的电阻等级。

参照图3，在至少一个实施例中，电子参考信号生成系统300使用启动电流i_启动进入可预测的稳态操作，其中运算放大器304维持与V_NP相等的电压V_NN并且电流i_PTAT不等于零。由于启动电流i_启动可能例如受电源电压VDDH+和温度改变影响，所以在至少一个实施例中，启动电流i_启动是电流i_PTAT的一个小的百分比。例如在至少一个实施例中，i_启动≤0.01·i_PTAT。

图7描绘了用于生成启动电流i_启动的示例启动电流生成器700。启动电流生成器700利用如下电流镜，该电流镜包括与PMOSFET 704具有共同栅极的连接二极管的PMOSFET 702。DC电压源706提供参考电压V₁，并且电阻值为R_偏置1的电阻器708建立偏置电流。如果PMOSFET 702和704相同，则在偏置电阻器710上的电压V₂等于参考电压V₁。因此启动电流i_启动等于V₂/R_偏置1。在至少一个实施例中，二极管或者连接二极管的晶体管上的正偏置电压降生成电压V₁。由于电压V₁独立于电源电压VDDH+并且V₂/R_偏置1等于V₁，所以电流i_启动还独立于电源电压VDDH+。

图8描绘了瞬变补偿电路800的一个实施例，该电路响应AC瞬变诸如，图5的电源电压VDDH+的瞬变502和504，以维持不随电源变化的电流i_PTAT。参照图3和图8，在至少一个实施例中，瞬变补偿电路800替换体电流误差纠正电路314中的NMOSFET 318。瞬变补偿电路800包括经过NMOSFET 802和电容器804的高频主导路径。连接二极管的NMOSFET 806与NMOSFET 802具有公共栅极，并且该栅极由运算放大器304的输出电压V_OP驱动。NMOSFET 806在饱和区中偏置NMOSFET802。当电源电压VDDH+经历高频瞬变时，电压V_A和V_B(图3)以及电流i_PTAT也可以响应于该瞬变而改变。电容器804将NMOSFET 804的漏极分接到接地GNDH，并且因此，电流i_PTAT的任何高频分量也被分接到接地。NMOSFET 802具有比NMOSFET 808和NMOSFET 810更快的反应时间。因此，将NMOSFET 808旁路允许运算放大器304更快地恢复电压V_A与V_B之间的相等。因此，NMOSFET 802和806建立的电流路径称为“高频主导路径”。连接二极管的NMOSFET 810在饱和区中偏置NMOSFET 808。对于电流i_PTAT的低频值，NMOSFET 808主导电流i_PTAT的电流路径。因此，NMOSFET 808和810建立的电流路径称为“低频主导路径”。

图9描绘了不随电源变化的参考电压生成电路900。如先前讨论的那样，电流i_PTAT和i_ZTAT不随电源变化。不随电源变化的带隙参考电压生成电路900组合经过电阻分压器网络的电流i_PTAT和i_ZTAT以生成不随电源变化的参考电压V_REF。电阻分压器具有相应电阻值为R4和R5的两个电阻器902和904。根据等式[11]-[17]，可以设置R4和R5的值使得参考电压V_REF具有与绝对温度的零相关。

V_REF＝(R4+R5)·i_ZTAT+R5·i_PTAT[11]

V_REF＝V_ZTAT+J·V_PTAT[12]

dV_REF/dT＝dV_ZTAT/dT+J·dV_PTAT/dT  [13]

dV_ZTAT/dTαd(R4+R5)/dT[14]

J·V_PTAT＝[d(R4+R5)/dT]·i_ZTAT  [15]

V_PTAT＝R5·i_PTAT；and    [16]并且

J＝[d(R4+R5)/dT·i_ZTAT]/(R5·i_PTAT)[17]

“V_ZTAT”等于(R4+R5)·i_ZTAT，“α”是比例符号，并且“V_PTAT”等于R5·i_PTAT。温度系数dV_ZTAT/dT和dV_PTAT/dT的值是器件参数的函数。在至少一个实施例中，设置值R4和R5使得dV_REF。在至少一个实施例中，dV_ZTAT/dT等于-734ppm/℃并且dV_PTAT/dT等于(4129-724)ppm/℃。为了设置等于零的参考电压温度系数，dV_REF/dT＝dV_ZTAT/dT+J·dV_PTAT/dT＝0，因而J＝0.216。因此根据等式[17]，对于1.216V的参考电压V_REF，设置电阻值R4和R5使得V_ZTAT＝1V并且V_PTAT等于0.216V。

因此，电子参考信号生成系统生成不随电源变化的带隙参考电以及电流i_PTAT和i_ZTAT。此外，电子参考信号生成系统包括用于补偿体误差电流的体电流误差纠正。

虽然已经具体描述实施例，应当理解可以对其进行各种改变、替换和更改而不脱离如所附权利要求限定的本发明精神主旨和范围。

Claims (25)

1.一种装置，包括：

带隙参考电路，用于生成基本上不随至少所述带隙参考电路的电源电压的直流值的改变而变化的一个或者多个带隙参考信号；

电流镜，耦合到所述带隙参考电路，用于接收和镜像控制信号，其中所述控制信号控制由所述带隙参考电路生成的所述一个或者多个带隙参考信号；以及

与绝对温度成比例的参考信号生成器，耦合于所述带隙参考电路与所述电流镜之间，用于根据所述带隙参考信号中的至少一个来生成一个或者多个与绝对温度成比例的电流，其中所述一个或者多个与绝对温度成比例的电流基本上不随至少所述带隙参考电路的所述电源电压的直流值的改变而变化。

2.根据权利要求1所述的装置，其中所述电流镜包括用于生成所述控制信号的镜像的n沟道晶体管，并且所述与绝对温度成比例的参考信号生成器包括用于生成一个或者多个与绝对温度成比例的电流的p沟道晶体管。

3.根据权利要求1所述的装置，其中各与绝对温度成比例的电流基本上不随所述电流镜中的体误差电流变化。

4.根据权利要求1所述的装置，其中所述带隙参考信号基本上不随所述电源电压的瞬变而变化。

5.根据权利要求1所述的装置，其中所述带隙参考信号包括基本上不随至少所述带隙参考电路的电源电压的直流值的改变而变化的参考电压。

6.根据权利要求1所述的装置，还包括：

运算放大器，耦合于所述带隙参考电路与所述电流镜之间，其中在所述装置的操作期间，所述运算放大器响应所述带隙参考电路中的电压的改变，并且驱动所述电流镜中的电流以维持所述不随电源变化的带隙参考电压。

7.根据权利要求6所述的装置，其中所述运算放大器包括用于分别响应所述带隙参考电路的电压的交流和直流改变的低频主导路径和高频主导路径。

8.根据权利要求6所述的装置，其中所述电流镜包括栅极耦合到所述运算放大器、漏极耦合到所述带隙参考电路并且源极耦合到参考电压的源极跟随器场效应晶体管，其中所述运算放大器驱动所述场效应晶体管的栅极电压以补偿至少所述体误差电流。

9.根据权利要求1所述的装置，其中所述带隙参考信号之一是与绝对温度成比例的电流，并且所述与绝对温度成比例的参考信号生成器生成由所述带隙参考电路生成的所述与绝对温度成比例的电流的副本。

10.根据权利要求1所述的装置，其中所述装置还被配置成生成不随至少所述带隙参考电路中的电源电压的直流值的改变而变化的与绝对温度零相关的电流。

11.根据权利要求10所述的装置，还包括：

与绝对温度零相关，用于生成所述与绝对温度零相关的电流的至少一个副本，其中所述与绝对温度零相关的电流的所述副本不随至少所述带隙参考电路的电源电压的直流值的改变而变化。

12.根据权利要求1所述的装置，其中所述带隙参考电路以所述电源电压为参考。

13.一种方法，包括：

生成基本上不随至少带隙参考电路的电源电压的直流值的改变而变化的一个或者多个带隙参考信号；

接收控制信号；

使用电流镜来镜像所述控制信号，以控制由所述带隙参考电路生成的所述一个或者多个带隙参考信号；并且

根据所述带隙参考信号中的至少一个生成一个或者多个与绝对温度成比例的电流，其中所述一个或者多个与绝对温度成比例的电流基本上不随至少所述带隙参考电路的所述电源电压的直流值的改变而变化。

14.根据权利要求13所述的方法，其中

生成基本上不随所述电流镜中的体误差电流变化的一个或者多个与绝对温度成比例的电流。

15.根据权利要求13所述的方法，其中生成所述一个或者多个带隙参考信号还包括生成基本上不随所述电源电压的瞬变而变化的一个或者多个带隙参考信号。

16.根据权利要求13所述的方法，其中生成所述一个或者多个带隙参考信号还包括生成基本上不随至少所述带隙参考电路的电源电压的直流值的改变而变化的一个或者多个带隙参考信号。

17.根据权利要求13所述的方法，还包括：

生成控制信号以响应所述带隙参考电路中的电压的改变，并且驱动所述电流镜中的电流以维持所述一个或者多个带隙参考信号基本上不随至少所述带隙参考电路的电源电压的直流值的改变而变化。

18.根据权利要求17所述的方法，其中生成控制信号以响应所述带隙参考电路中的电压的改变还包括：

使用高频主导路径来生成所述控制信号，以响应所述带隙参考电路的电压的交流电压改变；并且

使用低频主导路径来生成所述控制信号，以响应所述带隙参考电路的电压的直流电压改变。

19.根据权利要求17所述的方法，其中所述电流镜包括栅极耦合到所述运算放大器、漏极耦合到所述带隙参考电路并且源极耦合到参考电压的源极跟随器场效应晶体管，其中所述运算放大器驱动所述场效应晶体管的栅极电压以补偿至少所述体误差电流。

20.根据权利要求13所述的方法，其中所述带隙参考信号之一是与绝对温度成比例的电流，并且根据所述带隙参考信号中的至少一个来生成一个或者多个与绝对温度成比例的电流还包括生成由所述带隙参考电路生成的所述与绝对温度成比例的电流的副本。

21.根据权利要求13所述的方法，还包括：

生成基本上不随至少所述带隙参考电路的所述电源电压的直流值的改变而变化的与绝对温度零相关的电流。

22.根据权利要求21所述的方法，还包括：

生成基本上不随至少所述带隙参考电路的所述电源电压的直流值的改变和体误差电流而变化的与绝对温度零相关的电流。

23.根据权利要求13所述的方法，还包括：

使所述带隙参考电路以所述电源电压为参考。

24.一种系统，包括：

带隙参考电路，用于生成基本上不随至少所述带隙参考电路的电源电压的直流值的改变而变化的一个或者多个带隙参考信号，其中所述带隙参考电路包括第一和第二并行电流路径，每个电流路径包括一个或者多个二极管，并且在所述带隙参考电路的操作期间的总二极管正向电压减少对于所述两个路径而言不同；

运算放大器，具有与所述带隙参考电路的所述第一并行电流路径耦合的反相节点和与所述带隙参考电路的所述第二并行电流路径耦合的非反相节点，其中所述运算放大器被配置成生成控制信号以维持经过所述带隙参考电路的所述第一和第二并行电流路径的相等电流；

电流镜，耦合到所述带隙参考电路，用于接收和镜像所述控制信号；以及

与绝对温度成比例的参考信号生成器，耦合于所述带隙参考电路与所述电流镜之间，用于根据所述带隙参考信号中的至少一个生成一个或者多个与绝对温度成比例的电流，其中所述一个或者多个与绝对温度成比例的电流基本上不随至少所述带隙参考电路的所述电源电压的直流值的改变而变化。

25.根据权利要求24所述的装置，其中所述装置还被配置成生成不随至少所述带隙参考电路的电源电压的直流值的改变而变化的与绝对温度零相关的电流。

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