CN102185513B

CN102185513B - 一种光伏发电并网逆变器的并联结构及其控制方法

Info

Publication number: CN102185513B
Application number: CN201110129835.3A
Authority: CN
Inventors: 颜湘武; 张波; 董清; 张珍
Original assignee: North China Electric Power University
Current assignee: Beijing Zhiyucheng Technology Co ltd
Priority date: 2011-05-18
Filing date: 2011-05-18
Publication date: 2014-03-26
Anticipated expiration: 2031-05-18
Also published as: CN102185513A

Abstract

本发明公开了属于可再生能源技术领域的一种光伏发电并网逆变器的并联结构及其逆变器控制方法。所述光伏发电并网逆变器的拓扑电路结构分为单相电压型PWM逆变器的并联结构、三相电压型PWM逆变器的并联结构，其控制方法是基于电网电压定向的矢量控制技术，采用电压外环、电流内环控制方式，将所并联的电压型PWM逆变器控制电路的外环调节器独立出来，形成一个公用的统一外环调节器，各逆变器控制策略简化为单闭环电流控制，以解决并联电压型PWM逆变器能量流向的一致性问题，避免环流的产生；并克服了电压型PWM逆变器并联均流的难题，从而，电压型PWM逆变器多模块并联实现了大功率化、积木化、规模化应用。

Description

一种光伏发电并网逆变器的并联结构及其控制方法

技术领域

本发明属于可再生能源技术领域，特别涉及一种光伏发电并网逆变器的并联结构及其控制方法。

背景技术

光伏并网发电系统的核心是并网逆变器，光伏并网系统从结构上可以分为工频和高频两种。工频并网逆变器首先通过DC／AC变换器将光伏电池输出的直流电能转换为交流电能，然后通过工频变压器和电网相连，完成电压匹配以及与电网的隔离，实现并网发电。工频并网逆变器由于带有工频变压器，存在体积大、效率低、成本高等缺点。

高频并网逆变器首先通过DC／DC变换器将光伏电池输出的直流电压提升至一定的水平，然后通过DC／AC逆变器与电网相连，将能量馈入电网。高频并网逆变器可以减小隔离变压器和滤波器的体积，降低系统成本。

目前，具有代表性的光伏发电并网主电路拓扑结构可分为单级电路拓补结构和两级电路拓扑结构。单级电路拓扑结构通过一级能量变换实现最大功率跟踪和并网逆变两个功能，这样可提高系统的效率、减小系统的体积和重量、降低系统成本，从而提高了光伏并网发电系统的经济性。

两级电路拓扑结构的前级采用斩波升压（Boost）电路实现升压变换和电气隔离，后级采用PWM电压型逆变器以稳定直流母线电压，并将能量馈入电网。光伏并网逆变系统由太阳能电池阵列、斩波升压变换器或隔离直流－直流（DC/DC）变换器、三相PWM有源逆变桥、滤波电感及电网组成。

具有两级电路拓扑结构的光伏并网逆变系统中，DC/DC变换器实现光伏阵列的最大功率跟踪控制（MPPT）和升压变换以及电气隔离；DC/AC逆变器实现直流逆变为交流和并网控制的功能。DC/DC变换和DC/AC变换独立控制，各自控制目标明确；由于具有DC/DC直流升压变换，光伏阵列的电压等级选择范围更广。光伏阵列的输出电压经DC/DC变换电路控制后变得稳定，对逆变器工作影响小，控制系统设计也相对简单。因此，具有两级电路拓扑结构的光伏并网逆变系统能获得较大的输出功率、正弦波的并网电流和高功率因数，更适用于大容量光伏发电并网系统。

从光伏阵列的现场安装和绝缘安全指标考虑，其母线直流电压限制在700V以下较为合理，因此，单机并网逆变器的最大容量设计会受到母线直流电压的限制，大规模的光伏发电并网逆变系统采用多机并联运行模式。根据阵列输入方式的不同，将光伏发电并网逆变系统多机并联的方式分为两种，第一种是各光伏阵列输入独立，各逆变器输出并联挂网；第二种是各光伏阵列的直流输入并联为总输入，各并网逆变器输出并联挂网运行。

对于第一种并联运行方式，逆变器控制较为简单，与单机控制相比无区别，此方式的缺点是难以同时实现阵列和系统的最大效率利用。

对于第二种并联运行方式，即公共直流母线独立运行方式，公共直流母线是大功率并网光伏电站各逆变子系统常用的连接方式。对于大功率的并网逆变器，其直流母线一般采用高压设计以提高其单机的逆变效率，同时也可以减小直流传输线路的线路损耗，系统中的各部件如太阳电池组件、接线箱、逆变器、交流配电柜之间的电力电缆应尽可能按最短距离布置。目前，采用公共直流母线独立运行方式逆变器的控制较为复杂，含有三种典型控制结构模式：系统中各子站的电压指令分等级按时序控制模式、基于CAN总线的中央集控模式和基于CAN总线的主从控制模式。

概括说来，光伏发电并网逆变系统无论是单级变换模式，还是两级变换模式，逆变器的并联控制都较为复杂，甚至说是繁琐。分析原因，其实质是源于电压型PWM逆变器自身拓扑结构及其控制方法的制约。一般电压型PWM逆变器采用双闭环控制策略，外环为控制逆变器直流电压U_dc恒定，内环为控制逆变器网侧交流电流；并且在满足恒值控制直流电压U_dc的目标下，能量自动双向变换，即：当直流侧电压高于给定值时，在调节器的作用下，能量自动从直流侧流向逆变器网侧，当直流侧电压低于给定值时，在调节器的作用下，能量自动从逆变器网侧流向直流侧。各个逆变器给定参数以及调节参数的分散性可能造成给定参数的细小差异和调节参数的不一致，当两个或多个电压型PWM逆变器并联运行时，在同一时刻，将可能出现一部分逆变器工作在有源逆变状态，另一部分逆变器工作在整流状态。由于各电压型PWM逆变器的内阻均极小，并联的电压型PWM逆变器之间就有可能形成大的环流，从而影响整个系统的稳定性并危害所并联的电压型PWM逆变器系统。因此，一般不允许电压型PWM逆变器并联工作，而是采用群控模式，当有多台光伏并网逆变器并联运行时.始终只允许有一台逆变器工作在并网电流输出变化状态，其它的逆变器根据实际发电功率状况，要么工作在恒电流（满功率）状态，要么处在停机状态。如果各逆变器都“各自为政”地进行电压调节控制，则该群控系统势必崩溃。

发明内容

本发明的目的是提出一种光伏发电并网逆变器的并联结构及其控制方法。

所述光伏发电并网逆变器的并联结构分为由1-N个电压型PWM逆变器并联结构模块构成的三相电压型PWM逆变器的模块化并联结构和单相电压型PWM逆变器的模块化并联结构；

所述三相电压型PWM逆变器的模块化并联结构是由1-N个三相电压型PWM逆变器并联结构模块并联构成，其中三相电压型PWM逆变器并联结构是指主电路由多个三相电压型PWM逆变电路并联组成的电路，其特点是：各个三相电压型PWM逆变电路的直流输入并联取自直流母线，交流经线性滤波电感并入交流电网；其中，三相电压型PWM逆变器采用具有反并联二极管的功率开关管构成上臂和下臂，上、下臂串联构成一个桥臂；三个桥臂并联组成三相桥式电路，直流侧并联滤波电容器C₂，三相交流电源火线经三相线性电感接入各相桥臂的上下臂连接处，构成典型的三相电压型PWM逆变器电路；然后将各三相电压型PWM逆变器并联结构模块并联，具体是将各并联的三相电压型PWM逆变器模块的外环调节器PIDⅢ4独立出来，形成一个公用的统一外环调节器17，使各并联逆变器的控制简化为单闭环电流控制；

所述单相电压型PWM逆变器的模块化并联结构是由1-N个单相电压型PWM逆变器并联结构模块并联构成，其中单相电压型PWM逆变器并联结构是指主电路由多个单相电压型PWM逆变电路并联组成的电路，其特点是：各个单相电压型PWM逆变电路的直流输入并联取自直流母线，交流经线性滤波电感并入交流电网；其中，单相电压型PWM逆变器采用具有反并联二极管的功率开关管构成上臂和下臂，上、下臂串联构成一个桥臂；两个桥臂并联组成单相全桥，直流侧并联滤波电容器C₁，交流电源火线经线性电感L₁和电阻R₁接入一相桥臂的上下臂连接处，零线直接接另一相桥臂的上下臂连接处，构成典型的单相电压型PWM逆变器；然后将各单相电压型PWM逆变器并联结构模块并联，具体是将各并联的单相电压型PWM逆变器模块的外环调节器独立出来，形成一个公用的统一外环调节器，使各并联逆变器的控制简化为单闭环电流控制。

本发明的有益效果是一方面，克服了并联逆变器给定参数以及调节参数的分散性，避免了在并联运行过程中一部分逆变器工作在有源逆变状态，另一部分部分逆变器工作在整流状态，排除了在所并联的电压型PWM逆变器之间形成环流的因素；另一方面，各并联逆变器的控制策略简化为网侧交流电流单闭环控制，实质上转化为并联逆变器间的均流控制，从而，本发明解决了并联的电压型PWM逆变器在并联运行时各电压型PWM逆变器能量流向的一致性问题，避免了环流的产生；同时，也解决了电压型PWM逆变器并联的均流难题，从而，电压型PWM逆变器多模块并联实现了大功率化、积木化、规模化应用，同时，简化了控制结构，提高了系统可靠性。

附图说明

图1为典型电压型PWM逆变器主电路拓扑结构示意图，其中，（a）为单相电压型PWM逆变器的结构示意图，（b）为三相电压型PWM逆变器的结构示意图。

图2为三相电压型PWM逆变器及其控制电路图。

图3为三相电压型PWM逆变器多模块并联的具体实施方式框图。

具体实施方式

本发明提出一种光伏发电并网逆变器的并联结构及其控制方法。下面结合附图对本发明予以说明。

图1所示为典型电压型PWM逆变器主电路拓扑结构示意图，图中，将主电路电气拓扑结构分为单相电压型PWM逆变器并联、三相电压型PWM逆变器并联，典型的单相电压型PWM逆变器拓扑电路如图1(a)所示。第一功率开关管V₁和第一反并联二极管VD₁构成第一上臂，第二功率开关管V₂和第二反并联二极管VD₂构成第一下臂，第三功率开关管V₃和第三反并联二极管VD₃构成第二上臂，第四功率开关管V₄和第四反并联二极管VD₄构成第二下臂；第一上臂和第一下臂串联构成第一桥臂，第二上臂和第二下臂串联构成第二桥臂,两个桥臂并联组成单相全桥;直流侧并联滤波电容器C₁,交流电源火线经线性电感L₁、电阻R₁接入第一桥臂的上下臂连接处，零线直接接第二桥臂的上下臂连接处。

典型的三相电压型PWM逆变器拓扑电路如图1(b)所示。第一功率开关管V₁和第一反并联二极管VD₁构成第一上臂，第四功率开关管V₄和第四反并联二极管VD₄构成第一下臂，第三功率开关管V₃和第三反并联二极管VD₃构成第二上臂，第六功率开关管V₆和第六反并联二极管VD₆构成第二下臂，第五功率开关管V₅和第五反并联二极管VD₅构成第三上臂，第二功率开关管V₂和第二反并联二极管VD₂构成第三下臂，第一上臂和第一下臂串联构成第一桥臂，第二上臂和第二下臂串联构成第二桥臂,第三上臂和第三下臂串联构成第三桥臂，三个桥臂并联组成三相桥式电路;直流侧并联滤波电容器C₂,第一三相交流电源火线经线性电感L₂、电阻R₂接入第一桥臂的上下臂连接处，第二三相交流电源火线经线性电感L₃、电阻R₃接入第二桥臂的上下臂连接处，第三三相交流电源火线经线性电感L₄、电阻R₄接入第三桥臂的上下臂连接处；三相电网电动势为e₂、e₃、e₄，三相网侧电流分别为i₂，i₃，i₄，三个三相交流电源连接于中心点N处。

所述单相电压型PWM逆变器的并联结构是指由并联模块1、并联模块2至并联模块N并联组成的电路，其中每个并联模块由单相电压型PWM逆变器及其控制电路组成。其特点是：各个桥式逆变电路的直流输入并联取自直流母线，交流经线性滤波电感并入交流电网。

所述三相电压型PWM逆变器的并联结构是指由并联模块1、并联模块2至并联模块N并联组成的电路，其中每个并联模块由三相电压型PWM逆变器及其控制电路组成。其特点是：各个桥式逆变电路的直流输入并联取自直流母线，交流经线性滤波电感并入交流电网。

图2所示为三相电压型PWM逆变器的控制框图。控制方法基于电网电压定向的矢量控制技术，采用双闭环控制，外环为电压控制环，内环为网侧电流控制环。现详细说明如下：

外环以直流电压信号作为电压反馈量，经R₅R₆电阻网络1分压、电压传感器2和ADC模数转换电路3获得，以给定电压U_dc ^*为恒值目标，经第三加法器16后再经调节器PIDⅢ4进行比例-积分-微分处理，输出控制电流i_d ^*；内环分为d轴调节器PIDⅡ6和q轴调节器PIDⅠ5，其过程是先将三相瞬时交流电流i_a、i_b、i_c经数学变换，解耦得到与电压合成矢量同方向的直流电流分量i_d和与电压合成矢量垂直的直流电流分量i_q；由于i_d与电压合成矢量同方向，因此i_d称为电流有功分量，控制i_d可调节逆变器的有功功率，即图中的直流母线电压U_DCBUS，而i_q称为电流无功分量，控制i_q可调节逆变器的无功功率；以e_a为例，即取e_a相电压接入锁相环9和正弦、余弦信号发生器10，正弦、余弦信号发生器10输出正弦、余弦信号至abc/dq变换11，同时也通过dq/abc变换12、SVPWM信号生成器13与PWM逆变器连接；在三相线性电感L_a、L_b、L_c与PWM逆变器连接的各相火线7经电流传感器8连接abc/dq变换11，abc/dq变换11两路输出，其中i_q信号经第一加法器14、q轴调节器PIDⅠ5，输出u_q ^*信号，i_d信号经第二加法器15、d轴调节器PIDⅡ6，输出u_d ^*信号；在直流正、负母线之间并联R₅R₆电阻网络1，电阻网络1经过电压传感器2、ADC模数转换电路3、第三加法器16、调节器PIDⅢ4和第二加法器15连接。

具体运算过程现详细说明如下：

1.首先从各相火线7提取的交流电流i_a、i_b、i_c为电流反馈量，经电流传感器8后再通过abc/dq变换11的实现三相静止坐标系至两相同步旋转坐标系的变换，将相位互差120°的三相电流i_a、i_b、i_c变换为相位互差90°的两相电流i_d、i_q；

2.同时选取电网三相合成电压矢量作为d轴矢量定向基准，通过锁相环电路9实时检测电网A相电动势e_a的相位，经正弦、余弦信号发生器10确定电压定向矢量的位置角θ，求得θ的正弦、余弦函数sinθ、cosθ并将其输出至abc/dq变换11中；

3.abc/dq变换11根据输入的位置角θ的正弦、余弦函数sinθ、cosθ，实现abc三相静止坐标系至dq同步旋转止坐标系的变换，最终变换为同步旋转坐标系下直流分量i_d、i_q。

4.以外环调节器PIDⅢ4的输出i_d ^*作为d轴调节器PIDⅡ6的给定参数，交流电流解耦得到的直流分量i_d作为d轴电流调节器PIDⅡ6的反馈，调节器PIDⅢ4的输出i_d ^*与交流电流解耦得到的直流分量i_d先经过第二加法器15、再经过d轴d轴电流调节器PIDⅡ6比例-积分-微分运算输出控制电压u_d ^*；

5.以无功功率或功率因数换算的无功电流分量i_q ^*作为q轴调节器PIDⅠ5的给定参数，交流电流解耦得到的直流分量i_q作为q轴调节器PIDⅠ5的反馈，无功电流分量i_q ^*与交流电流解耦得到的直流分量i_q先经过第一加法器14，再经过q轴调节器PIDⅠ5比例-积分-微分运算输出控制电压u_q ^*；

6.dq/abc变换12变换根据输入的θ的正弦、余弦函数sinθ、cosθ，实现dq同步旋转坐标系至abc三相静止坐标系的变换，将同步旋转坐标系下d轴调节器PIDⅡ6输出的控制电压u_d ^*、q轴调节器PIDⅠ5输出的控制电压u_q ^*变换为三相静止坐标系下正弦分量u_a ^*、u_b ^*、u_c ^*；

7.再通过SVPWM信号生成器13脉宽调制后，输出六路PWM逆变器桥臂功率管的控制信号。

由于解耦之后，PWM逆变器的有功功率与d轴电流分量成正比，无功功率与q轴电流分量成正比，其规律满足下述关系式，其中U_G为电网相电压有效值。

\{\begin{matrix} P = \frac{3}{2} U_{G} i_{d} \\ Q = \frac{3}{2} U_{G} i_{d} \end{matrix}

因此，控制d轴电流分量可调节有功功率即直流母线电压U_DCBUS，控制q轴电流分量可调节无功功率或功率因数，实现PWM逆变器的直流电压和网侧无功功率的独立控制，并使系统具有好的静态和动态性能。

所述单相电压型PWM逆变器及其控制电路与三相电压型PWM逆变器及其控制电路的区别仅在于将单相交流火线变为三相交流火线，其余电路部分均相同，在此不重复叙述。

图3为多模块三相电压型PWM逆变器并联的具体实施方式框图。所述多模块三相电压型PWM逆变器的并联结构由并联模块1、并联模块2至并联模块N组成。其中每个并联模块由三相电压型PWM逆变器及其控制电路组成。各PWM逆变器交流侧并联接自同一交流电源；各PWM逆变器直流输出并联到直流母线，其并联运行的关键技术是：

1）.将各并联的电压型PWM逆变器的外环调节器PIDⅢ4独立出来，形成一个公用的统一外环调节器，在每个电压型PWM逆变器并联模块中，以直流电压信号作为电压反馈量，经R₅R₆电阻网络1分压、电压传感器2和ADC模数转换电路3获得电压反馈量，以给定电压U_dc ^*为恒值目标，经第三加法器16后，再经统一外环调节器17进行比例-积分-微分处理后输出控制电流i_d ^*，作为各并联电压型PWM逆变器闭环电流控制d轴调节器PIDⅡ6的给定信号；

2）.并联模块1的闭环电流控制分为d轴调节器PIDⅡ6和q轴调节器PIDⅠ5，以统一外环调节器17的输出控制电流i_d ^*作为d轴调节器PIDⅡ6的给定信号，交流电流解耦得到的直流分量i_d作为d轴调节器PIDⅡ6的反馈，经d轴调节器PIDⅡ6比例-积分-微分运算后输出控制电压u_d ^*；以无功功率或功率因数换算的无功电流分量i_q ^*作为q轴调节器PIDⅠ5的给定信号，交流电流解耦得到的直流分量i_q作为q轴调节器PIDⅠ5的反馈，经q轴调节器PIDⅠ5比例-积分-微分运算后输出控制电压u_q ^*，并联模块1的电流矢量控制过程具体与上述图1三相电压型PWM逆变器的内环电流矢量控制相同。并联模块2至并联模块N的工作原理与并联模块1相同。

所述多模块单相电压型PWM逆变器的并联结构与多模块三相电压型PWM逆变器的并联结构的区别仅在于将单相交流火线变为三相交流火线，其余电路部分均相同，在此不重复叙述。

这样，一方面，克服了并联电压型PWM逆变器给定参数以及调节参数的分散性，避免了在并联运行过程中一部分逆变器工作在整流状态，另一部分逆变器工作在有源逆变状态，排除了在所并联的电压型PWM逆变器之间形成环流的因素；另一方面，各并联的电压型PWM逆变器的控制策略简化为网侧交流电流闭环控制，实质上实现了并联逆变器间的均流控制，从而，本发明解决了在并联运行时各电压型PWM逆变器能量流向的一致性问题，避免了环流的产生；同时，也解决了电压型PWM逆变器并联的均流难题，从而，电压型PWM逆变器多模块并联实现了大功率化、积木化、规模化应用。

Claims

1.一种光伏发电并网逆变器的并联结构，其特征在于，所述光伏发电并网逆变器的并联结构分为由1-N个电压型PWM逆变器并联结构模块构成的三相电压型PWM逆变器的模块化并联结构和单相电压型PWM逆变器的模块化并联结构；

所述三相电压型PWM逆变器的模块化并联结构是由1-N个三相电压型PWM逆变器并联结构模块并联构成，其中三相电压型PWM逆变器并联结构是指主电路由多个三相电压型PWM逆变电路并联组成的电路，其特点是：各个三相电压型PWM逆变电路的直流输入并联取自直流母线，交流经线性滤波电感并入交流电网；其中，三相电压型PWM逆变器采用具有反并联二极管的功率开关管构成上臂和下臂，上、下臂串联构成一个桥臂；三个桥臂并联组成三相桥式电路，直流侧并联滤波电容器（C₂），三相交流电源火线经三相线性电感接入各相桥臂的上下臂连接处，构成典型的三相电压型PWM逆变器电路；然后将各三相电压型PWM逆变器并联结构模块并联，具体是将各并联的三相电压型PWM逆变器模块的外环调节器PIDⅢ（4）独立出来，形成一个公用的统一外环调节器（17）进行比例-积分-微分处理，使各并联逆变器的控制简化为单闭环电流控制；

所述单相电压型PWM逆变器的模块化并联结构是由1-N个单相电压型PWM逆变器并联结构模块并联构成，其中单相电压型PWM逆变器并联结构是指主电路由多个单相电压型PWM逆变电路并联组成的电路，其特点是：各个单相电压型PWM逆变电路的直流输入并联取自直流母线，交流经线性滤波电感并入交流电网；其中，单相电压型PWM逆变器采用具有反并联二极管的功率开关管构成上臂和下臂，上、下臂串联构成一个桥臂；两个桥臂并联组成单相全桥，直流侧并联滤波电容器（C₁），交流电源火线经线性电感（L₁）和电阻（R₁）接入一相桥臂的上下臂连接处，零线直接接另一相桥臂的上下臂连接处，构成典型的单相电压型PWM逆变器；然后将各单相电压型PWM逆变器并联结构模块并联，具体是将各并联的单相电压型PWM逆变器模块的外环调节器独立出来，形成一个公用的统一外环调节器进行比例-积分-微分处理，使各并联逆变器的控制简化为单闭环电流控制。

2.根据权利要求1所述一种光伏发电并网逆变器的并联结构，其特征在于，所述三相电压型PWM逆变器并联结构模块是以三相电压型PWM逆变器及其控制电路构成的模块结构，其控制电路为基于电网电压定向的矢量控制技术，采用双闭环控制，外环为电压控制环，内环为网侧电流控制环，具体结构如下：

在三相电压型PWM逆变器的输入侧的直流母线电压U_DCBUS和滤波电容器之间并联R₅R₆电阻网络（1）、R₅R₆电阻网络（1）与电压传感器（2）、ADC模数转换电路（3）连接，ADC模数转换电路（3）经第三加法器（16）、经统一外环调节器（17）连接第二加法器（15），第二加法器（15）还与d轴调节器PIDⅡ（6）和第一abc/dq变换器（11）连接，abc/dq变换器（11）分别与第一加法器（14）、第二加法器（15）、正弦、余弦信号发生器（10）和电流传感器（8）连接，各相火线（7）与电流传感器（8）连接，第一加法器（14）通过q轴调节器PIDⅠ（5）与dq/abc变换器（12）连接，线性电感（L_a）的e_a端经锁相环（9）连接至正弦、余弦信号发生器（10），dq/abc变换器（12）与d轴调节器PIDⅡ（6）、q轴调节器PIDⅠ（5）、正弦、余弦信号发生器（10）和SVPWM信号生成器（13）连接，SVPWM信号生成器（13）与PWM逆变器连接。

3.一种权利要求1所述的三相光伏发电并网逆变器并联运行的控制方法，其特征在于，首先将光伏发电并网逆变器的模块化并联结构中各电压型PWM逆变器的外环调节器PIDⅢ（4）独立出来，形成一个公用的统一外环调节器（17），使各并联逆变器的控制简化为单闭环电流控制；在每个电压型PWM逆变器并联模块中，外环以直流电压信号作为电压反馈量，R₅R₆电阻网络（1）分压的电压信号经电压传感器（2）和ADC模数转换电路（3）后，与已给定电压U_dc ^*一起经第三加法器（16）后，再经公用的统一外环调节器（17）进行比例-积分-微分处理，输出控制电流i_d ^*传输至第二加法器（15）；内环分为d轴调节器PIDⅡ（6）和q轴调节器PIDⅠ（5），其过程是先将三相瞬时交流电流i_a、i_b、i_c经数学变换，解耦得到与电压合成矢量同方向的直流电流分量i_d和与电压合成矢量垂直的直流电流分量i_q；由于i_d与电压合成矢量同方向，因此i_d称为电流有功分量，控制i_d可调节逆变器的有功功率，即直流母线电压U_DCBUS，而i_q称为电流无功分量，控制i_q可调节逆变器的无功功率；具体运算过程如下：

1）首先从各相火线（7）提取的交流电流i_a、i_b、i_c,为电流反馈量，经电流传感器（8）后再通过abc/dq变换（11）的实现三相静止坐标系至两相同步旋转坐标系的变换，将相位互差120°的三相电流i_a、i_b、i_c变换为相位互差90°的两相电流i_d、i_q；

2）同时选取电网三相合成电压矢量作为d轴矢量定向基准，通过锁相环电路（9）实时检测电网A相电动势e_a的相位，经正弦、余弦信号发生器（10）确定电压定向矢量的位置角θ，求得θ的正弦、余弦函数sinθ、cosθ并将其输出至abc/dq变换（11）中；

3）abc/dq变换（11）根据输入的位置角θ的正弦、余弦函数sinθ、cosθ，实现abc三相静止坐标系至dq同步旋转止坐标系的变换，最终变换为同步旋转坐标系下直流分量i_d、i_q；

4）以公用的统一外环调节器（17）的输出i_d ^*作为d轴调节器PIDⅡ（6）的给定参数，交流电流解耦得到的直流分量i_d作为d轴调节器PIDⅡ（6）的反馈，公用的统一外环调节器（17）的输出i_d ^*与交流电流解耦得到的直流分量i_d先经过第二加法器（15）、再经过d轴调节器PIDⅡ（6）比例-积分-微分运算输出控制电压u_d ^*；

5）以无功功率或功率因数换算的无功电流分量i_q ^*作为q轴调节器PIDⅠ（5）的给定参数，交流电流解耦得到的直流分量i_q作为q轴调节器PIDⅠ（5）的反馈，无功电流分量i_q ^*与交流电流解耦得到的直流分量i_q先经过第一加法器（14），再经过q轴调节器PIDⅠ（5）比例-积分-微分运算输出控制电压u_q ^*；

6）dq/abc变换（12）变换根据输入的位置角θ的正弦、余弦函数sinθ、cosθ，实现dq同步旋转坐标系至abc三相静止坐标系的变换，将同步旋转坐标系下d轴调节器PIDⅡ（6）输出的控制电压u_d ^*、q轴调节器PIDⅠ（5）输出的控制电压u_q ^*变换为三相静止坐标系下正弦分量u_a ^*、u_b ^*、u_c ^*；

7）再通过SVPWM信号生成器（13）脉宽调制后，输出六路PWM逆变器桥臂功率管的控制信号；

由于解耦之后，PWM逆变器的有功功率与d轴电流分量成正比，无功功率与q轴电流分量成正比，其规律满足下述关系式，其中U_G为电网相电压有效值；

因此，控制d轴电流分量可调节有功功率即直流母线电压U_DCBUS，控制q轴电流分量可调节无功功率或功率因数，实现PWM逆变器的直流电压和网侧无功功率的独立控制。