CN115913847A - 将具有不规则载波间隔的前导部分用于频率同步 - Google Patents

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Abstract

提供了将具有不规则载波间隔的前导部分用于频率同步。在一个实施例中，一种装置包括：射频（RF）前端电路，用于接收RF信号并将其下变频为第二频率信号，所述RF信号包括正交频分复用（OFDM）发射；耦合到RF前端电路的数字化器，用于将第二频率信号数字化为数字信号；以及耦合到数字化器以处理数字信号的基带处理器。基带电路包括具有第一多个相关器的第一电路，所述第一多个相关器具有不规则梳状结构，所述第一多个相关器中的每一个与载波频率偏移相关联，并且用于计算OFDM发射的前导的第一部分上的第一相关性。

Description

将具有不规则载波间隔的前导部分用于频率同步
技术领域
本申请要求于2021年9月30日以Frederic Pirot的名义提交的题为“System,Method And Apparatus For Irregular Pilot Comb For Robust Preamble CarrierOffset Synchronization”的美国临时申请号63/250,533、于2021年9月30日以FredericPirot的名义提交的题为“System, Method And Apparatus For Full Complex RandomPilot Sequence For Orthogonal Frequency Division Multiplexing SymbolGeneration”的美国临时申请号63/250,542以及于2021年9月30日以Frederic Pirot的名义提交的题为“System, Method And Apparatus For Frequency Hopped SuccessiveOrthogonal Frequency Division Multiplexing Symbols For Robust PreambleDetection And Synchronization”的美国临时申请号 63/250,555的权益，特此将其公开内容通过引用并入。
背景技术
在一些无线通信系统中，使用正交频分复用（OFDM）波形。这种波形使得能够使用具有几乎平坦的频谱的全部可用带宽，并且归因于添加的循环前缀，可能的是去除符号间干扰，在数据当中插入导频是容易的并且可以用于简单的同步/均衡。
在OFDM信号的情况下，尤其是在信噪比（SNR）非常低的突发系统中，由于前导符号的规则频率形状，传入信号的载波频率偏移（CFO）上的粗略同步有时估计得很差。因此，在非常低SNR下的OFDM信号的情况下，难以实现精确时间窗口内的符号同步。为此，通常使用可检测的信号重复。这将降低到几分贝（dB）的SNR。另一种技术是在信号上引入可检测的扰动。已知信号序列的如复相位反转之类的经典扰动通常可以降低到大约0dB的SNR。然而，对于低得多的SNR（例如-10dB下至-20dB），这些技术可能无效。
OFDM的另一个缺点是其高峰均功率比（PAPR）。该功率比是发射的重要方面，因为它影响到用全发射装备所能实现的最大发射功率。在现代标准中，有时在特别注意功耗对照发射功率的情况下设计前导。然而，在一些标准中，导频仅由二元序列调制，并且基于此，通常选择的导频序列是匹配其他条件的所有序列当中具有最小PAPR的一个。
发明内容
在一个方面，一种装置包括：射频（RF）前端电路，用于接收RF信号并将其下变频为第二频率信号，所述RF信号包括正交频分复用（OFDM）发射；耦合到RF前端电路的数字化器，用于将第二频率信号数字化为数字信号；以及耦合到数字化器以处理数字信号的基带处理器。基带电路包括具有第一多个相关器的第一电路，所述第一多个相关器具有不规则梳状结构，所述第一多个相关器中的每一个与载波频率偏移相关联，并且用于计算OFDM发射的前导的第一部分上的第一相关性。
在示例中，所述装置用于接收具有第一多个符号的前导的第一部分，所述第一多个符号中的每个符号具有多个载波，其中所述多个载波的第一子集具有非零值。所述装置可以接收包括N个载波的多个载波，其中N个载波中的N-M个是具有非零值的第一子集。N-M个载波中的至少一些载波具有不规则载波间隔。第一多个相关器的不规则梳状结构可以对应于N-M个载波中的至少一些载波的不规则载波间隔。所述装置可以接收由非N元复数序列形成的非零值。
在示例中，所述装置进一步包括快速傅立叶变换（FFT）引擎，用于接收OFDM发射并输出所述多个符号，每个符号具有频域中的所述多个载波。所述装置可以接收包括相同符号的所述第一多个符号。
第一电路可以包括载波频率偏移电路，用于基于由第一多个相关器计算的第一相关性来确定载波频率偏移。基带电路进一步包括具有第二多个相关器的第二电路，第二多个相关器中的每一个与时间相位相关联，前导的第二部分具有至少一个频率扰动，第二多个相关器中的每一个计算前导的第二部分上的第二相关性。所述装置可以进一步包括非易失性存储器，用于存储定义第一多个相关器的不规则梳状结构的第一配置设置。
在另一方面，一种方法包括：在接收器中接收OFDM发射；以及使用接收器的多个相关器对OFDM发射的第一前导部分执行频率估计，第一前导部分由多个符号形成，所述多个符号中的每一个具有N-M个非零载波，其中所述N-M个非零载波中的至少一些载波是不规则间隔的。
在示例中，所述方法进一步包括使用包括不规则间隔的梳状相关器组的多个相关器来执行频率估计，其中所述不规则间隔的梳状相关器组对应于N-M个非零载波中的至少一些载波的不规则间隔。所述方法可以进一步包括使用所述不规则间隔的梳状相关器组对第一前导部分执行粗略频率估计。所述方法可以进一步包括基于粗略频率估计并且使用所述不规则间隔的梳状相关器组对第一前导部分执行精细频率估计。所述方法可以进一步包括至少部分基于精细频率估计来配置接收器以便接收OFDM发射的数据部分。配置接收器可以包括调整用于将OFDM发射的RF信号下变频为较低频率信号的混频信号的频率。
在又一方面，一种系统包括：用于接收和发射RF信号的天线；和耦合到天线的集成电路。所述集成电路可以包括：发射器，用于生成和发射OFDM发射，发射器包括前导生成电路，用于生成具有第一多个符号的OFDM发射的前导的第一部分，所述第一多个符号中的每一个具有多个载波，其中所述多个载波的第一子集具有非零值，所述多个载波的第一子集的至少一些具有不规则载波间隔。
在示例中，所述集成电路包括第一存储装置，用于存储具有非零值的所述多个载波的第一子集的标识。发射器可以发射具有不规则载波间隔的前导的第一部分，以优化OFDM发射的接收器处的粗略频率处理。
附图说明
图1是根据实施例的方法的流程图。
图2是根据实施例的OFDM通信的前导的图形图示。
图3是根据实施例的发射器的框图。
图4是根据实施例的接收器的框图。
图5是第一前导部分的代表性不规则导频梳和接收器的多个相关器的对应不规则梳状结构的图形图示。
图6是示例前导的图形图示，该示例前导包括具有多个符号的第一部分、继之以也具有多个符号的第二部分。
图7是另一示例前导的图形图示，该示例前导包括第一部分、继之以第二部分。
图8是又一示例前导的图形图示，该示例前导包括第一部分、继之以第二部分。
图9是再另外示例前导的图形图示，该示例前导包括第一部分、继之以第二部分。
图10是具有移位序列的混频场景的示例前导的图形图示，该移位序列具有用于扰动的连续载波。
图11是并入实施例的代表性集成电路的框图。
图12是根据实施例的网络的高层图。
具体实施方式
在各种实施例中，可以提供无线通信的分组、帧或其他信息块的前导结构，以使能实现OFDM发射的更高效检测。为此，可以提供即使具有潜在的高载波频移也能容易检测到的前导。前导可以包括具有相对简单的波形结构的第一部分。该第一前导部分可以足够长以执行检测（DET）、粗略频率（CF）和精细频率（FF）算法（这意味着这些算法可以被配置为对时间上的帧开始位置不敏感）。接下来，为了检测分组的起始，可以为前导的第二部分提供扰动，例如，随时间逐符号的频率扰动。由于实施例可以在非常嘈杂的环境中操作，因此该前导部分可以具有相对长的扰动，以实现高效的粗略时间（CT）算法。该相同的第二前导部分和/或可选的第三前导部分（其可以由完整的完全已知的OFDM符号形成）可以用于向精细时间算法（FT）提供信息。
在无线电突发通信标准中，突发通常用前导、信号通知和有效载荷构成。前导用于：检测数据突发；时间上的粗略（近似）同步；频率上的粗略（近似）同步；时间上的精细（精确）同步；和频率上的精细（精确）同步。在给定的接收器中，至少部分基于作为前导架构和设计选择的函数，所有这些算法可以同时或相继执行。信号通知用于发射调制参数，并且有效载荷包含有用数据。
在OFDM系统中，时间上的粗略同步涉及以几个传入样本的精度（一般定义为OFDM符号大小的分数）来找到接收的OFDM符号。频率上的粗略同步涉及以1个OFDM载波间隔的精度找到传入信号的频率偏移。时间上的精细同步涉及从传入样本的精度开始找到接收的OFDM符号。频率上的精细同步涉及以1个OFDM载波间隔的分数的精度（通常为10%或更低）找到传入信号的残余频率偏移。
这种帧结构的完美说明是在无线智能泛在网络（Wi-SUN）网络中，在该网络中根据IEEE 802.15.4-2020规范使用OFDM。在该OFDM无线电突发标准中，根据该规范构造分组。在该规范中，对于给定的分组，存在1个前导；1个用于信号通知的PHY报头（PHR）；和1个有效载荷（PSDU）。前导分为2部分：短训练场（STF）；和长训练场（LTF）。在该前导中，LTF通常用于精细定时/精细频率和其他操作。STF通常用于检测、粗略频率、精细频率和粗略定时。该STF本身可以分为2部分：长的稳定的部分，用于：检测；频率粗略；和精细频率；以及在STF的末端处的短的（复相位扰动部分），其用于粗略定时。前导的频谱（符号在频域中的OFDM表示）具有基于由二元序列调制的规则间隔载波子集的频率结构。然而，这种基于Wi-SUN的实现可能在高噪声环境中工作得不好。
在实施例中，可以选择前导结构的各个方面，以使得能够在比Wi-SUN实现中可用的更长的范围和更低的信号水平上接收和处理传入的OFDM通信。更特别地，实施例可以用于使得能够以低至近似-130 dB的灵敏度水平接收OFDM通信。因此，实施例可以用于使能实现以较低灵敏度水平接收无线通信。更特别地，实施例可以用于接收低于噪声水平的信号，同时仍然检测和解调信号。
为此，可以为第一前导部分提供不规则载波间隔，以使得能够使用接收器中被调谐到该不规则载波间隔的相关器来实现更好的相关性。也就是说，这些相关器也可以具有不规则的梳状结构，以对应或匹配该不规则载波间隔。以此方式，这些相关器可以处理传入前导，以产生更好的自相关与互相关比，并且在强噪声的情况下，限制由于多个不同CFO相关器候选之间的相关模糊所致的差的粗略CFO估计的概率。
此外，在实施例中，可以实现更好的CFO处理，其中使用非N元（例如，非二元）的复数序列而不是Wi-SUN中所使用的基于调制二元序列的导频序列来生成该第一前导部分。仍另外的是，可以选择用于该非N元复数序列的值，以实现具有最小可能PAPR的发射。为了生成这样的序列，标准可以是例如OFDM符号内的导频位置（通常是规则的导频梳）；并且所有导频以相同的功率发射。在该示例的情况下，生成最小PAPR序列的自由度将是复数的复相位。
当然，可以使用具有不同发射功率的导频，并且可以通过优化每个载波的复相位和模来最小化PAPR。在任何情况下，可以针对导频的PAPR优化属性来选择导频的复数值，而没有其他序列考虑，诸如到二元序列的特定链路。
仍另外的是，在各种实施例中，可以在前导的第二部分中提供一系列频率扰动或载波移位（例如，在该第二前导部分期间从一个OFDM符号到下一个）。在这种布置的情况下，信号的时间和频率分量上均可能存在连续的扰动。利用适当的检测算法，可以在非常低（例如，负）的SNR下以可接受的时间扩展来检测符号开始，从而允许发射器和接收器之间更长的距离。
在一个实现中，扫频可以发生在第二部分中，其中该第二部分的原始OFDM符号从一个符号到下一个符号移位一个载波。另一种可能性可以是使用预定的跳频序列，其中原始OFDM符号从一个符号到下一个符号被移位一定数量的载波（遵循预定的跳频规则）。
现在参考图1，示出了根据实施例的方法的流程图。在图1中所示的高层视图中，方法100是由接收器执行的方法，用于接收和处理传入发射，更特别地，OFDM发射。如所示出的，方法100开始于在接收器中接收OFDM发射（块110）。应理解，接收器可以从与其无线耦合的发射器接收该发射。例如，在给定的网络中，可能存在多个设备，这些设备中的一些或全部可能能够通过独立的接收器和发射器电路和/或整合的收发器进行发射和接收两者。
在任何情况下，在图1中，该OFDM发射可以在接收器中被接收和处理。应理解，可以执行各种处理、包括射频（RF）处理，以接收、放大、滤波等，并进而将RF信号下变频到较低频率（例如，中频（IF）、低IF、基带等）。然后进而，该较低频率的信号被数字化，并且在转换成数字信号之后可以执行各种数字处理。
如图1中所图示，该处理可以包括对有效发射的到达执行检测（块120）。该检测可以至少部分基于对发射的前导的第一部分的检测。如本文将更全面描述的，突发的前导可以包括多个部分。
除了检测之外，可以对该第一前导部分执行粗略和精细频率估计（块130）。如图1中所示，接收器的不规则梳状相关器可以用在执行这些频率估计中，以确定载波频率偏移。这样的关于标识的载波频率偏移的信息可以用于接收器的补偿和其他配置。
仍然参考图1，接下来在块140处，可以对具有频率失真的第二前导部分执行粗略定时估计。更特别地，接收器的不规则梳状相关器和第二相关器可以用在该检测中。替代地，可以仅使用第二相关器来确定粗略定时。应注意，这种粗略定时因此在一些数量的传入样本（更一般地，作为OFDM符号大小的分数）内标识接收的OFDM符号的开始。
仍然参考图1，接下来在块150处，可以对该第二和/或可选的第三前导部分执行精细定时估计。这种精细定时估计可以用于以一个传入样本的精度标识接收到的符号开始。基于所确定的信息，即信号检测以及粗略和精细频率和定时估计，在块160处，接收器可以被配置为接收发射的数据部分。例如，可以在接收器信号处理路径的各个点处配置补偿，以适应任何载波频率偏移，并且确保信号处理（包括解调）正确地发生在给定符号的开始处。应理解，虽然在图1的实施例中以这种高层示出，但是许多变型和替代是可能的。
现在参考图2，示出了根据实施例的OFDM通信的前导的图形图示。如图2中所示，前导200包括分离的部分，包括第一部分210——也称为前导部分1，第二部分220——称为前导部分2，以及可选的第三部分230——其在给定的实现中可以存在也可以不存在。
应注意，在图2中，前导200以图形图示示出，具有沿着x轴的时域和沿着y轴的频域。如所示出的，第一部分210可以形成为简单波形，其可以用于信号检测以及粗略和精细频率估计（即粗略和精细载波频率偏移确定）的目的。如所图示的，该第一部分包括多个符号Pr-10-Pr 1N。尽管实施例在这方面不受限制，但是在一个特定示例中，第一部分210可以由40个符号形成。应注意，在图示中，这些符号中的每一个都可以提供相同的信息。具体地，第一部分210可以被实现为具有相对少量的非零载波2120-212x。由于每个符号提供相同的信息，因此这些非零载波示为水平线，其指示每个载波在每个符号中包括相同的值。同样重要的是，注意这些载波212中的至少一些具有不规则间隔。换句话说，在这些非零载波中的至少一些之间没有恒定的偏移。
如本文将要描述的，这些载波之间的不规则间隔可以用来更好地标识正确的载波频率偏移，因为接收器中的对应相关器可能具有类似的不规则梳状结构。尽管实施例在这方面不受限制，但是在一个示例中，可以存在十二个非零载波212。此外，虽然在不同的示例中可以提供不同数量的载波，但是每个符号可以存在64、128或256个载波，如由快速傅立叶变换（FFT）引擎（图2中未示出）生成的。更一般地，可以存在N-M个非零载波212（其中N大于M，N是符号中载波的总数，并且M是零载波的数量）。
仍然参考图2，第二部分220可以由不同数量的符号Pr-20-Pr 2Y形成。尽管实施例在这方面不受限制，但是在一个示例中，在该第二前导部分中可以存在十三个符号。如所示出的，每个符号可以是频率扰动的（从一个符号到下一个符号具有载波移位），因为活动非零载波（2140-214X）在不同的载波处。该频率扰动部分可以用于执行粗略定时估计，如本文将进一步描述的（也有可能用于精细定时估计）。应理解，在不同的实现中，可能存在各种频率扰动，包括扫频、跳频、混频等等。此外，虽然在该示例中示出了不规则载波间隔，但是活动非零载波214也有可能具有规则的间隔。还应理解，第二部分220中不需要存在与第一部分210中存在相同数量的活动非零载波。
进一步参考图2，前导200可以包括可选的第三前导部分230，其可以被实现为另外的多个符号Pr-30-Pr-3Z。在一个实施例中，这些符号中的每一个可以被形成为完整的完全已知的OFDM符号，其可以用于执行精细定时估计的目的（其中这样的精细定时估计不使用第二前导部分220来完成）。应理解，虽然在图2的实施例中以这种高层示出，但是根据实施例的前导的许多变型和替代可以是可能的。
现在参考图3，示出了根据实施例的发射器的框图。更具体地，如图3中所示，可以被实现为IoT或其他集成电路的收发器电路的一部分的发射器300包括数字信号处理器（DSP）310。在其他情况下，发射器300可以是独立的发射器。
在任何情况下，DSP 310可以处理要在OFDM发射中传送的信息。进而，消息信息（例如数字消息信息）被提供给基带处理器320。出于OFDM通信的目的，该消息信息可以被打包、调制和进一步处理。最后，可以在频域中作为各自具有多个载波的多个符号的消息信息可以经由逆傅立叶变换（IFT）引擎340被转换为时域信号。
应注意，在发射消息的实际内容之前，首先可以生成并发送前导。因此，如图3中所示，可以在基带处理器320内提供前导生成电路330。如所示出的，前导生成电路330包括多个前导生成器，包括第一前导生成器332和第二前导生成器336。尽管未示出，但是应理解，可以存在附加的前导生成电路来形成附加的前导部分，诸如可选的第三前导部分。
第一前导生成器332可以被配置为生成前导的第一部分。如所示出的，第一前导生成器332包括存储装置333和334，存储装置333和334可以存储包括活动载波列表和复调制值的信息。应注意，该信息可以存储在存储器结构中，诸如寄存器、随机存取存储器等。在不同实现中，该信息可以从非易失性存储装置（例如作为在初始化期间加载到发射器300中的固件的一部分）中获得。
在实施例中，活动载波列表可以是具有该第一前导部分的活动（非零）载波的标识的列表。如上面讨论的，可以存在不同数量的非零载波。在一个示例中，可能存在十二个非零载波。进一步如上面所讨论的，这些非零载波可以具有不规则的间隔。此外，可以使用如存储在存储装置334中的复调制值来调制这些非零载波。通过使用可能是非N元序列的复调制值，可以生成具有最小PAPR的该前导部分。
应理解，在图3的实现中，第一前导生成器332可以使用存储装置333、334中的信息来生成第一前导部分的符号，该符号已经使用复调制值选择了不规则间隔的非零载波。在其他情况下，第一前导生成器332可以被配置为生成第一前导部分，该第一前导部分具有用复调制值调制的规则间隔的非零载波。仍其他的变型是可能的。例如，在又其他实现中，另一种设计可以用于第一前导部分，诸如以另一种方式调制的不规则间隔的非零载波，诸如经由二元序列。
现在参考第二前导生成器336，其中包括存储装置337和频率扰动电路338。存储装置337可以存储初始载波列表，其标识哪些载波将对于第二前导部分的第一符号是活动的。频率扰动电路338可以被配置为通过在该第二前导部分期间从一个符号到下一个符号应用给定的载波移位或其他频率扰动来生成第二前导部分。以此方式，第二前导生成器336可以根据存储在存储装置337中的初始载波列表来生成第一符号。然后，可以根据频率扰动电路338的配置，从一个符号到下一个符号更新载波。例如，在该第二前导部分期间，通过经由频率扰动电路338调整活动载波，可以从一个符号到下一个符号发生一个或多个频移或跳频。
基带处理器320可以在时域中输出OFDM符号，使得对于给定的发射，首先生成并发送前导，并且然后发送具有消息内容的符号。如所示出的，OFDM发射可以经由数模转换器（DAC） 350转换成模拟信号。该信号可以在滤波器360中被滤波。此后，信号可以经由混频器370上变频到RF水平，混频器370从时钟生成器375接收混频信号。然后，RF信号可以在功率放大器380中放大，并经由天线390发射。应理解，虽然在图3的实施例中以这种高层示出，但是许多变型和替代是可能的。
现在参考图4，示出了根据实施例的接收器的框图。接收器400可以被实现为IoT或其他集成电路的收发器电路的一部分（并且因此在一些情况下，可以与图3的发射器300一起在单个IC中实现）。如所示出的，接收器400可以经由天线410接收传入的RF信号，天线410又耦合到低噪声放大器（LNA）415，低噪声放大器415可以放大信号并将它们提供给滤波器420。此后，RF信号可以经由混频器430被下变频为较低频率的信号，混频器430从时钟生成器435接收混频信号。所得的下变频信号可以在模数转换器（ADC）440中数字化，并且然后提供给基带处理器450进行进一步处理。
在基带处理器450内，可以执行采集操作，包括检测和载波频率偏移以及定时确定。因此，如所示出的，基带处理器450包括信号检测器452、CFO电路456和定时电路458。如进一步示出的，基带处理器450包括FFT引擎454，FFT引擎454可以取得传入的时域信号并将它们转换到频域，作为各自具有多个载波的符号流。此外，控制电路455存在并且可以基于信号检测、CFO确定和定时确定中的一个或多个来控制接收器配置，以适当地接收和处理传入发射。因此，如所示出的，控制电路455可以例如基于载波频率偏移的水平，向时钟生成器435发送控制信号，以更新混频信号的频率。在另一个示例中，控制电路455可以通过控制基带处理器450执行频率偏移补偿来使能实现对CFO的数字补偿。在不同的实现中，信号检测器452可以基于FFT引擎454输出的传入时域信号或频域信号来检测传入信号的存在。
如所示出的，CFO电路456包括第一多个相关器4570-n。如上所述，每个相关器457可以具有不规则的梳状结构，该梳状结构被设计成匹配传入第一前导部分的不规则载波间隔。尽管实施例在这方面不受限制，但是可以存在21个相关器457，每个相关器与给定的载波频率偏移相关联。相关器457可以通过执行自相关和/或互相关来确定相关结果。通过提供与该第一前导部分一起使用的不规则梳状结构，一个相关器可以完美地拟合目标梳状位置，而其他相关器拟合较差，使得这些其他相关器出现较差的相关结果。在实施例中，配置设置（存储在非易失性存储器中）可以用于定义不规则梳状结构。照此，当匹配相关器和其它相关器之间存在大的偏差时，可以容易地确定适当的载波频率偏移。CFO电路456可以向控制电路455提供该CFO确定（粗略的和精细的两者），以供在执行任何适当的补偿来补偿载波频率偏移时使用。
定时电路458又包括第二多个相关器4590-n。取决于实现，每个相关器459可以具有规则或不规则的梳状结构，该梳状结构被设计成匹配传入的第二前导部分的载波间隔。尽管实施例在这方面不受限制，但是可以存在20个相关器459，每个相关器与给定的时间相位相关联。在一些实施例中，可以使用来自相关器457和459两者的相关结果来标识第二前导部分的开始。在这些实施例中，当来自相关器459的相关结果超过来自相关器457的相关结果时，可以标识第二前导部分的起始。在另一种情况下，可以单独使用第二相关结果来标识该第二部分开始。
最后参考图4，传入消息信息可以被发送到解调器460，在解调器460中可以执行解调。应理解，虽然在图4的实施例中以这种高层示出，但是许多变型和替代是可能的。
如上面所讨论的，发射器可以生成在非零载波之间具有不规则载波间隔的第一前导部分。并且进而，接收器可以包括具有不规则导频梳状结构的相关器。现在参考图5，示出了第一前导部分的代表性不规则导频梳和接收器的多个相关器的对应不规则梳状结构的图形图示。如图5中所示，第一前导部分510具有一组有限的非零载波5120-51211。
图5进一步示出了具有不同CFO偏移（范围从零偏移到+3/-3的偏移）的相关器组520的相关结果。如在粗略频率算法的第一示例相关结果530中所见，粗略频率完美相关结果出现在CFO 0载波处，其具有12的完美相关水平（在该示例中）。在这种情况下，偏移0的相关性最大，并且除偏移+3（-3）之外的其他偏移的相关性为空，其中相关性为中等。
如图5中进一步所示，在粗略频率算法的第二示例相关结果540中，粗略频率完美相关结果出现在CFO -1载波处，其具有12的完美相关水平（在该示例中）。在这种情况下，偏移-1的相关性最大，并且除偏移+2之外的其他偏移的相关性为空，其中相关性为中等。
在这两种情况下（完美相关性），粗略频率算法检测到接收到的信号具有0（在第一示例530中）和-1（在第二示例540中）的粗略载波偏移。在这些示例中，如果接收到的信号具有比信号本身更强的噪声水平（负SNR），则偏移+3（在第二示例540中为+2）上的相关性可能潜在地看起来比偏移0（在第二示例540中为-1）上的相关性更高，这将以差的粗略频率估计结束。然而，使用不规则的梳状结构，由于与最佳偏移相比，替代偏移的相关水平更小，所以粗略频率算法上的坏决策的概率低得多。相比之下，在利用前导载波的均匀间隔的常规相关器中，替代偏移可以导致更接近最佳相关性得多的相关性，这潜在地导致粗略CFO确定中的误差。
第一前导部分的附加特征还可以使能实现针对功耗与发射功率优化的发射。更特别地，可以仔细选择用于生成非零载波的序列，以实现降低的PAPR，从而导致更好的功耗与发射功率。应注意，这样的序列设计可以用在如上所述的具有均匀载波间隔或非均匀不规则载波间隔的前导部分。并且虽然一些实施例可能期望利用不规则载波间隔和特殊的序列设计两者，但是应理解，在其他情况下，它们可以独立使用。
相比之下，诸如Wi-SUN中使用的常规前导实现二元序列来生成载波。更具体地说，得到下一个序列：[-1, -1, -1, 1, 1, 1, 1, -1, 1, 1, -1, 1] ，这是下一个二元序列[1, 1, 1, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 1, 0]的BPSK调制。该序列不是随机选择的。事实上，当在一组载波上进行BPSK调制时，给出最小PAPR的是12位二元序列。在Wi-SUN标准中，该PAPR超过2dB。在PAPR优化系统中，这样的水平可能不合期望地影响发射器性能。
在实施例的情况下，即使所有导频以相同的增益维持，前导序列也可以用于产生较小的PAPR。更具体地，在实施例中，可以生成复数序列，使得当在不同的所选子载波上应用这些复数时，符号的所得PAPR处于最小水平（或者至少尽可能小）。
这些复数可以利用这样的理解来生成，即这些数字的复相位部分不一定在接收器前导处理中使用。也就是说，复相位部分不用于执行检测、CFO确定或定时确定中的任何一个。照此，复相位部分可以被设置为任意或随机值，以优化发射信号的形状，从而实现更好的PAPR。
在实施例中，复数值可以被定义为随机或任意序列，其中每个复数值具有实部和虚部。这些单独的实部（x）和虚部（y）可以被平方并求和（作为x2 +y2），其中x和y分别是实部和虚部的随机值，从而导致给定复数值的平方和值的绝对值基本上等于1。当然，虽然在该示例中，在试图找到好的序列之前，选择模为1的约束，但是在其他情况下，可以选择不同的模或其他约束，并且调整复相位值以导致具有降低的PAPR的发射。
对于一个示例，假设使用具有位置[-24, -20, -16, -12, -8, -4, 4, 8, 12,16, 20, 24]的一组非零子载波，可以如表1中所示应用下面的任意复数序列。
表1
-0.661480 + I * -0.749963 -0.172436 + I * 0.985021 -0.007412 + I * 0.999973
0.884100 + I * -0.467298 -0.883648 + I * -0.468151 0.932095 + I * 0.362214
-0.607242 + I * 0.794517 -0.427617 + I * -0.903960 0.541015 + I * -0.841013
0.993106 + I * -0.117219 0.332095 + I * -0.943246 0.982724 + I * -0.185078]
着眼于第一个复数（-0.661480 + I*-0.749963），当各个分量被平方并求和时，得到基本上为1（近似为0.998）的平方和。对于上面的示例，64载波OFDM符号可以用基本上1.23dB的PAPR来生成。
当然，虽然上面对于一个示例说明了具体数字，但是应理解，在其他实施例中可以使用任意复数的许多其他组合。此外，这些数字不需要具有上面所示的精度（6位），并且在其他情况下可以以更大或更小的精度进行选择。
根据Wi-SUN规范，其前导在末尾具有复相位扰动。该逆复相位区段用于粗略定时。然而，这样的复相位扰动仅为正SNR（或低至-2 -3dB）给予良好的同步。
在实施例中，为了使得接收器能够接收并成功处理较弱的信号，可以使用第二前导部分，该第二前导部分具有的波形具有频率扰动而不是复相位扰动。在示例实施例中，该前导部分可以具有基于OFDM子载波调制的已知模式的波形。在一个示例中，扰动基于从一个OFDM符号到下一个OFDM符号的频率跳变。通过这样做，如果粗略和精细频率算法在第一步长期间已经收敛，则粗略时间算法将从整个时间/频率平面恢复信息。在一些情况下，在该频率扰动部分上可能存在逐符号调制。
对于该波形，不同的场景是可能的。在一个实现中，频率步长是规则的（从1个符号到下一个符号），也称为扫频场景。
如图6中所示，前导600（其可以是前导部分之间的前导的过渡区段）包括具有多个符号（在时域中）的第一部分610，继之以也具有多个符号的第二部分620。在该示例中，在第一部分610中，每个非零载波（在频域中）具有相同的值（一般示为1或-1值；当然，包括复数值在内的不同值可以用于调制这些载波）。并且在第一部分610中，非零载波是静态的，因为它们不跨符号改变。然后第二部分620（具有类似的通用1或-1值，以便不模糊频率扰动方面；然而应理解，在第二部分620中可能存在逐符号调制）通过一个载波从一个符号到另一个符号的扫频来提供频率扰动。当然，在其他示例中，符号之间的扫频可以多于单个载波，并且可以在正或负方向上前进。
在另一种场景中，频率步长是不规则的（从一个符号到下一个符号），也称为跳频场景。如图7中所示，前导700（其可以是前导部分之间的前导的过渡区段）包括第一部分710、继之以第二部分720。在该示例中，在第一部分710中，每个非零载波具有相同的静态值，并且第二部分720通过将载波从一个符号跳频到另一个符号来提供不同的频率扰动。如图7（其是跳频场景的一个示例）中所示，存在3个载波的正跳变，然后是2个载波的负跳变，继之以1个载波的正跳变，又继之以2个载波的负跳变。该序列可以持续第二前导720的剩余部分，或者在再次前进通过该序列之前，调频序列可以包括附加的跳变。当然，在其他示例中，符号之间的跳频可以变化。
在又一种场景中，频率步长是规则的（从一个符号到下一个符号），首先具有跳频，也称为混频场景。如图8中所示，前导800（其可以是前导部分之间的前导的过渡区段）包括第一部分810、继之以第二部分820。在该示例中，在第一部分810中，每个非零载波具有相同的静态值，并且第二部分820通过混频提供不同的频率扰动。如该示例中所示，从第一部分810的最后一个符号到第二部分820的第一个符号存在两个载波的初始跳频（在正频率方向上）。并且然后一个载波的扫频（在负频率方向上）从一个符号前进到下一个符号。当然，其他示例是可能的。例如，混频场景可以首先采取扫频的形式，继之以跳频。或者可能出现多个扫频和跳频的组合。
应注意，频率扰动序列可以不同于用于第一前导部分的序列。现在参考图9，前导900（其可以是前导部分之间的前导的过渡区段）包括第一部分910、继之以第二部分920。在该示例中，在第一部分910中，每个非零载波具有相同的静态值，并且第二部分920通过扫频提供不同的频率扰动。应注意，在该示例中，在两个前导部分中存在不同数量的非零载波，并且因此第二前导920不使用与第一前导910相同的序列。虽然该示例示出了扫频情况，但是跳频和混频场景可以类似地利用不同前导部分的不同序列。此外，在该示例中，部分910和920中活动载波的数量不同，可以对每个符号应用调整增益以调整平均功率。
在又一实现中，扰动区可以是使用连续载波的连续序列。该扰动部分可以基于已知的OFDM符号，该符号利用已知的跳频序列从一个符号移位到下一个符号，而不管前导的先前部分如何。
现在参考图10，示出了具有移位序列的混频场景，该移位序列具有用于扰动的连续载波。如图10中所示，前导1000（其可以是前导部分之间的前导的过渡区段）包括第一部分1010、继之以第二部分1020。在该示例中，在第一部分1010中，每个非零载波具有相同的静态值，并且第二部分1020首先利用跳频、继之以扫频来提供频率扰动。并且应注意连续载波的存在。因此，可能的是，频率扰动不一定与活动载波梳链接，而是甚至可以与连续活动载波符号一起使用。当然，在其他示例中可以使用不同的场景。再次在该示例中，部分1010和1020中活动载波的数量不同，可以对每个符号应用调整增益以调整平均功率。
现在参考图11，示出了包括如本文所述的收发器电路的代表性集成电路1100的框图。在图11中所示的实施例中，集成电路1100可以是例如微控制器、可以根据一个或多个无线协议（例如，WLAN-OFDM、WLAN-DSSS、蓝牙等）操作的无线收发器，或者可以在包括感测、计量、监视、嵌入式应用、通信、应用等各种用例中使用并且可以特别适用于在IoT设备中使用的其他设备。
在所示的实施例中，集成电路1100包括存储器系统1110，在实施例中，存储器系统1110可以包括诸如闪速存储器的非易失性存储器和诸如RAM的易失性存储装置。在实施例中，该非易失性存储器可以被实现为可以存储指令和数据的非暂时性存储介质。这样的非易失性存储器可以存储指令，包括用于生成和处理前导的指令，以及用于生成具有特定不规则梳状结构的前导和/或使用非N元复数值和/或本文所述的频率失真的数据。
存储器系统1110经由总线1150耦合到数字核心1120，数字核心1120可以包括充当集成电路的主处理单元的一个或多个核心和/或微控制器。数字核心1120又可以耦合到时钟生成器1130，时钟生成器1130可以提供一个或多个锁相环或其他时钟生成器电路，以生成供IC的电路使用的各种时钟。
如进一步图示的，IC 1100进一步包括功率电路1140，其可以包括一个或多个电压调节器。取决于特定实现，可以可选地存在附加电路，以提供各种功能性和与外部设备的交互。这样的电路可以包括：接口电路1160，其可以提供与各种片外设备的接口；传感器电路1170，其可以包括各种片上传感器、包括数字和模拟传感器，以感测期望的信号，诸如用于计量应用等。
此外，如图11中所示，可以提供收发器电路1180来使能实现无线信号的发射和接收，例如，根据一个或多个局域或广域无线通信方案，诸如Zigbee、蓝牙、IEEE 802.11、IEEE802.15.4、蜂窝通信等。如所示出的，收发器电路1180包括PA 1185，该PA 1185可以发射如本文所述的具有低PAPR的OFDM信号。应理解，虽然以该高层视图示出，但许多变型和替代是可能的。
应注意，诸如本文描述的IC可以在诸如IoT设备的各种不同设备中实现。作为两个示例，该IoT设备可以是家庭或工业自动化网络的智能灯泡，或用于智能公用事业网络（例如其中通信根据IEEE 802.15.4规范或其他此类无线协议的网状网络）中的智能公用事业仪表。
现在参考图12，示出了根据实施例的网络的高层图。如图12中所示，网络1200包括各种设备，包括智能设备，诸如IoT设备、路由器和远程服务提供商。在图12的实施例中，网状网络1205可以存在于具有多个IoT设备12100-n的位置。这样的IoT设备可以生成和处理OFDM分组的前导，如本文所述。如所示出的，至少一个IoT设备1210耦合到路由器1230，路由器1230又经由广域网1250（例如，互联网）与远程服务提供商1260通信。在实施例中，远程服务提供商1260可以是处理与IoT设备1210的通信的公用事业的后端服务器。应理解，虽然在图12的实施例中以该高层示出，但是许多变型和替代是可能的。
虽然已经关于有限数量的实现描述了本公开，但是受益于本公开的本领域技术人员将从中领会许多修改和变型。所附权利要求旨在覆盖所有这样的修改和变型。

Claims (20)

1.一种装置，包括：
射频（RF）前端电路，用于接收RF信号并将其下变频为第二频率信号，所述RF信号包括正交频分复用（OFDM）发射；
耦合到RF前端电路的数字化器，用于将第二频率信号数字化为数字信号；以及
耦合到数字化器以处理数字信号的基带处理器，其中基带电路包括具有第一多个相关器的第一电路，所述第一多个相关器具有不规则梳状结构，所述第一多个相关器中的每一个与载波频率偏移相关联，并且用于计算OFDM发射的前导的第一部分上的第一相关性。
2.根据权利要求1所述的装置，其中所述装置用于接收具有第一多个符号的前导的第一部分，所述第一多个符号中的每个符号具有多个载波，其中所述多个载波的第一子集具有非零值。
3.根据权利要求2所述的装置，其中所述装置用于接收包括N个载波的多个载波，其中所述N个载波中的N-M个载波是具有非零值的第一子集。
4.根据权利要求3所述的装置，其中所述N-M个载波中的至少一些载波具有不规则载波间隔。
5.根据权利要求4所述的装置，其中所述第一多个相关器的不规则梳状结构对应于N-M个载波中的至少一些载波的不规则载波间隔。
6.根据权利要求3所述的装置，其中所述装置用于接收由非N元复数序列形成的N个非零值。
7.根据权利要求2所述的装置，进一步包括快速傅立叶变换（FFT）引擎，用于接收OFDM发射并输出所述多个符号，每个符号具有频域中的所述多个载波。
8.根据权利要求2所述的装置，其中所述装置用于接收包括相同符号的所述第一多个符号。
9.根据权利要求1所述的装置，其中第一电路包括载波频率偏移电路，用于基于由所述第一多个相关器计算的第一相关性来确定载波频率偏移。
10.根据权利要求9所述的装置，其中基带电路进一步包括具有第二多个相关器的第二电路，所述第二多个相关器中的每一个与时间相位相关联，所述前导的第二部分具有至少一个频率扰动，所述第二多个相关器中的每一个用于计算所述前导的第二部分上的第二相关性。
11.根据权利要求1所述的装置，进一步包括非易失性存储器，用于存储定义所述第一多个相关器的不规则梳状结构的第一配置设置。
12.一种方法，包括：
在接收器中接收正交频分复用（OFDM）发射；和
使用接收器的多个相关器对OFDM发射的第一前导部分执行频率估计，第一前导部分由多个符号形成，所述多个符号中的每一个具有N-M个非零载波，其中所述N-M个非零载波中的至少一些载波是不规则间隔的。
13.根据权利要求12所述的方法，进一步包括使用包括不规则间隔的梳状相关器组的多个相关器来执行频率估计，其中所述不规则间隔的梳状相关器组对应于N-M个非零载波中的至少一些载波的不规则间隔。
14.根据权利要求13所述的方法，进一步包括使用所述不规则间隔的梳状相关器组对第一前导部分执行粗略频率估计。
15.根据权利要求14所述的方法，进一步包括基于粗略频率估计并且使用所述不规则间隔的梳状相关器组对第一前导部分执行精细频率估计。
16.根据权利要求15所述的方法，进一步包括至少部分基于精细频率估计来配置接收器以便接收OFDM发射的数据部分。
17.根据权利要求16所述的方法，其中配置接收器包括调整用于将OFDM发射的射频（RF）信号下变频为较低频率信号的混频信号的频率。
18.一种系统，包括：
用于接收和发射射频（RF）信号的天线；和
耦合到天线的集成电路，所述集成电路包括：
发射器，用于生成和发射正交频分复用（OFDM）发射，发射器包括前导生成电路，用于生成具有第一多个符号的OFDM发射的前导的第一部分，所述第一多个符号中的每一个具有多个载波，其中所述多个载波的第一子集具有非零值，所述多个载波的第一子集的至少一些具有不规则载波间隔。
19.根据权利要求18所述的系统，其中集成电路包括第一存储装置，用于存储具有非零值的所述多个载波的第一子集的标识。
20.根据权利要求19所述的系统，其中发射器用于发射具有不规则载波间隔的前导的第一部分，以优化OFDM发射的接收器处的粗略频率处理。
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