CN102204197A - Ofdm信道估计方法和设备 - Google Patents

Abstract

根据例如先验导频间距信息从在时-频域中传送的不规则隔开的导频符号的较大图案辨别规则隔开的导频符号的较小图案。以较低复杂度单独处理规则隔开的导频符号的各个组，并且将结果组合以生成准确的时-频信道响应估计。根据实施例，不规则隔开的导频符号的集合在时-频窗口上传送。通过将导频符号编组为规则隔开的导频符号的子集，根据导频符号来估计信道响应。为规则隔开的导频符号的各子集生成作为该子集中包含的导频符号的函数的中间量。在时-频窗口上估计作为中间量的函数的信道响应。中间量是中间最小均方误差信道估计。

Description

OFDM信道估计方法和设备

技术领域

本发明通常涉及信道估计，更具体来说，涉及OFDM系统的信道估计。

背景技术

无线通信信道的响应由无线接收器估计，使得接收器能够对接收的数据符号进行相干解调。信道估计典型地使用称作导频符号的已知符号来执行。在OFDM(正交频分复用)系统中导频符号在时-频域中传送。导频符号对作为缓慢变化的二维过程的OFDM信道时-频响应进行取样。OFDM信道响应按常规根据导频符号使用最小均方误差估计(MMSE)、最大似然(ML)估计或者例如内插的未达最佳标准的其它方式来估计。

MMSE信道估计典型地要求关于信道统计的先验知识，并且因为在信道估计过程期间所执行的矩阵求逆而倾向于极为复杂。由MMSE估计器所执行的矩阵求逆的大小取决于导频符号观测的数量。在OFDM系统中，导频符号密度必须足够大，使得接收装置能够正确地重构时-频信道响应的准确表示。这又能够明显增加由MMSE信道估计器所执行的矩阵求逆的大小，从而显著增加MMSE估计复杂度。ML信道估计也倾向于比较复杂，但是不如MMSE估计那么复杂。当导频符号被规则地隔开时，ML估计能够使用在延迟-多普勒域中产生信道响应的二维FFT(快速傅立叶变换)过程来实现。

当导频符号间距不规则时，MMSE和ML估计器两者的复杂度均倾向于显著增加。许多类型的OFDM系统具有高导频符号密度和不规则的导频符号间距。例如，在IEEE(电气和电子工程师协会)标准802 16e(WiMAX)中规定的下行链路对于各OFDM符号具有120个导频。导频间距也是不规则的，意味着导频符号在不同时间和频率间隔传送。3GPP(第三代合作伙伴项目)的版本8中规定的长期演进(LTE)标准也要求不规则的导频符号间距。当导频符号不规则时，由常规MMSE估计器所执行的矩阵求逆显著增加。常规ML估计器的复杂度在该估计器处理不规则隔开的导频符号时也显著增加。当导频符号密度比较高但未达最佳标准并且为较低复杂度而牺牲准确性时，基于内插的技术能够用于执行信道估计。

发明内容

能够从在时-频域中传送的不规则隔开的导频符号的较大图案(pattern)辨别规则隔开的导频符号的较小图案。相应地，不规则隔开的导频符号能够在时-频域中被划分为规则隔开的导频符号的至少两个不同组。以较低复杂度来单独处理规则隔开的导频符号的各个组，并且将结果组合以生成准确的时-频信道响应估计。

根据实施例，不规则隔开的导频符号的集合在时-频窗口上传送。通过将导频符号编组为规则隔开的导频符号的子集，根据导频符号来估计信道响应。为规则隔开的导频符号的各子集生成作为该子集中包含的导频符号的函数的中间量。在时-频窗口上估计作为中间量的函数的信道响应。

当然，本发明并不局限于上述特征和优点。通过阅读以下详细描述并且通过参见附图，本领域技术人员将领会额外的特征和优点。

附图说明

图1示出无线接收器实施例的框图。

图2示出用于根据在时-频窗口上传送的不规则隔开的导频符号的集合来估计信道响应的方法的实施例。

图3示出编组为规则隔开的导频符号的子集的不规则隔开的WiMAX导频符号的实施例的标绘图。

图4示出编组为规则隔开的导频符号的子集的不规则隔开的LTE导频符号的实施例的标绘图。

图5示出用于根据规则隔开的导频符号的子集来估计信道响应的方法的实施例。

图6示出用于根据规则隔开的导频符号的子集来估计信道响应的方法的另一实施例。

具体实施方式

图1示出例如移动电话或无线局域网(LAN)适配器的无线接收器100的实施例。接收器100处理例如按照LTE、WiMAX等在时-频域中传送的OFDM信号。不规则隔开的导频符号在时-频域中传送，以便帮助在接收器100的信道估计。接收器100包括一个或多个天线110、前端电路120、基带处理器130和后处理器140。各天线110接收在多径衰落信道上传送的OFDM信号。所接收信号被例如一个或多个放大器、滤波器、混频器、数字化器等的前端电路120下变频到对应的基带信号。基带处理器130根据信道的估计对接收的数据符号进行解调。包含在基带处理器130中或者与其关联的信道估计器132生成信道估计。包含在基带处理器130中或者与其关联的导频符号划分单元134在时-频域中将不规则隔开的导频符号划分为规则隔开的导频符号的至少两个不同组。信道估计器132处理规则隔开的导频符号的较小子集而不是不规则隔开的导频符号的单个较大集合以便估计信道，从而在保持足够准确性的同时降低信道估计复杂度。基带处理器130例如通过对基带信号的各个分量进行加权和组合，使用信道估计来从解调的数据符号得到软比特值。基带处理器130向后处理器140提供软比特值供例如纠错等的后续处理。

图2示出由基带处理器130所实现的用于执行信道估计的程序逻辑的实施例。该程序逻辑开始于导频符号划分单元134在时-频域中将不规则隔开的导频符号的集合编组为规则隔开的导频符号的子集(步骤200)。信道估计器132为规则隔开的导频符号的各子集生成作为该子集中包含的导频符号的函数的中间量(步骤210)。信道估计器132还计算作为不同中间量的函数的信道响应估计(步骤220)。基带处理器130使用根据导频符号编组所得到的合成信道估计对接收的数据符号进行解调，如本领域中众所周知的那样。根据一个实施例，不规则隔开的导频符号根据先验导频间距信息来编组为规则隔开的导频符号的子集。

图3示出导频符号划分单元134如何根据先验WiMAX导频间距信息来对不规则隔开的导频符号的集合进行编组的实施例。按照WiMAX在特定时-频窗口上传送的导频符号被不规则地隔开，如图3所示。导频符号划分单元134将不规则隔开的导频符号图案划分为规则隔开的WiMAX导频图案的至少四个子集，并且识别与每个规则隔开的图案关联的导频符号。第一规则隔开的图案具有0的初始频率偏移(φ)和4的时间偏移(ψ)。第二规则隔开的图案具有0的初始频率偏移和8的时间偏移。第三规则隔开的图案具有1的初始频率偏移和0的时间偏移，并且第四图案具有1的初始频率偏移和12的时间偏移。各子集中包含的导频符号在频率(M＝14个副载波)和时间(N＝2)中被规则地分隔开。

图4示出导频符号划分单元134如何根据先验LTE导频间距信息来对不规则隔开的导频符号的集合进行编组的实施例。导频符号划分单元134在时-频窗口上将不规则隔开的LTE导频符号图案划分为至少两个规则隔开的导频图案。第一规则隔开的图案具有0的初始频率偏移(φ)和0的时间偏移(ψ)。第二规则隔开的图案具有4的初始频率偏移和3的时间偏移。各子集中包含的导频符号在频率(M＝6个副载波)和时间(N＝7)中被规则地分隔开。

在又一个实施例中，能够通过盲检测用于传送导频符号的通信模式将不规则隔开的OFDM导频符号编组为规则隔开的导频符号的子集。基带处理器130和/或导频符号划分单元134能够根据通信模式来确定导频符号图案是否不规则，并且如果是的话，则确定不规则图案是否能够被划分为较小的规则隔开的图案。通信模式可对应于传输技术(例如WiMAX、LTE等)，或者能够是与能够用于确定导频间距的无线信道上信息的传递相关的任何其它类型的信息。导频符号则根据通信模式编组为规则隔开的导频符号的子集。在各导频编组实施例中，信道估计器132根据规则隔开的导频符号的较小子集而不是不规则隔开的导频符号的单个较大集合来生成合成的信道估计。

图5示出其中使用MMSE模型来计算由信道估计器132为规则隔开的导频符号的各子集所得出的中间量的一个实施例。更详细来说，离散频域接收的OFDM样本能够表达为：

X[t，f]＝H[t，f]Λ[t，f]+Z[t，f]      (1)

其中，索引[t，f]对应于第t个OFDM符号中的第f个频率副载波，H[t，f]是在特定点的信道时-频响应，Λ[t，f]是传送的符号，以及Z[t，f]表示加性白高斯噪声(AWGN)。基带处理器130根据已知导频符号来估计信道响应H[t，f]，并且使用信道响应H[t，f]来对接收的数据符号进行相干解调。导频观测X[t，f]能够通过将这些观测排列为列向量来按照矩阵形式准确表达，如由下式给出：

X₁＝Λ₁H₁+Z₁                          (2)

其中，Λ₁是包含导频符号作为对角元素的对角矩阵，以及X₁、H₁和Z₁是分别与导频观测、信道和噪声对应的相同大小的列向量。

来自所有规则导频的观测能够堆叠到列向量中，如由下式给出：

能够通过引入下标，将等式(3)的列向量形式转换成矩阵形式，如由下式给出：

X_t＝Λ_tH_t+Z_t                         (4)

在一个实施例中，信道H[t，f]能够建模为具有下列相关性的二维零平均数白义平稳(WSS：White Sense Stationary)高斯随机过程：

Γ[t₁-t₂，f₁-f₂]≡E{H[t₁，f₁]H^*[t₂，f₂]}           (5)

由等式(5)所表示的信道相关性典型地是已知的，或者能够从以往的观测进行估计。MMSE信道估计能够根据信道统计和等式4的矩阵表示来用公式表示，如下面解释的那样。

更详细来说，假设H表示包含在将要在时-频域中估计的位置处的信道响应的列向量。例如，这能够是图3的窗口区域中所示的16个OFDM符号×56个频率副载波的任何部分。H的MMSE估计是取决于观测X_t的H的平均数，如由下式给出：

$\hat{H}\left(X_t\right)=E\left\{H\right|X_t\}={\mathrm{\Π}}_{\mathrm{HXt}}{\mathrm{\Π}}_{\mathrm{Xt}}^{-1}{X}_t$

$={\mathrm{\Π}}_{\mathrm{HHt}}{\mathrm{\Λ}}_t^H{({\mathrm{\Λ}}_t{\mathrm{\Π}}_{\mathrm{Ht}}{\mathrm{\Λ}}_t^H+{\mathrm{\σ}}_Z^{2}I)}^{-1}{X}_t---\left(6\right)$

其中，∏_Ht＝E{H_tH_t ^H}表示H_t的自协方差矩阵，∏_HHt＝E{HH_t ^H}是H与H_t之间的协方差矩阵，以及∏_HXt是H与X_t之间的类似定义的协方差矩阵。不同协方差矩阵中的元素能够使用等式(5)的信道相关性函数来得出。相应地，MMSE信道估计过程变为线性运算，该线性运算将导频观测向量X_t变换为包含在预期位置的信道估计的向量。

与在受到符号范围0≤t＜N_SYM和频率副载波范围0≤f＜N_SUB限制的时-频窗口上的第i个规则导频符号图案对应的导频符号观测500由下式给出：

其中，

表示频率偏移，ψ_i表示时间偏移，0≤n＜Q，0≤m＜K，N_SYM＝NQ并且N_SUB＝MK。在考虑规则隔开的导频符号的i个子集时，等式(4)的更准确矩阵表达由下式给出：

X_i；n，m＝Λ_iH_i；n，m+Z_i；n，m                    (8)

根据MMSE估计实施例，为规则隔开的导频符号的各子集得出的中间量是使用等式(6)和(8)计算的中间信道响应估计

其中索引i对应于考虑中的第i个规则隔开的导频图案500。因此，由导频符号划分单元134所确定的规则隔开的导频符号的各子集用于生成中间MMSE信道估计包含在信道估计器132中或者与其关联的信号组合器520组合不同的中间MMSE信道估计以形成合成的MMSE信道估计，如下式给出：

${\hat{H}}_{\mathrm{COMP}}[t,f]=\underset{t}{\mathrm{\Σ}}{\hat{H}}_i[t,f]---\left(9\right)$

图6示出其中使用延迟-多普勒模型来计算由信道估计器132为规则隔开的导频符号的各子集得出的中间量的另一个实施例。更详细来说，在延迟范围0≤τ＜K和多普勒范围0≤ν＜Q上定义的并且从第i个规则导频图案600得出的信道的中间延迟-多普勒图像610由下式给出：

$I_i[\mathrm{\τ},\mathrm{\ν}]=\underset{t=0}{\overset{N_{\mathrm{SYM}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{f=0}{\overset{N_{\mathrm{SUB}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_i[t,f]e^{\frac{j2\mathrm{\πf\τ}}{N_{\mathrm{SUB}}}-\frac{j2\mathrm{\π\νt}}{N_{\mathrm{SYM}}}}$

各中间延迟-多普勒图像I_i[τ，ν]610表示与第i个规则导频符号图案对应的大小(Q，K)的观测600的二维DFT(离散傅立叶变换)。不同偏移

的图案通过等式(10)中的首项进行相位调制。包含在信道估计器132中或者与其关联的信号组合器620组合不同的中间延迟-多普勒图像I_i[τ，ν]610以得到合成的延迟-多普勒图像，如下式给出：

$I_{\mathrm{COMP}}[\mathrm{\τ},\mathrm{\ν}]=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{I}_i[\mathrm{\τ},\mathrm{\ν}]---\left(11\right)$

基带处理器130和/或信道估计器132将合成的延迟-多普勒图像I_COMP[τ，ν]从延迟-多普勒域转换成时-频域，以便得到信道的合成估计

在一个实施例中，合成的延迟-多普勒图像由大小(N_SYM，N_SUB)的二维逆DFT(IDFT)函数630转换成时-频域。在一个实施例中，合成的延迟-多普勒图像I_COMP[τ，ν]在转换成时-频域之前被滤波。根据这个实施例，二维IDFT函数630在整个时-频窗口上执行，以便产生合成的信道估计

如下式给出：

${\hat{H}}_{\mathrm{COMP}}[t,f]=\underset{\mathrm{\τ}=0}{\overset{N_{\mathrm{SUB}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\mathrm{\ν}=0}{\overset{N_{\mathrm{SYM}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{I}_{\mathrm{COMP}}[\mathrm{\τ},\mathrm{\ν}]W[\mathrm{\τ},\mathrm{\ν}]e^{\frac{-j2\mathrm{\πf\τ}}{N_{\mathrm{SUB}}}}{e}^{\frac{j2\mathrm{\π\νt}}{N_{\mathrm{SYM}}}}---\left(12\right)$

其中，W[τ，ν]是去除取样伪影(artifact)的加窗函数。在一个实施例中，加窗函数W[τ，ν]是二维矩形(brick-wall)滤波器，它消除合成的延迟-多普勒图像在最大延迟-多普勒扩展外部的非零元素，如下式给出：

记住上述变型和应用范围，应当理解，本发明不受以上描述限制，也不受附图限制。本发明而是仅受随附权利要求书及其合法等效限制。

Claims (24)

1.一种根据在时-频窗口上传送的不规则隔开的导频符号的集合估计信道响应的方法，所述方法包括：

将所述导频符号编组为规则隔开的导频符号的子集；

为规则隔开的导频符号的各子集生成作为所述子集中包含的导频符号的函数的中间量；以及

在所述时-频窗口上估计作为所述中间量的函数的所述信道响应。

2.如权利要求1所述的方法，包括：根据先验导频间距信息将所述导频符号编组为规则隔开的导频符号的子集。

3.如权利要求1所述的方法，其中，将所述导频符号编组为规则隔开的导频符号的子集包括：

盲检测用于传送所述导频符号的通信模式；以及

根据所述通信模式将所述导频符号编组为所述规则隔开的导频符号的子集。

4.如权利要求1所述的方法，其中，将所述导频符号编组为规则隔开的导频符号的子集包括：

在所述时-频窗口上将不规则隔开的导频符号图案划分为多个规则隔开的导频符号图案；以及

识别与各规则隔开的导频符号图案关联的导频符号。

5.如权利要求4所述的方法，包括：在所述时-频窗口上将所述不规则隔开的导频符号图案划分为至少四个规则隔开的WiMax导频符号图案。

6.如权利要求4所述的方法，包括：在所述时-频窗口上将所述不规则隔开的导频符号图案划分为至少两个规则隔开的LTE导频符号图案。

7.如权利要求1所述的方法，其中，为规则隔开的导频符号的各子集生成作为所述子集中包含的导频符号的函数的中间量包括为各子集生成中间最小均方误差信道估计。

8.如权利要求7所述的方法，其中，估计作为所述中间量的函数的所述信道响应包括组合所述中间最小均方误差信道估计，以便形成合成的最小均方误差信道估计。

9.如权利要求1所述的方法，其中，为规则隔开的导频符号的各子集生成作为所述子集中包含的导频符号的函数的中间量包括为各子集生成中间延迟-多普勒图像。

10.如权利要求9所述的方法，其中，估计作为所述中间量的函数的所述信道响应包括：

组合所述中间延迟-多普勒图像，以便形成合成的延迟-多普勒图像；以及

将所述合成的延迟-多普勒图像从所述延迟-多普勒域转换到所述时-频域。

11.如权利要求10所述的方法，还包括：在转换成所述时-频域之前对所述合成的延迟-多普勒图像进行滤波。

12.如权利要求11所述的方法，其中，在转换成所述时频域之前对所述合成的延迟-多普勒图像进行滤波包括减少所述合成的延迟-多普勒图像在预定延迟-多普勒扩展外部的非零元素。

13.一种包括基带处理器的接收器，所述基带处理器配置成：

将在时-频窗口上传送的不规则隔开的导频符号的集合编组为规则隔开的导频符号的子集；

为规则隔开的导频符号的各子集生成作为所述子集中包含的导频符号的函数的中间量；以及

在所述时-频窗口上估计作为所述中间量的函数的信道响应。

14.如权利要求13所述的接收器，其中，所述基带处理器配置成根据先验导频间距信息将所述导频符号编组为规则隔开的导频符号的子集。

15.如权利要求13所述的接收器，其中，所述基带处理器配置成盲检测用于传送所述导频符号的通信模式，并且根据所述通信模式将所述导频信号编组为所述规则隔开的导频符号的子集。

16.如权利要求13所述的接收器，其中，所述基带处理器配置成在所述时-频窗口上将不规则隔开的导频符号图案划分为多个规则隔开的导频符号图案，并且识别与各规则隔开的导频符号图案关联的导频符号。

17.如权利要求16所述的接收器，其中，所述基带处理器配置成在所述时-频窗口上将所述不规则隔开的导频符号图案划分为至少四个规则隔开的WiMax导频符号图案。

18.如权利要求16所述的接收器，其中，所述基带处理器配置成在所述时-频窗口上将所述不规则隔开的导频符号图案划分为至少两个规则隔开的LTE导频符号图案。

19.如权利要求13所述的接收器，其中，所述基带处理器配置成为规则隔开的导频符号的各子集生成作为所述子集中包含的导频符号的函数的中间最小均方误差信道估计。

20.如权利要求19所述的接收器，其中，所述基带处理器配置成组合所述中间最小均方误差信道估计，以便形成合成的最小均方误差信道估计。

21.如权利要求13所述的接收器，其中，所述基带处理器配置成为规则隔开的导频符号的各子集生成作为所述子集中包含的导频符号的函数的中间延迟-多普勒图像。

22.如权利要求21所述的接收器，其中，所述基带处理器配置成组合所述中间延迟-多普勒图像，以便形成合成的延迟-多普勒图像，并且将所述合成的延迟-多普勒图像从所述延迟-多普勒域转换到所述时-频域。

23.如权利要求22所述的接收器，其中，所述基带处理器配置成在转换成所述时-频域之前对所述合成的延迟-多普勒图像进行滤波。

24.如权利要求23所述的接收器，其中，所述基带处理器配置成减少所述合成的延迟-多普勒图像在预定延迟-多普勒扩展外部的非零元素。

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